DE4133778C2 - Primärzündstrombegrenzerschaltkreis für die Zündeinrichtung einer Brennkraftmaschine - Google Patents

Primärzündstrombegrenzerschaltkreis für die Zündeinrichtung einer Brennkraftmaschine

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DE4133778C2
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Description

Die Erfindung betrifft einen Primärzündstrombegrenzer- Schaltkreis für die Zündeinrichtung einer Brennkraftmaschine, und dient dazu, einen in einer Primärwicklung einer Zündspule fließenden Primärstrom zu begrenzen, damit ein in einer Sekundärwicklung der Zündspule fließender Strom begrenzt wird.
Im allgemeinen haben Brennkraftmaschinen, wie beispielsweise Benzinmotoren für Kraftfahrzeuge, eine Anzahl Zylinder, für die die Reihenfolge der Brennstoffeinspritzung, die Zündfolge und dergleichen in optimaler Weise mittels einer computerisierten elektronischen Regeleinheit, genannt "ECU" geregelt werden.
Der Zündzeitpunkt der Zylinder eines derartigen Motors wird bestimmt, indem die Stromzufuhr zur Primärwicklung einer Zündspule unterbrochen wird, und die Spannung der Sekundärwicklung, die sich an der Sekundärwicklung der Zündspule bei Unterbrechung der primären Stromzufuhr entwickelt, muß eine ausreichend hohe Energie haben, um einen Zündfunken zwischen den Elektroden einer Zündkerze zu erzeugen, die an die Sekundärwicklung der Zündspule angeschlossen ist. Ferner ist es notwendig, die auf diese Weise erzeugte Sekundärwicklung auf einen brauchbaren Energiepegel zu begrenzen, der keinen dielektrischen Durchschlag elektronischer oder elektrischer Bauelemente der Zündvorrichtung verursacht, wobei die Durchschlagspannungen für die Bauelemente in Einklang mit vorgegebenen Spannungsfestigkeiten für die Bauelemente bestimmt werden. Zu diesem Zweck muß ein Maximalwert des Primärwicklungsstromes auf einen vorgegebenen Wert begrenzt werden. Jedoch schwankt die Größe der Spannung, die von einer Gleichstrom-Leistungsquelle, wie beispielsweise einer Speicherbatterie, der Zündspule zur ordnungsgemäßen Zündung geliefert wird, abhängig vom Betriebszustand des Motors, so daß es allgemeine Praxis für die Zündvorrichtung ist, eine Strombegrenzungsfunktion zur Begrenzung des Primärwicklungsstroms auf einen geeigneten Pegel in Einklang mit dem Betriebszustand des Motors aufzuweisen.
Fig. 2 zeigt die Schaltungsanordnung eines typischen Ausführungsbeispiels einer derartigen Bauart einer Zündvorrichtung mit einer Strombegrenzungsfunktion für eine Brennkraftmaschine, wie etwa aus US 4 899 715 bekannt. In dieser Figur ist die Gleichstrom-Leistungsquelle 1 als Speicherbatterie vorhanden, die eine Quellenspannung Vb erzeugt, die an eine Zündspule 2 angeschlossen ist, die eine Primärwicklung 2a und eine Sekundärwicklung 2b hat, wovon letztere mit einer der Elektroden einer Zündkerze 3 verbunden ist, deren andere Elektrode an Masse liegt. Ein Leistungstransistor 4, der ein Paar Transistoren in einer Darlington-Schaltung umfaßt, hat einen gemeinsamen Kollektor an die Primärwicklung 2a der Zündspule 2 angeschlossen, und eine Basis, die über Widerstände 6, 7 an einen Abzweigungspunkt angeschlossen ist, der zwischen einem Widerstand 5 liegt, der mit einem Abzweigungspunkt zwischen der Speicherbatterie 1 und der Zündspule 2 verbunden ist, und einem Kollektor eines Steuertransistors 6, dessen Emitter mit Masse verbunden ist. Der Steuertransistor 6 ist in einer (nicht dargestellten) elektronischen Regeleinheit ECU enthalten.
