DE4112401C2 - Schaltkreisanordnung zum Kompensieren von tieffrequenten und mittelfrequenten Wiedergabecharakteristiken in einem Lautsprechersystem - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Lautsprecherbetriebssystem und insbesondere auf eine Schaltkreisanordnung zur Kontrolle eines Schwingungs­ systems in einem Lautsprecher.

Üblicherweise wird in Ton- und Bildsignalverarbeitungs­ systemen, die eine digitale Signalverarbeitung von akustischen oder Tonsignalen ausführen, ein Frequenzbereich zwischen 20 Hz und 20 kHz verwendet. In letzter Zeit hat sich die digitale Signalverarbeitungs­ technik dahingehend entwickelt, verglichen mit der analogen Signalverarbeitungstechnik, einen breiteren dynamischen Bereich und einen breiteren Kennlinienbereich miteinzubeziehen. Daher kann das ursprüngliche Eingangssignal in einem Signaleingangsteil, einem Signalverarbeitungsteil und einem Verstärkerteil eines Ton- und Bildsignalverarbeitungssystems zuverlässiger verarbeitet und verstärkt werden. Nachteiligerweise entspricht die Fähigkeit zur Tonwiedergabe des Lautsprechers, welche die menschliche Hörfähigkeit dominant beeinflußt, noch nicht den Erwartungen.

Heutzutage gibt es bei Lautsprechersystemen Dreiwegetypen, welche einen Hochtonlautsprecher für die Hochfrequenz­ tonwiedergabe, einen Mitteltonlautsprecher für die Mitteltonfrequenzwiedergabe und einen Tieftonlautsprecher für die Niedertonfrequenzwiedergabe verwenden, und es gibt Zweiwegetypen, welche den Hochtonlautsprecher und den Tieftonlautsprecher verwenden. Um die Niederfrequenz­ charakteristiken eines Tieftonlautsprechers zu verbessern, sollte die niedrigste Resonanzfrequenz auf die Niederfrequenz gesetzt werden. In diesem Fall muß der Durchmesser der Schwingungsplatte groß sein, um die Niederfrequenzcharakteristiken zu verbessern. Wenn jedoch der Durchmesser der Schwingungsplatte, wie oben ausgeführt, groß gemacht wird, wird das Volumen des Lautsprechersystems ebenfalls groß und begrenzt daher die Installationsmöglichkeiten. Dementsprechend weisen kleine Lautsprechersysteme den Nachteil auf, daß das niederfrequente Tonsignal aufgrund des kleinen Volumens des Lautsprechers selbst bei Erhalt eines Tonsignals mit hoher Qualität nicht in ausreichender Qualität wiedergegeben werden kann. Jedoch führt auch die oben genannte Methode, die die Wiedergabecharakteristiken der Niederfrequenzkomponente eines Tonsignals durch Änderung des Durchmessers der Schwingungsplatte des Lautsprecher­ systems verbessert, nicht zu optimalen Ergebnissen.

Aus ntz-Archiv, Band 3, 1981, Heft 11, S. 313-316 ist es bekannt, daß eine Erniedrigung der unteren Grenzfrequenz durch Rückkopplung sowohl der Beschleunigungs- als auch der Geschwindigkeitskomponente des Ausgangssignals erreicht werden kann. Jedoch tritt bei dem darin beschriebenen System zwangsläufig eine Verschlechterung der Resonanzschärfe auf.

Aus "Radio-Fernsehen-Elektronik", 30, 1981, Heft 1, S. 45-48 ist bekannt, bei elektrodynamischen Wandlern eine Beschleunigungsgegenkopplung vorzusehen.

Es ist somit die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Schaltkreis anzugeben, mit dem die Wiedergabecharakteristik von Lautsprechersystemen insbesondere im tiefen und mittleren Frequenzbereich verbessert werden kann.

Diese Aufgabe wird durch den Gegenstand des Patentanspruchs 1 gelöst.

