DE4130213A1 - Steuerschaltung fuer einen stromregelnden schaltregler - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Schaltregler, wie er bei­ spielsweise in Kennzeichenumsetzern von PCM-Geräten in Fern­ meldeeinrichtungen als Konstantstromquelle in Belegschaltungen an der c-Ader verwendet wird.

Aus der deutschen Patentschrift DE 29 03 660 C3 ist bereits eine derartige Belegschaltung mit einem Schaltregler bekannt, der aus einer Reihenschaltung mit einem Feldeffekt- oder einem bipolaren Transistor und mit einer Drossel sowie aus einer zwi­ schen dem Verbindungspunkt beider und Masse angeordneten Frei­ laufdiode besteht. Der Schaltregler ist in einem Stromkreis an­ geordnet, der einen Lastwiderstand aus c-Ader, ohmschen Wider­ ständen und Relais, eine Strom-Meßeinrichtung und eine Betriebs­ spannungsquelle enthält. Eine Ansteuerschaltung wird aus einem RS-Flipflop mit nachfolgender Stromquelle gebildet. Durch die Ansteuerung mit dieser Stromquelle gegen -60 V ergibt sich ein hoher Leistungsbedarf. Der Schalttransistor wird erst aus­ geschaltet, wenn der Laststrom, der über eine Stromspiegelschal­ tung gemessen wird, über einen nachfolgenden Komparator das RS- Flipflop zurücksetzt. Dies bedeutet, daß der Schalttransistor zumindest in der Einschwingphase nicht synchron zum Taktsignal geschaltet wird. Die Folge sind Intermodulationsstörungen, die durch Jitterstörungen verstärkt werden, welche durch das binäre Verhalten des RS-Flipflops entstehen.

Aus der deutschen Patentschrift DE 34 05 590 C2 ist ein wei­ terer verlustarmer Schaltregler mit einer Steuerschaltung be­ kannt. Diese beinhaltet einen Operationsverstärker als ersten Trigger, der über einen Koppelkondensator mit dem Gate eines Feldeffekttransistors im Schaltregler verbunden ist. Am inver­ tierenden Eingang des Operationsverstärkers liegt die Summen­ spannung aus einer 64-kHz-Sägezahnspannung und einer von der Strom-Meßeinrichtung gelieferten Regelspannung. Mit dem nicht­ invertierenden Eingang des Operationsverstärkers ist eine Hilfs­ schaltung mit einem zweiten Trigger verbunden, die das Start­ signal für den Schaltregler liefert. Außerdem überwacht sie den Ladestrom zum Koppelkondensator. Fließt während der Einschalt­ phase des Feldeffekttransistors kein Ladestrom mehr in den Kop­ pelkondensator, dann erkennt der zweite Trigger diesen Zustand, klemmt ihn mittels eines Kondensators an beiden Eingängen des Operationsverstärkers für eine bestimmte Zeit fest und schaltet den ersten Trigger ab.

Durch diese Art der Steuerung des Operationsverstärkers ergeben sich folgende Nachteile:

Der Ansteuerimpuls zum Feldeffekttransistor erhält durch die Ladungsüberwachung des Koppelkondensators, insbesondere bei grö­ ßeren zu schaltenden Lasten, die Form einer e-Funktion. Dies führt zu einem verschliffenen Ausgangssignal, welches zwangs­ läufig mit einer unerwünschten Erhöhung der Verlustleistung im Feldeffekttransistor verbunden ist.

Der Ein- und Ausschaltzeitpunkt des Operationsverstärkers wird durch die Regelspannung und die Hilfsschaltung bestimmt. Die Schaltfrequenz ist daher freilaufend und asynchron zu einem die Sägezahnspannung anregenden 64-kHz-Takt. Die daraus resul­ tierenden Schwebungen führen zu Intermodulationsstörungen und damit zu einer gestörten Sprachsignalübertragung im Niederfre­ quenzteil eines PCM-Geräts.

Durch die Klemmung im ausgeschalteten Zustand ergibt sich, daß der als Impulsbreitenmodulator wirkende Operationsverstärker keine schmalen Impulsbreiten erzeugen kann. Für den Schaltregler ergibt sich dadurch insbesondere bei kleinen Lasten ein An­ stieg des zu regelnden Ausgangsstroms.