Ein Strombegrenzer, der allgemein mit dem Bezugszeichen 30 bezeichnet ist, ist zwischen der Basis und dem Emitter des Leistungstransistors 4 angeschlossen und wie folgt aufgebaut. Ein Stromsensorwiderstand 9 ist zwischen dem Emitter des Leistungstransistors 4 und Masse angeschlossen, um eine Primärspannung VD entsprechend einem Primärstrom 11 zu erfassen, der durch die Primärwicklung 2a der Zündspule 2 erzeugt wird und durch den Leistungstransistor 4 fließt. Ein Ende des Stromsensorwiderstands 9 ist über einen Widerstand 10 an eine negative oder invertierte Eingangsklemme eines Differentialverstärkers 11 angeschlossen. Das andere Ende des Stromsensorwiderstands 9 liegt an Masse, an einem Emitter eines Transistors 13 und über einen Widerstand 12 und der invertierten Eingangsklemme des Differentialverstärkers 11. Der Differentialverstärker 11 hat eine Ausgangsklemme, die an einen Verbindungspunkt P1 zwischen den Widerständen 6, 7 angeschlossen ist. Der Transistor 13 hat einen Kollektor, der über einen Widerstand 14 und eine Konstantstromversorgung 15 mit dem Verbindungspunkt P1 zwischen den Widerständen 6, 7 verbunden ist, und eine Basis, die unmittelbar an seinen Kollektor angeschlossen ist, um eine Diodenverbindung zu bilden. Die Basis des Transistors 13 ist ferner mit einer Basis eines Transistors 16 verbunden, dessen Kollektor über einen Widerstand 17 an die Konstantstromversorgung 15 angeschlossen ist, und der einen Emitter hat, der über einen Widerstand 18 an Masse liegt, sowie eine Basis, die über einen Widerstand 19 mit einer positiven oder nicht-invertierten Eingangsklemme des Differentialverstärkers 11 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 16 ist ferner mit einer Basis eines Transistors 21 verbunden, dessen Kollektor an die Konstantstromquelle 15 angeschlossen ist und dessen Emitter an Masse liegt.
Wird im Betrieb der in der dargestellten elektronischen Regeleinheit (ECU) enthaltene Steuertransistor 6 ausgeschaltet, um die Leistungszufuhr zur Zündspule 2 zu beginnen, so wird die Quellenspannung VB der Speicherbatterie 1 über den Widerstand 5 an die Basis des Leistungstransistors 4 gelegt, womit der Transistor 4 eingeschaltet wird. Infolgedessen beginnt ein Primärstrom 11 von der Speicherbatterie 1 über eine Primärwicklung 2a der Zündspule 2, die Kollektor-Emitter-Strecke des Leistungstransistors 4 und den Stromsensorwiderstand 9 nach Masse zu fließen. Eine am Stromsensorwiderstand 9 liegende Spannung wird über die Widerstände 10, 11 der invertierten Eingangsklemme des Differentialverstärkers 11 zugeführt.
Gleichzeitig beginnt der Strombegrenzer 30 den Basisstrom Ib4 zum Leistungstransistor 4 zu steuern, so daß die erfaßte Spannung VD am Widerstand 9, die dem Primärstrom 11 entspricht, der invertierten Eingangsklemme des Differentialverstärkers 11 über die Widerstände 10, 12 zugeführt wird, gleich einer Bezugsspannung VR gemacht wird, die an der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 13 erzeugt wird und die über den Transistor 16 und die Widerstände 19, 20 der nicht-invertierten Eingangsklemme des Differentialverstärkers 11 zugeführt wird. Das heißt, wenn die erfaßte Spannung VD gleich der Bezugsspannung VR wird, so wird ein Teil des Basisstroms IB4, der der Basis des Leistungstransistors 4 zugeführt werden soll, als sogenannter Senkenstrom Is durch den Differentialverstärker 11 absorbiert. Infolgedessen wird die Größe des Basisstroms IB4, der der Basis des Leistungstransistors 4 zugeführt wird, entsprechend verringert. Auf diese Weise wird der Primärstrom I1 gesteuert oder auf einen Pegel begrenzt, der der vorgegebenen Bezugspannung VR entspricht. Dabei ändert sich die erfaßte Spannung am Stromsensorwiderstand 9, die der invertierten Eingangsklemme des Komparators 11 eingegeben wird, mit einer Änderung der Temperatur des Widerstands 9, da dessen Widerstandswert r9 temperaturabhängig ist. Somit wird die temperaturabhängige Änderung des Widerstandswerts r9 des Stromsensorwiderstands 9 durch Änderung der Bezugsspannung VR in einer Weise kompensiert, um die Änderung des Widerstandswerts r9 auszugleichen. Das heißt, die Bezugspannung VR, die an die nicht-invertierte Eingangsklemme des Differentialverstärkers 11 gelegt wird, wird durch folgende Gleichung ausgedrückt:
VR = (kT/q)log(Ie13/Ie16) + Vbe16 × r20/(r19 + r20)
= (kT/q)log/(Ie13/Ie16) + (kT/q)log(Ie16/Is) × r20/(r19 + r20)
= (kT/q)(log/(Ie13/Ie16)) + log(Ie16/Ts) × r20 (r19 + r20)) (1)
wobei k die Boltzmannsche Konstante (1,38 × 10-23 J/K) ist; T ist die absolute Temperatur der Transistoren 13, 16; q ist die Ladung eines Elektrons (= 1,6 × 10-19Coulomb); Ie13 ist der Emitterstrom des Transistors 13; Ie16 ist der Emitterstrom des Transistors 16; Vbe16 ist die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 16; Is ist der Sättigungsstrom des Transistors 16 (= 5.38 × 10-16 Ampere bei einer absoluten Temperatur von 300°K); r19 ist der Widerstandswert des Widerstands 19; und r20 ist der Widerstandswert des Widerstands 20. Wie aus obiger Gleichung (1) ersichtlich ist, kann die temperaturabhängige Änderung der Bezugsspannung VR kompensiert werden, indem das Verhältnis des Emitterstroms Ie13 des Transistors 13 zum Emitterstrom Ie16 des Transistors 16 geändert wird und desgleichen ein Spannungsteilerverhältnis, das durch Widerstandswerte r19, r20 der Widerstände 19, 20 bestimmt wird (das heißt: r20/(r19 + r20)).
Diesbezüglich hat jedoch die Basis-Emitter-Spannung Vbe16 des Transistors 16 eine negative Kennlinie bezüglich einer Temperaturänderung desselben, d. h. sie verringert sich mit ansteigender Temperatur desselben. Daher kann der Temperaturkoeffizient der Bezugsspannung VR, wie klar aus obiger Gleichung (1) hervorgeht, nicht über einen bestimmten Grenzwert C1 erhöht werden, der sich wie folgt ausdrücken läßt:
C1 = (k/q)(log(Ie13/Ie16))
Falls somit der Strombegrenzer 30 eine hybride integrierte Schaltung umfaßt, wobei der Stromsensorwiderstand 9 aus einem Werkstoff wie Aluminium, Kupfer und dergleichen gebildet wird, der einen relativ großen Temperaturkoeffizienten hat (d. h. größer als der obige Grenzwert C1), so wird es schwierig, den Temperaturkoeffizienten der Bezugsspannung VR an jenen des Stromsensorwiderstands 9 anzugleichen. Anders ausgedrückt, in diesem Falle entsteht unvermeidlicherweise eine Fehlanpassung zwischen den Temperaturkoeffizienten der Spannungen, die der invertierten und der nicht-invertierten Eingangsklemme des Differentialverstärkers zugeführt werden, womit eine Temperaturabhängigkeit des Grenzwerts eines Primärwicklungsstroms entsteht, wie er durch den Strombegrenzer 30 begrenzt ist. Das heißt, der Strombegrenzungswert des Strombegrenzers 30 wandert entsprechend den Änderungen in dessen Temperatur, und hat somit eine temperaturabhängige Kennlinie, was unerwünscht ist. Aus diesem Grund war es bisher notwendig gewesen, den Stromsensorwiderstand 9 aus Werkstoffen mit niedrigen Temperaturkoeffizienten zu bilden, beispielsweise einem Edelmetall oder einer Legierung, wie einer Silber- Palladiumlegierung (Ag-Pd), Silber, etc., die jedoch sehr kostspielig sind.
Ferner ist es sehr bedeutsam, wenn die Stabilität und Genauigkeit des Betriebs des Strombegrenzers 30 der Fig. 2 gesucht wird, die an den Verbindungspunkt P1 durch die Speicherbatterie 1 gelegte Spannung zu stabilisieren. Hierzu ist es erforderlich, um die Temperaturabhängigkeit der Basis- Emitter-Spannung Vbe4 des Leistungstransistors 4 zu kompensieren oder zu korrigieren, den Widerstandswert des Stromsensorwiderstands 9 wesentlich zu erhöhen und/oder den Widerstand 6 zu verwenden, der an die Basis des Leistungstransistors 4 angeschlossen ist.