Zum besseren Verständnis der Erfindung und um zu zeigen, wie diese ausgeführt werden kann, wird nun beispielhaft auf die beiliegenden schematischen Zeichnungen hingewiesen. Hierbei stellen dar:

Fig. 1 ein Blockdiagramm des Wiedergabesystems zur Kompensierung der Bewegung eines Schwingungssystems des Lautsprechers gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2A ein entsprechendes Schaltkreisschema einer unendlichen Schallwand;

Fig. 2B ein entsprechendes Schaltkreisschema des Lautsprechers;

Fig. 2C ein entsprechendes Schaltkreisschema für die mechanische Impedanz des Schaltkreises nach Fig. 2B;

Fig. 2D ein weiteres entsprechendes Schaltkreisschema des Schaltkreises nach Fig. 2C;

Fig. 2E ein widerstandsentsprechendes Schaltbildschema des Schaltkreises nach Fig. 2D;

Fig. 3 ein Schema eines Schaltkreises zum Nachweis der Bewegung eines Schwingungssystems des Lautsprechers gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 4 ein detailliertes Schaltkreisschema des Schaltkreises nach Fig. 1;

Fig. 5A bis 5J sind Wellenformen von jedem Teil des Schaltkreises nach Fig. 4, wobei in Fig. 5A bis 5D Frequenzcharakteristiken gegenüber der dynamischen Impedanz dargestellt sind und in den Fig. 5E bis 5J Wellenformdiagramme der Frequenzcharakteristiken gegenüber der nachgewiesenen Spannung dargestellt sind.

Zur besseren Erläuterung wird nachfolgend ein Ausführungsbeispiel beschrieben, bei welchem die niedrigste Resonanzfrequenz f₀ zum Niederfrequenzband hin verschoben ist und gleichzeitig die Resonanzschärfe Q₀ kompensiert ist, um die Niederfrequenzcharakteristik des Lautsprechers zu verbessern. Um die Charakteristik des Lautsprechers selbst, wie oben beschrieben, zu kompensieren, ist es in diesem Fall notwendig, die Bewegung des Schwingungssystems durch Nachweis der Bewegung des Schwingungssystems und dann durch Zurückkoppeln der nachgewiesenen Bewegung auf das Schwingungssystem zu kontrollieren. Das Schwingungssystem des Lautsprechers hat eine Vielzahl von Widerstandskomponenten, wie zum Beispiel eine Schwingspule, kegelförmiges Papier und Durchführungen, und das Wiedergabevermögen eines Lautsprechers hängt stark vom Schwingungssystem ab. Deshalb wird, wenn der Lautsprecher in Betrieb ist, ein Geschwindigkeitssignal der dynamischen Impedanz des Schwingungssystems in ein Beschleunigungssignal umgewandelt, um die niedrigste Resonanzfrequenz f₀ zum Niederfrequenzband hin zu verschieben und ein Geschwindigkeitsumwandlungsvorgang wird ausgeführt, um die Leistungsfähigkeit des Lautsprechers zu verbessern nachdem die dynamische Impedanz von der Bewegung des Schwingungssystems nachgewiesen ist. Und dann wird eine Signalvermischung ausgeführt durch ein negatives Zurückkoppeln eines beschleunigungskonvertierten Wertes gemäß der Bewegung des Schwingungssystems des Lautsprechers und einem positiven Zurückkoppeln des geschwindigkeitskonvertierten Wertes und dann wird das vermischte Signal erneut gemischt mit dem am Lautsprecher anliegenden Tonsignal. Deshalb kann der Lautsprecher ein Tonsignal wiedergeben, bei welchem die Bewegung des Schwingungssystems des Lautsprechers kompensiert ist, was eine bessere Wiedergabe des ursprünglichen Tonsignals ermöglicht.