Der im Anspruch 1 angegebenen Erfindung liegt das Problem zu­ grunde, im Schaltregler eine möglichst verlustarme Ansteuerung des Schaltelements zu erreichen und einen Jitter des Ausgangs­ signals und damit auch Intermodulationsstörungen im Niederfre­ quenzbereich zu vermeiden.

Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß die Steuerung des Schaltelements mit einem analogen Differenzsignal und nicht aus einem binären Schalter erfolgen muß. Das Schaltelement wird so synchron mit der steigenden Flanke des Steuersignals eingeschal­ tet und spätestens mit der fallenden Flanke des Steuersignals wieder ausgeschaltet. Die Sägezahnspannung wird durch die ge­ wählte Art der Einkopplung so bemessen, daß deren Amplitude positiver als die positivste auftretende Regelspannung wird und damit mit der Aus-Flanke des Taktsignals ein sicheres Ab­ schalten des Schaltelements, eine Zwangssynchronisation er­ folgt. Durch das Anlegen der Regelspannung an den nichtinver­ tierenden und der Sägezahnspannung an den invertierenden Ein­ gang des Komparators wirkt dieser als Impulsbreitenmodulator, der auch kleinste Impulsbreiten realisieren kann.

Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Anhand eines Ausführungsbeispiels wird die Erfindung nach­ stehend näher erläutert:

Fig. 1 zeigt einen bekannten Schaltregler mit erfindungsge­ mäßer Steuerschaltung,

Fig. 2 zeigt ein Pulsdiagramm zur Erläuterung der Wirkungs­ weise der Steuerschaltung,

Fig. 3 zeigt ein bekanntes Schaltelement mit Feldeffekttran­ sistor und

Fig. 4 zeigt ein bekanntes Schaltelement mit bipolarem Transistor.

Fig. 1 zeigt einen Schaltregler mit der erfindungsgemäßen Steuer­ schaltung. Der Schaltregler enthält eine Drossel 15, ein Schalt­ element 18 und eine Freilaufdiode 14. Er ist in einem Stromkreis mit einem Lastwiderstand 5, einem Wähler 6 in einer Vermittlungs­ einrichtung, einer Diode 7, einer Strom-Meßeinrichtung 9 und einer Betriebsspannungsquelle 19 angeordnet, wobei zwischen der Diode 7 und der Strom-Meßeinrichtung 9 ein Kondensator 8 gegen Masse geschaltet ist. Die Steuerschaltung enthält Dioden 1 und 21, eine Starter-Stromquelle 2, ein UND-Gatter 3, Widerstände 10, 13, 16 und 23, einen Trigger 11, einen Differenzverstärker 17, Kondensatoren 20 und 24, einen Komparator 22, ein NAND-Gat­ ter 25, einen Inverter 26 und eine Schutzbeschaltung 28.

Die Starter-Stromquelle 2 enthält Transistoren 2a und 2b sowie einen Widerstand 2c. Die Strom-Meßeinrichtung 9 beinhaltet eine bekannte Spiegelschaltung mit Transistoren 9a und 9b und Wider­ ständen 9c und 9d. Der Trigger 11 enthält einen Operationsver­ stärker 11a und einen Transistor 11b. Die Schutzbeschaltung 28 umfaßt Dioden 28a und 28b und einen Widerstand 28c.

Ist der Wähler 6 für diese Schaltungsanordnung als Unterbrecher geschaltet, dann sind die Transistoren 2a und 9b gesperrt. An den invertierenden Eingang des Triggers 11 gelangt über den Widerstand 10 jetzt eine Spannung +5 V. Diese hat zur Folge, daß der Transistor 11b im Trigger 11 gesperrt wird und daß über den Widerstand 13 an den Ausgang des Triggers 11 und an den mit diesem verbundenen Eingang des UND-Gatters 3 eine Span­ nung +5V bzw. ein Zustand logisch "H" (high) gelangt. Wird jetzt an den anderen Eingang 4 des UND-Gatters 3 ein Freigabe­ signal ebenfalls in Form eines Zustandes logisch "H" angelegt, dann tritt ein solcher auch am Ausgang des UND-Gatters 3 auf.