Aus DE-OS 28 04 872 ist eine Zündeinrichtung für Brennkraftmaschinen bekannt, wobei die am Stromsensorwiderstand zum Vergleich mit einer Bezugsspannung abgenommene Spannung, die der Begrenzung des Zündspulenprimärstroms dient, gegenüber Temperaturschwankungen kompensiert wird.
Aus der nachveröffentlichten DE 41 33 016 A1 ist ein Primärzündstrombegrenzer-Schaltkreis für eine Verbrennungsmaschine bekannt, mit einem Operationsverstärker, der einen Leistungstransistor steuert, sowie einer ersten und einer zweiten Stromquelle. Der negative Eingang des Operationsverstärkers empfängt eine Spannung an einem Punkt zwischen der ersten Stromquelle und einer ersten Diodenstrecke, während der positive Eingang des Operationsverstärkers eine Spannung am Ausgang eines Spannungsteilers parallel zu einer zweiten Diodenstrecke in Reihe mit der zweiten Stromquelle empfängt.
Im Hinblick auf obigen Sachverhalt ist die Erfindung darauf abgestellt, die vorstehend aufgeführten Probleme der bekannten Zündvorrichtung zu überwinden.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Strombegrenzer-Schaltkreis für eine Zündvorrichtung zu schaffen, welcher in der Lage ist, selbst eine stärkere Temperaturabhängigkeit eines Stromsensorwiderstandes wirksam zu kompensieren, um die Größe eines Primärwicklungsstroms ungeachtet von Temperaturschwankungen präzise auf einem vorgegebenen Pegel zu halten, und gleichzeitig einen einfachen und kostengünstigen Aufbau aufweist.
kostengünstigen-Aufbau zu kompensieren, um die Größe eines Primärwicklungsstroms für eine Zündspule genau auf einen vorgegebenen Pegel zu begrenzen, ungeachtet von Temperaturschwankungen, ohne daß ein kostspieliger Stromsensorwiderstand mit niedrigen Temperaturkoeffizienten verwendet wird, oder ohne daß der Widerstandswert des Stromsensorwiderstands erhöht wird.
Diese Aufgabe wird gelöst wie im Anspruch 1 angegeben.
Die Erfindung schafft eine neue und verbesserte Zündvorrichtung mit einer Strombegrenzungsfunktion für eine Brennkraftmaschine, die einen stabilen und genauen Betrieb eines Strombegrenzers jederzeit ungeachtet von Schwankungen der Ausgangsspannung einer Leistungsquelle gewährleisten kann, ohne einen Stabilisierungswiderstand zu verwenden, wie er bekannterweise an die Basis des Leistungstransistors angeschlossen wird.
Die erfindungsgemäße Strombegrenzerschaltung umfaßt eine erste Konstantstromquelle, deren eines Ende an die Leistungsquelle angeschlossen ist und deren anderes Ende mit dem ersten Ende des Stromsensorwiderstands über einen ersten Transistor verbunden ist; eine zweite Konstantstromquelle, deren eines Ende an die Leistungsquelle angeschlossen ist und deren anderes Ende mit dem zweiten Ende des Stromsensorwiderstands über einen zweiten Transistor verbunden ist; einen Differentialverstärker, dessen erste Eingangsklemme mit einem Verbindungspunkt zwischen der ersten Konstantstromquelle und dem ersten Transistor verbunden ist, dessen zweite Eingangsklemme mit einem Verbindungspunkt zwischen der zweiten Konstantstromquelle und dem zweiten Transistor verbunden ist, und dessen Ausgangsklemme mit der Basis des Leistungstransistors verbunden ist, wobei der Differentialverstärker betreibbar ist, um einen Teil des Stroms zu absorbieren, der von der Leistungsquelle zur Basis des Leistungstransistors in Einklang mit einem Unterschied zwischen einer an die erste Eingangsklemme des Differentialverstärkers gelegten Bezugsspannung und einer am Stromsensorwiderstand liegenden Spannung, wie sie der zweiten Eingangsklemme des Differentialverstärkers zugeführt wird, zu absorbieren, um dadurch den Primärwicklungsstrom auf einen vorgegebenen Wert zu begrenzen; und einen Temperaturkoeffizientkompensator, der mit entweder der ersten oder der zweiten Eingangsklemme des Differentialverstärkers verbunden ist, um eine Widerstandsänderung des Stromsensorwiderstands als Folge einer Temperaturschwankung desselben zu kompensieren, so daß eine temperaturabhängige Änderung der Bezugsspannung von der ersten Eingangsklemme des Differentialverstärkers einer temperaturabhängigen Änderung in der Spannung an der zweiten Eingangsklemme des Differentialverstärkers entspricht.