Bezugnehmend auf die Fig. 2A bis 2E für eine detailliertere Ansicht der Charakteristiken des Lausprechers ist in Fig. 2A ein Schema eines entsprechenden Schaltkreises dargestellt, wobei ein kegelförmiger Lautsprecher als unendliche Schallwand angenommen wird und eine regulierbare Wechselspannung E am Lautsprecher angelegt ist, dessen innere Impedanz zu diesem Zeitpunkt "0" ist. Sei R_E [Ω] der ohmsche Widerstand der Schwingspule, L_E [H] die Induktivität der Schwingspule und Z_E [Ω] die Impedanz der Schwingspule, dann ist

Z_E = R_E + jωL_E2. (1)

Hierbei ist die Klemmspannung E der Schwingspule dargestellt durch Addition des Spannungsabfalls aufgrund von Z_E mit der elektromotorischen Kraft, welche durch die Bewegung des Schwingungssystems des Lautsprechers erzeugt wird, und der gesamte Wechselstromwiderstand Z_SP [Ω] des Lautsprechers kann in der Gleichung (2) wie folgt ausgedrückt werden:

Hierbei bedeutet E eine an den Lautsprecher angelegte Spannung, I elektrischer Strom, Y inverser Koeffizient, V Geschwindigkeit (m/sec) der Schwingspule, F elektromotorische Kraft und Z_M Impedanz des mechanischen Systems. Weiterhin, sei B [wb/m²] magnetische Flußdichte des magnetischen Luftwegs und l [m] die Länge der Schwingspule, dann kann ein Ausdruck wie in der folgenden Gleichung (3) dargestellt beschrieben werden:

Y = B · l,

E = Y · V,

Hierbei ist der zweite Term auf der rechten Seite der Gleichung (2) die Impedanz, welche vom Schwingungssystem erzeugt wird. Und sei die dynamische Impedanz davon durch Z_EM dargestellt, dann läßt sich ein Ausdruck, wie in der folgenden Gleichung (4) beschrieben, darstellen:

Der entsprechende Schaltkreis, betrachtet an den Anschlußpunkten der Schwingspule, kann als ein Serienschaltkreis dargestellt werden, wobei die Impedanz Z_E des Lautsprechers selbst und die dynamische Impedanz Z_EM wie in Fig. 2B gezeigt in Serie geschaltet sind.

Fig. 2C ist ein Schema, wobei der entsprechende Schaltkreis des Lautsprechers gemäß Fig. 2B als ein entsprechender Schaltkreis des mechanischen Systems des ganzen Schwingungssystems dargestellt ist. Hierbei soll die Masse der Schwingspule durch M_M1 [kg] dargestellt sein, die Masse des Lautsprecherkegels durch M_M2 [kg] dargestellt sein; die Strahlungsmasse durch M_MA [kg] dargestellt sein, der mechanische Widerstand des ganzen Schwingungssystems durch R_MS (mechanisch Ω) dargestellt sein, der Strahlungswiderstand durch R_MA (mechanisch Ω) dargestellt sein und die Steifheit des ganzen Schwingungssystems durch S_M [N/m] dargestellt sein. Dann können Ausdrücke (5) bis (8) aufgestellt werden und jede Komponente ist parallel geschaltet.

Nun kann das Schema von Fig. 2C in ein neues Schema der Fig. 2D transformiert werden, falls es als ein elektrisch entsprechender Schaltkreis beschrieben wird.

In Fig. 2D kann die dynamische Impedanz Z_EM dargestellt werden als eine Serienschaltung von R_E [Ω], L_E [H], R_M [Ω] und L_M [H] falls durch R_M [Ω] und L_M [H] ausgedrückt, und der L_E [Ω]-Wert der Schwingspule ist so klein, daß er in einem Niederfrequenzband vernachlässigt werden kann. Der entsprechende Schaltkreis der dynamischen Impedanz wie in Fig. 2D kann, wie in Fig. 2E dargestellt, vereinfacht werden, falls er als eine einzige Impedanz beschrieben wird. Folglich kann die Impedanz Z_SP des ganzen Lautsprechers als R_E+R_M+jωL_M ausgedrückt werden.