Wird jetzt der Wähler 6 auf Durchgang geschaltet, fließt ein Strom über den Lastwiderstand 5, den Wähler 6, die Diode 1, den Transistor 2b und den Widerstand 2c. Der Transistor 2a arbeitet als Stromfühler, und über den durch den Transistor 2a mit dem Widerstand 10 gebildeten Spannungsteiler fällt am inver­ tierenden Eingang des Triggers 11 eine Spannung kleiner +2,4 V ab. Da diese kleiner als die Referenzspannung +2,4 V am nicht­ invertierenden Eingang 12 des Triggers 11 ist, wird der Transis­ tor 11b leitend und zieht den Ausgang des Triggers 11 auf Masse­ potential, was einen Zustand logisch "L" (low) ergibt. Einerseits kippt dadurch der Zustand am Ausgang des UND-Gatters 3 in den Zu­ stand logisch "L" und der Stromfluß durch die Starter-Stromquelle 2 wird beendet, andererseits bewirkt der Zustand logisch "L" am Eingang des Inverters 26 einen Zustand logisch "H" an dessen Aus­ gang. Liegt am Eingang 27 ein 64-kHz-Takt a nach Fig. 2 an, dann kann dieser Takt a das NAND-Gatter 25 passieren. Das RC-Glied 23, 24 wandelt den 64-kHz-Takt a in eine Sägezahnspannung b nach Fig. 2 um, die an den invertierenden Eingang des Komparators 22 gelangt. Das Schaltelement 18 wird geöffnet, und es fließt ein Strom über dieses, den Lastwiderstand 5, den Wähler 6, die Diode 7, den Transistor 9a, den Widerstand 9c, die Drossel 15, und die Betriebsspannungsquelle 19. Jetzt wird auch der Transistor 9b leitend und am invertierenden Eingang des Triggers 11 entsteht eine Spannung, der den Zustand logisch "L" am Triggerausgang hält. Diese Spannung wird gleichzeitig im Regelverstärker 16, 17 verstärkt und auf den nicht invertierenden Eingang des Kom­ parators 22 gegeben.

Am invertierenden Eingang des Komparators 22 liegt also eine von 0 bis +5 V sägezahnförmig ansteigende Spannung b, während die Regelspannung c am nicht invertierenden Eingang je nach Re­ gelgröße zwischen 0 V und +5 V liegt. Da der Komparator 22 ein Differenzverstärker ist, erscheint an seinem Ausgang ein logi­ sches "H", wenn die Regelspannung c am nichtinvertierenden Ein­ gang positiver als der Momentanwert der Sägezahnspannung b am invertierenden Eingang ist. Umgekehrt erscheint an seinem Aus­ gang ein logisches "L", wenn der Momentanwert der Sägezahnspan­ nung b am invertierenden Eingang positiver als der Wert der Re­ gelspannung c am nichtinvertierenden Eingang ist.

Die Schutzbeschaltung 28 verhindert mit ihren Dioden 28a und 28b bei einem hochohmigen Widerstand 28c, daß keine Störspan­ nungen am invertierenden Eingang wirksam werden.

In Fig. 2 sind zwei Regelspannungswerte c1 und c2 eingetragen, die jeweils das Ende der Impulse d bestimmen, während deren Anfang durch den Takt a festgelegt wird.

Durch diese Art der Steuerung des Komparators 22 entsteht an dessen Ausgang eine von der Regelspannung c1 bis c2 abhängige Impulsbreitenmodulation IBM, durch die der Strom durch den Last­ widerstand 5 konstant gehalten wird. Spätestens in der Aus- Phase des 64-kHz-Taktes a erfolgt durch Aufstockung der Ladung des Kondensators 24 eine Spannung am invertierenden Eingang des Komparators 22, die positiver als jede mögliche Regelspannung c am nichtinvertierenden Eingang des Komparators 22 ist. Als Ver­ stärker 16, 17 wird zweckmäßigerweise ein Verstärker mit Gegen­ taktausgang verwendet, dessen positives Ausgangssignal kleiner als die Komparatorspannung von -0,7 V ist. Dadurch wird ein si­ cheres Ausschalten und in der Ein-Phase des 64-kHz-Taktes a ein sicheres Einschalten des Komparators 22 erreicht. Auf diese Wei­ se lassen sich die kleinen Impulsbreiten erreichen, die für eine hohe Stromkonstanz bei kleinen Lastwiderständen 5 erforderlich sind.