Der Temperaturkoeffizientkompensator umfaßt einen dritten Transistor mit einer Basis, die an die negative Klemme des Differentialverstärkers angeschlossen ist; einen ersten Widerstand, der zwischen der Basis des dritten Transistors und der negativen Eingangsklemme des Differentialverstärkers liegt; und einen zweiten Widerstand, dessen eines Ende an einen Verbindungspunkt zwischen dem ersten Widerstand und der negativen Eingangsklemme des Differentialverstärkers angeschlossen ist, und dessen anderes Ende an einen Verbindungspunkt zwischen dem zweiten und dem dritten Transistor angeschossen ist.
Vorzugsweise besteht der Stromsensorwiderstand aus Aluminium oder Kupfer.
Die vorstehend aufgeführten Aufgabenstellungen sowie weitere Aufgabenstellungen, Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich im einzelnen aus der folgenden detaillierten Beschreibung einer gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform der Erfindung in Verbindung mit den anliegenden Zeichnungen; es zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Schaltbild einer erfindungsgemäßen Zündvorrichtung mit einer Strombegrenzungsfunktion für eine Brennkraftmaschine;
Fig. 2 eine der Fig. 1 ähnliche Darstellung, die jedoch eine bekannte Zündvorrichtung mit einer Strombegrenzungsfunktion darstellt.
In den Zeichnungen werden gleiche oder entsprechende Teile bei allen Ausführungsformen mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet.
Einige bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden nunmehr im einzelnen unter Bezugnahme auf die anliegenden Zeichnungen erläutert.
In Fig. 1 ist schematisch eine Zündvorrichtung mit einer Strombegrenzungsfunktion für eine Brennkraftmaschine dargestellt, die in Einklang mit einer ersten Ausführungsform der Erfindung aufgebaut ist. Die dargestellte Vorrichtung enthält eine Gleichstrom-Leistungsquelle 1 als Speicherbatterie, eine Zündspule 2 mit einer Primärwicklungs 2a und einer Sekundärwicklung 2b, eine Zündkerze 3, einen Leistungstransistor 4, einen Widerstand 5 und einen Schalter 6 in Form eines Steuertransistors, einen Stromsensorwiderstand 9, und einen Differentialverstärker 11, die alle die gleichen sind, wie sie bei der bekannten Zündvorrichtung nach Fig. 2 verwendet werden. Bei dieser Ausführungsform unterscheidet sich jedoch ein Strombegrenzer, der allgemein mit 30a bezeichnet wird, gegenüber jenem (30) der bekannten Zündvorrichtung nach Fig. 1. Insbesondere ist der Strombegrenzer 30a dieser Ausführungsform wie folgt aufgebaut. Der Leistungstransistor 4 hat eine Basis, die unmittelbar mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 5 und einem Kollektor des Steuertransistors 6 verbunden ist. Eine erste Konstantstromquelle 22 und eine zweite Konstantstromquelle 23 sind vorhanden, die mit ihrem einen Ende gemeinsam an einem Verbindungspunkt P2 zwischen der Basis des Leitungstransistors 4 und dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 5 und dem Kollektor des Steuertransistors 6 angeschlossen sind. Die erste Konstantstromquelle 22 ist mit ihrem anderen Ende an ein Ende des Stromsensorwiderstands 9 über einen Transistor 24 in der Form einer Diodenverbindung angeschlossen, in der ein Kollektor mit der ersten Konstantstromquelle 22 verbunden ist, eine Basis unmittelbar an den Kollektor des Transistors angeschlossen ist, und ein Emitter mit einem Ende des Stromsensorwiderstands 9 verbunden ist. Die zweite Konstantstromquelle 23 ist mit ihrem anderen Ende mit dem anderen Ende des Stromsensorwiderstands 9 über einen Transistor 25 und einen Transistor 26 angeschlossen, die beide als Diodenschaltung ausgebildet sind. Der Transistor 25 hat einen Kollektor, der mit dem anderen Ende der zweiten Konstantstromquelle 23 verbunden ist, eine Basis, die unmittelbar mit seinem Kollektor verbunden ist und einen Emitter, der an einen Kollektor des Transistors 26 angeschlossen ist, dessen Basis unmittelbar mit seinem Kollektor verbunden ist und dessen Emitter mit dem anderen Ende des Stromsensorwiderstands 9 verbunden ist.