Weiterhin kann die dynamische Impedanz Z_EM des Schwingungssystems des Lautsprechers ausgedrückt werden als R_M+jωL_M. Deshalb kann der Lautsprecher, wenn ein Tonsignal durch den Lautsprecher wiedergegeben wird, eine gewünschte Tonwiedergabecharakteristik des Niederfrequenzbandes haben, indem die dynamische Impedanz Z_EM nachgewiesen wird, welche von dem Schwingungssystem des Lautsprechers erzeugt wurde, und dann die Bewegung des Schwingungssystems durch Zurückkopplung der nachgewiesenen dynamischen Impedanz kontrolliert wird. Um die Niederfrequenzbandcharakteristik des Lautsprechers durch Benutzen der BRK (Bewegungs-Rück-Kopplung), wie oben beschrieben, zu verbessern, wird die Charakteristik der niedrigsten Resonanzfrequenz f₀ dadurch verbessert, daß das Geschwindigkeitssignal der dynamischen Impedanz Z_EM in ein Beschleunigungssignal umgewandelt und dann negativ zurückgekoppelt wird, und die Resonanzschärfe Q₀ wird verbessert und positiv zurückgekoppelt, um die Leistungsfähigkeit des Lautsprechers durch Umwandlung des Geschwindigkeitssignals der dynamischen Impedanz Z_EM zu verbessern.

Bezugnehmend auf die Fig. 1 und 3 wird der Vorgang nun genauer betrachtet, bei welchem die Niederfrequenzbandcharakteristik des Lautsprechers durch Nachweis der dynamischen Impedanz Z_EM des Lautsprechers und Zurückkopplung der nachgewiesenen dynamischen Impedanz Z_EM des Lautsprechers verbessert wird.

In dem Brückenschaltkreis 20 werden Tonsignale aus einem Ausgangsverstärker 10 als ein erstes Signal E_B durch Spannungsteilung aufgrund von Widerständen R_A und R_B und als ein zweites Signal E_S durch Spannungsteilung aufgrund eines Lautsprechers 1 und eines Widerstands R_C hergestellt.

Hierbei gibt der Lautsprecher 1 das eingegebene Tonsignal als Hörschall wieder, und im Lautsprecher 1 gibt es eine eigene Eingangsimpedanz des Lautsprechers selbst und eine dynamische Impedanz Z_EM, welche durch die Bewegung des Schwingungssystems entsteht. Im Brückenschaltkreis 20 wird ein Widerstandswert eines Widerstandes R4 so gesetzt, daß er den gleichen Wert wie der eigene Impedanzwert des Lautsprechers 1 hat, und die Widerstände R_B und R_C werden so gesetzt, daß sie den gleichen Impedanzwert haben, um die dynamische Impedanz des Lautsprechers 1 nachzuweisen. Folglich wird im Brückenschaltkreis 20, wenn das Widerstandsverhältnis von R_A : R_B=(eigener Eingangswiderstand des Lautsprechers) : RC ist, das erste Signal E_B als eigenes Eingangstonsignal ein Referenzsignal, um die dynamische Impedanz Z_EM nachzuweisen, und das zweite Signal als Tonsignal, welches durch den Lautsprecher 1 wiedergegeben wird, wird ein Signal für die dynamische Impedanz. Und wenn das zweite Signal E_S vom ersten Signal E_B durch einen Differentialverstärker 30 subtrahiert wird, wird eine Signaldifferenz der beiden Signale erzeugt und die Signaldifferenz wird eine Spannung E_D proportional zu der dynamischen Impedanz Z_EM wie in Fig. 3 dargestellt. Das heißt, wenn Brückenabgleich gemacht wird, wobei eine durch die eigene Eingangswiderstandskomponente R_E des Lautsprechers 1 erzeugte Frequenz benutzt wird, dann wird der Ausgang des Differentialverstärkers 30 eine Spannung proportional zur dynamischen Impedanz Z_EM, welche durch die Bewegung des Schwingungssystems einschließlich der Schwingspule beim Niederfrequenzband erzeugt wird. Hierbei wird der Ausgang des Differentialverstärkers 30 E_D=I (R_M+jωL_M). Die nachgewiesene Spannung E_D kann dargestellt werden durch den Ausdruck (9):