Fig. 3 zeigt das aus der eingangs genannten deutschen Patent­ schrift DE 34 05 590 C2 bekannte Schaltelement 18′. Es enthält einen Feldeffekttransistor 29, einen Widerstand 30 und eine Zenerdiode 31.

Der Feldeffekttransistor 29 wird über sein Tor (Gate) 18b an­ gesteuert. Durch die Zenerdiode 31 schwankt das Potential am Gate 18b gegenüber dem an dem Quelle (Source)-Anschluß 18c lie­ genden Potential -60 V definiert. Durch den Widerstand 30 wird der Koppelkondensator vor dem Tor 18b entladen, wenn kein Strom durch den Schaltregler 15, 18 fließen soll.

Fig. 4 zeigt ein Schaltelement 18′′ nach der ebenfalls bereits genannten deutschen Patentschrift DE 29 03 660 C3. Es enthält Transistoren 33 und 35 und Widerstände 32, 34 und 36.

Wird der Transistor 33 leitend, dann fließt über die Wider­ stände 32, 34 und 36 ein Strom, der den Transistor 35 leitend schaltet.

Claims (6)

1. Steuerschaltung für einen stromregelnden Schaltregler, der aus einer Reihenschaltung mit einem über einen Koppelkonden­ sator (20) anzusteuernden Schaltelement (18) und mit einer Drossel (15) sowie aus einer zwischen dem Verbindungspunkt beider und Masse angeordneten Freilaufdiode (14) besteht und in einem Stromkreis angeordnet ist, der weiter einen Last­ widerstand (5), eine erste Diode (7), eine Strom-Meßeinrich­ tung (9) und eine Betriebsspannungsquelle (19) enthält, unter Verwendung eines Sägezahn-Spannungserzeugers (23, 24), dadurch gekennzeichnet,
daß ein Komparator (22) vorgesehen ist, dessen invertierender Eingang mit dem Ausgang des Sägezahn-Spannungserzeugers (23, 24) und dessen Ausgang mit dem Koppelkondensator (20) verbun­ den ist, und
daß ein Verstärker vorgesehen ist, dessen Eingang mit dem Ausgang der Strom-Meßeinrichtung (9) und dessen Ausgang mit dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators (22) verbun­ den ist.

2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im Schaltelement (18) als Schalttransistor ein bipo­ larer Transistor (35) oder ein Feldeffekttransistor (29) vorgesehen ist.

3. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Verstärker ein gegengekoppelter Differenzverstärker (16, 17) vorgesehen ist.

4. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß ein zweiter Stromkreis mit dem Lastwiderstand (5), einer zweiten Diode (1) und einer Starter-Stromquelle (2) vorgesehen ist,
daß ein UND-Gatter (3) vorgesehen ist, dessen erster Eingang (4) dem Empfang eines Freigabesignals dient und dessen Ausgang mit einem Ein- und Ausschalteingang der Starter-Stromquelle (2) verbunden ist, und
daß ein Trigger (11) vorgesehen ist, dessen Eingang mit einem Stromfühlerausgang der Starter-Stromquelle (2) und dessen Aus­ gang mit dem zweiten Eingang des ersten UND-Gatters (3) ver­ bunden ist.

5. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein NAND-Gatter (25) vorgesehen ist, dessen erster Eingang über einen Inverter (26) mit dem Ausgang des Triggers (11) ver­ bunden ist, dessen zweiter Eingang (27) der Aufnahme eines T­ aktes dient und dessen Ausgang mit dem Takteingang des Sägezahn- Spannungserzeugers (23, 24) verbunden ist.

6. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schutzbeschaltung (28) vorgesehen ist, deren Anschluß mit dem invertierenden Eingang des Komparators (22) verbunden ist.