Der Differentialverstärker 11 hat eine Bezugs- oder nicht-invertierte Eingangsklemme, die mit einem Verbindungspunkt zwischen der ersten Konstantstromquelle 22 und dem Kollektor des Transistors 24 verbunden ist, und eine Stromsensor- oder invertierte Eingangsklemme, die an die Basis des Transistors 25 über einen Widerstand 27 und an den Emitter des Transistors 25 über einen Widerstand 28 angeschlossen ist.
Dabei liegt eine Bezugsspannung VR, die gleich der Basis-Emitter-Spannung Vbe24 des Transistors 24 ist, an der nicht-invertierten Eingangsklemme des Differentialverstärkers 11, während die folgende Spannung Vses der invertierten Eingangsklemme des Differentialverstärkers 11 zugeführt wird:
Vses == V9 + Vbe26 + Vbe25 × r28/(r27 + r28) (2)
wobei V9 die Spannung am Widerstand 9 ist; Vbe26 ist die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 26; Vbe25 ist die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 25; r27 ist der Widerstandswert des Widerstands 27; und r28 ist der Widerstandswert des Widerstands 28. Diesbezüglich werden die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren 25, 26 wie folgt ausgedrückt:
Vbe25 = (kT/q)log(Ie25/Is) (3)
Vbe26 - (kT/q)log(Ie26/Is) (4)
wobei Ie25 der Emitterstrom des Transistors 25 ist; Ie26 ist der Emitterstrom des Transistors 26; und Is ist der Sättigungsstrom der Transistoren 25, 26.
Unter Verwendung obiger Gleichung (4), wird obige Gleichung (2) wie folgt modifiziert:
Vses : V9 + (kT/q)log (Ie26/Is) + Vbe25 × r28/(r27 + r28) = Ic × r9 + (kT/q)log(Ie26/Is) + Vbe25 × r28/(r27 + r28)
wobei Ic der Primärwicklungsstrom ist, der durch den Widerstand 9 fließt.
Der Betrieb dieser Ausführungsform wird nunmehr im einzelnen beschrieben. Zunächst wird beim Abschalten des Steuertransistors 6 in der dargestellten Stromsteuereinheit, beispielsweise der ECU elektrische Leistung aus der Speicherbatterie 1 der Basis des Leistungstransistors 4 und des gleichen dem Strombegrenzer 30A über den Widerstand 5 zugeführt. Infolgedessen wird der Leistungstransistor 4 eingeschaltet, so daß ein Strom von der Speicherbatterie 1 nach Masse (Erde) zu fließen beginnt, über die Primärwicklung 2a der Zündspule 2, den nun leitenden Leistungstransistor 4 und den Stromsensorwiderstand 9. Gleichzeitig beginnt der Strombegrenzer 30A seinen Betrieb zur Begrenzung der Größe des Primärwicklungsstroms auf einen vorgegebenen Grenzwert Ic1 auf der Grundlage folgender Gleichung:
Ic1 = (1/r9) × (kT/q)log(Ie24/Ie26) - Vbe25 × (r28/(r27 + r28)) (5)
wobei r9 der Widerstandswert des Widerstands 9 ist; r27 der Widerstandswert des Widerstands 27; r28 der Widerstandswert des Widerstands 28; Ie24 ist der Emitterstrom des Transistors 24; Ie26 ist der Emitterstrom des Transistors 26 und Vbe25 ist die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 25.