B ist die Verstärkung des Differentiators 42 und des ersten Tiefpaßfilters.

Wenn in dem Ausdruck (9)

ist, kann die nachgewiesene Spannung E_D wie im Ausdruck (10) gezeigt dargestellt werden:

Im Ausdruck (10) wird das Verhältnis zwischen der nachgewiesenen Spannung E_D und einer gemäß der Bewegung des Schwingungssystems erhaltenen Spannung ein Verhältnis von einem inversen Koeffizienten (Y=B · l) des Lautsprechers 1 zu einem Nachweisschaltkreis und ein Ausdruck E_D/E wird eine Rückkopplungsspannungsverstärkung eines Mittel- und Niederfrequenzbandtonwiedergabelautsprechers.

Als nächstes werden das BRK (Bewegungs-Rück-Kopplung) Verfahren und Charakteristiken der nachgewiesenen Spannung nachfolgend beschrieben. Eingangsspannung des Ausgangsverstärkers 10, niedrigste Resonanzfrequenz und Abstimmresonanzschärfe Q werden bezeichnet als Ei, f₀ (Hz) und Resonanzschärfe Q₀ entsprechend, und f₀ (Hz) und Resonanzschärfe Q₀ nach Rückkopplung werden entsprechend als f′₀ (Hz) und Resonanzschärfe Q′₀ bezeichnet. Weiterhin werden die Verstärkung des Ausgangsverstärkers 10 und die Verstärkung des Rückkopplungschaltkreises als A und B bezeichnet.

Zuerst wird der Beschleunigungsumwandlungsvorgang an einem Beschleunigungsumwandler 40 ausgeführt, sobald die dynamische Impedanz Z_EM durch einen Differentialverstärker 30 erhältlich ist. Um das Geschwindigkeitssignal in das Beschleunigungssignal umzuwandeln wird ein Schaltkreis mit Differenziercharakteristiken dem Beschleunigungsumwandler hinzugefügt, was einen Rückkopplungsschaltkreis ergibt.

Und eine Spannung mit dynamischer Phase (d. h. differentielle Spannung) proportional zur Beschleunigung wird durch Differenzieren des Geschwindigkeitssignals, welches als dynamische Impedanz Z_EM nachgewiesen wird, der Bewegung des Schwingungssystems des Lautsprechers 1 erzeugt. Das heißt, im Beschleunigungsumwandler 40 wird das Geschwindigkeitssignal, welches am Differentialverstärker 30 gemäß der dynamischen Impedanz Z_EM des Lautsprechers 1 nachgewiesen wird, durch einen ersten Tiefpaßfilter 41 zum Niederfrequenzband gefiltert, für welches die BRK auszuführen ist, und dann wird das tiefpaßgefilterte Geschwindigkeitssignal differenziert, um durch den Differentiator 42 in ein Beschleunigungssignal umgewandelt zu werden. Hierbei sei im Fall einer negativen Rückkopplung der Beschleunigung eine Schleifenverstärkung A₁₁, dann ergibt sich der unten gezeigte Ausdruck (11) und die gesamte Verstärkung A₀ wird wie im Ausdruck (12) gezeigt dargestellt.