Insbesondere entwickelt sich ein Unterschied zwischen den Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren 24, 26 in Einklang mit dem Stromverhältnis der Stromgröße der ersten Konstantstromquelle 22 zu jener der zweiten Konstantstromquelle 23. Zum leichteren Verständnis kann dieser Unterschied als eine Bezugspannung VR betrachtet werden, die der Bezugs- oder nicht invertierten Eingangsklemme des Differentialverstärkers 11 zugeführt wird. Ferner wird zur Kompensierung der Temperaturabhängigkeit des Strombegrenzungswerts des Strombegrenzers 30A in den Fällen, wo der Stromsensorwiderstand 9 aus einem Werkstoff wie Aluminium, Kupfer und dergleichen mit einem großen Temperaturkoeffizienten besteht, ein Temperaturkoeffizientkompensator, der allgemein durch das Bezugszeichen 29 gekennzeichnet ist, der Stromsensor- oder invertierten Eingangsklemme des Differentialverstärkers 11 verbunden. Der Temperaturkoeffizientkompensator 29 umfaßt den Transistor 25 und die Widerstände 27, 28, die in der vorstehend beschriebenen Weise angeschlossen sind. Dabei hat die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 25 eine negative Temperaturabhängigkeit, die Spannung fällt bei ansteigender Temperatur des Transistors 25 ab, damit die gleiche Größe seines Emitterstroms erhalten wird. Erhöht sich beispielsweise die Temperatur um 1°, so sollte die Basis-Emitter-Spannung Vbe25 um -1,8 mV geändert werden, damit der gleiche oder konstante Emitterstrom geliefert wird. Insbesondere wird ein Unterschied zwischen einer temperaturabhängigen Änderung in der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 24, wie sie der nicht-invertierten Eingangsklemme des Differentialverstärkers 11 zugeführt wird, und der Summe einer temperaturabhängigen Änderung in der Spannung am Widerstand 9 und temperaturabhängiger Änderungen in den Basis-Emitter-Spannungen der Widerstände 25, 26, die der invertierten Eingangsklemme des Differentialverstärkers 11 zugeführt werden, im wesentlichen ausgeglichen oder auf Null verringert, indem ein Spannungs-Teilerverhältnis, das durch die Widerstandswerte r27 und r28 der Widerstände 27, 28 bestimmt ist (d. h., r28/(r27 + r28)) sachgemäß gewählt wird.
Es sei beispielsweise angenommen, daß der Stromgrenzwert Ic1, der durch den Strombegrenzer 30A bestimmt wird, und der Widerstandswert r9 des Stromsensorwiderstands 9 wie folgt festgelegt werden:
Ic1 = 6,5 Amper
r9 = 14 × 10-3 (1 + 4,300 × 10-6 (T - 300)) Ohm
wobei der Widerstandswert des Widerstands 9 bei einer absoluten Temperatur von 300°K gleich 14 Mikroohm ist; der Temperaturkoeffizient des Widerstands 9 beträgt 4,300 ppm; und T ist eine absolute Temperatur des Widerstands 9. In diesem Falle werden der Emitterstrom Ie24 des Transistors 24, der Emitterstrom Ie26 des Transistors 26, der Widerstandswert r27 des Widerstands 27 und der Widerstandswert r28 des Widerstands 28 wie folgt angenommen:
Ie24 = 180 Mikroampere bei 25°C
Ie26 = 60 Mikroampere bei 25°C
r27 = 48 kOhm
r28 = 1,2 kOhm.
Bei Berechnung der Bezugspannung VR an der nicht-invertierten Eingangsklemme und der erfaßten Spannung Vses an der invertierten Eingangsklemme des Differentialverstärkers 11 mit obigen Werten, werden folgende Ergebnisse erhalten:
Somit ist der Temperaturkoeffizient für Vr gleich -2,115 ppm im Temperaturbereich von -40°C bis 135°C, und jener für Vses über dem gesamten Temperaturbereich beträgt -2,117 ppm.
Somit kann erfindungsgemäß als Folge der vereinfachten Schaltungsanordnung des Strombegrenzers 30A die Bezugsspannung VR einzig durch das laufende Verhältnis des Emitterstroms des Transistors 26 zu jenem des Transistors 24 bestimmt werden, ungeachtet von Schwankungen in der Ausgangsspannung der Leistungsquelle 1. Zu diesem Zweck ist es lediglich erforderlich, das Verhältnis des Ausgangsstroms der ersten Konstantstromquelle 22 zu jenem der zweiten Konstantstromquelle 23 zu allen Zeiten auf einen konstanten Wert zu halten, ungeachtet von Schwankungen in der Spannung am Verbindungspunkt P2, an den die Ausgangsklemme des Differentialverstärkers 11 angeschlossen ist, und es ist keine Notwendigkeit vorhanden, die Ausgangsspannung der Leistungsquelle 1, die über den Widerstand 5 am Verbindungspunkt P2 liegt, zu stabilisieren. Somit ist es unnötig, den Widerstandswert des Stromsensorwiderstands 9 zu erhöhen, um den Temperatureinfluß auf den Widerstandswert r9 des Widerstands 9 zu verringern und/oder einen Spannungsstabilisierungswiderstand an die Basis des Leistungstransistors 4 anzuschließen, um die Spannung am Verbindungspunkt P2 zu stabilisieren.
Da ferner der erfindungsgemäße Temperaturkoeffizientkompensator 29 wirksam ist, um eine größere Änderung im Widerstandswert des Stromsensorwiderstands 9 als Folge einer Temperaturschwankung desselben zu kompensieren, als bei der bekannten Zündvorrichtung nach Fig. 2, kann der Widerstand 9 aus Werkstoffen bestehen, die einen verhältnismäßig großen Temperaturkoeffizient haben, wie beispielsweise Aluminium, Kupfer und dergleichen, die weniger kostspielig als edle Werkstoffe mit niedrigem Temperaturkoeffizienten, wie eine Ag-Pd-Legierung, Silber und dergleichen sind, die üblicherweise verwendet werden. Entsprechend kann der Stromsensorwiderstand 9 aus einem Draht aus Aluminium, Kupfer und dergleichen bestehen, der selbst bei begrenztem Querschnitt und begrenzter Länge einen hohen Widerstandswert haben kann, so daß die Abmessung oder Größe des Widerstands 9 verringert werden kann im Vergleich zu dem Fall, bei dem der Widerstand 9 in einer ebenen, folienartigen Ausbildung auf der Oberfläche eines keramischen Substrats einer hybriden integrierten Schaltung angeordnet ist, wie bei der bekannten Zündvorrichtung der Fig. 2. Dies führt zu einer erhöhten Freiheit für die Auswahl eines Werkstoffs zur Herstellung des Widerstands 9, einer Verringerung des Raumbedarfs für die Montage des Widerstands 9 sowie auch zu einer Verringerung der Werkstoffkosten für den Widerstand 9.

Claims (5)

1. Primärzündstrombegrenzer-Schaltkreis für die Zündeinrichtung einer Brennkraftmaschine, mit
  • - einem Stromsensorwiderstand (9) zum Erfassen der Größe des durch eine Primärwicklung (2a) einer Zündspule (2) fließenden Primärzündstromes;
  • - einem Leistungstransistor (4) zum Steuern der Größe des Primärzündstroms;
  • - einem Operationsverstärker (11) mit einem positiven Eingang und einem negativen Eingang und einem Ausgang, welcher ein Steuersignal zum Steuern des Leistungstransistors (4) ausgibt;
  • - einer ersten Konstantstromquelle (22) in Reihenschaltung mit einer ersten Diodenstrecke (24);
  • - einer zweiten Konstantstromquelle (23) in Reihenschaltung mit einer zweiten Diodenstrecke (25) und einer dritten Diodenstrecke (26) und dem Stromsensorwiderstand (9);
  • - einem Spannungsteiler (27, 28) parallel zur zweiten Diodenstrecke (25); wobei
  • - der positive Eingang des Operationsverstärkers eine Spannung an einem Punkt zwischen der ersten Stromquelle (22) und der ersten Diodenstrecke (24) empfängt; und
  • - der negative Eingang des Operationsverstärkers eine Spannung am Ausgang des Spannungsteilers empfängt.
2. Schaltkreis nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch
  • - einen ersten Transistor (25) mit einer Basis, die an dem negativen Eingang (-) des Operationsverstärkers liegt; und
  • - einen zweiten Widerstand (28), dessen eines Ende mit einem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Widerstand (27) und dem negativen Eingang (-) des Operationsverstärkers verbunden ist, und dessen anderes Ende mit einem Verbindungspunkt zwischen einem zweiten Transistor (26) und dem ersten Transistor (25) verbunden ist.
3. Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromsensorwiderstand (9) aus Aluminium besteht.
4. Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromsensorwiderstand (9) aus Kupfer besteht.
5. Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste, zweite und dritte Diodenstrecke als Transistoren ausgebildet sind, deren jeweilige Basen und Kollektoren miteinander verbunden sind.
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