Durch Differenzieren der Ausdrücke (11) und (12) wird das Beschleunigungssignal V₁ (m/sec), welches durch den Differentiator 42 ausgegeben wird, wie in dem nachfolgenden Ausdruck (13) dargestellt:

Und wenn D₁ den gemäß dem Ausdruck (13) erzeugten Differenzwert der Rückkopplungsgröße der Beschleunigung darstellt, dann ergibt sich der unten aufgeführte Ausdruck (14), und die Resonanzschärfe Q′₀ und die niedrigste Resonanzfrequenz f′₀ nach Rückkopplung werden in den nachstehenden Ausdrücken (15) und (16) entsprechend dargestellt:

Folglich ist die niedrigste Resonanzfrequenz f₀ um zum Ausgang des Ausgangsverstärkers 10 erniedrigt, welcher durch das Beschleunigungssignal, das durch den Beschleunigungsumwandler rückgekoppelt wird, am Lautsprecher 1 angelegt ist, die Resonanzschärfe ist mal vergrößert und der Schallpegel ist erniedrigt um 20 log D₁ [dB]. Deshalb ist es verständlich, daß die niedrigste Resonanzfrequenz f₀ um zum niederen Frequenzband hin verschoben wird, indem das dynamische Impedanzsignal, welches durch die Bewegung des Schwingungssystems des Lautsprechers 1 erzeugt wird, in ein Beschleunigungssignal umgewandelt wird, so daß der Lautsprecher 1 Niederfrequenzen des Tonsignals voll wiedergeben kann.

Nach Durchgang durch den Beschleunigungsumwandler 40 vergrößern sich die Resonanzschärfe Q₀ Charakteristiken D₁mal und es ist für den Fachmann verständlich, daß die Resonanzschärfe Q₀ passend sein sollte, um eine verbesserte Leistungsfähigkeit des Lautsprechers bei Wiedergabe eines Tons zu haben. Deshalb werden die Charakteristiken der Resonanzschärfe Q₀, welche am Beschleunigungsumwandler 40 mal verstärkt wurden, in einem Geschwindigkeitsumwandler 50 kompensiert. Die nachgewiesene Spannung, welche durch den Differentialverstärker 30 ausgegeben wird, ist eine Spannung proportional zur Geschwindigkeit gemäß der Bewegung des Schwingungssystems des Lautsprechers 1. Der Geschwindigkeitsumwandler 50 führt eine Geschwindigkeitsumwandlungsfunktion aus, um die Resonanzschärfe geeignet anzupassen, indem ein zweiter Tießpaßfilter 51 verwendet wird. Hierbei wird die Cut-off-Frequenz des zweiten Tiefpaßfilters 51 auf einen Wert gesetzt, der eine maximale Niederfrequenz mit einschließt, welche innerhalb eines gewünschten Niederfrequenzbereichs liegt, aber sie ist noch unfähig zu schwingen. Weiterhin wird das erste Signal E_B, welches ein Referenzsignal ist, durch den Hochpaßfilter hochpaßgefiltert, so daß kein Einfluß auf das Hochfrequenzbandtonsignal während des Vorgangs der Geschwindigkeitsumwandlung besteht.

Bei einer näheren Betrachtung des Vorgangs der Geschwindigkeitsumwandlung sei die Schleifenverstärkung im Fall einer positiven Rückkopplung der Geschwindigkeit A₁₁, die Schleifenverstärkung A₁₁ kann dann wie im nachstehenden Ausdruck (17) dargestellt werden, und die gesamte Verstärkung A₀ kann dann wie im nachstehenden Ausdruck (18) dargestellt werden:

Hierbei wird der Wert der Geschwindigkeit V₂ (m/sec), welcher vom zweiten Tiefpaßfilter ausgegeben wird, durch die Ausdrücke (17) und (18), wie im nachstehenden Ausdruck (19) ausgeführt, dargestellt:

Folglich kann der Differenzwert D₂ der Geschwindigkeitsrückkopplungsgröße, welcher in Übereinstimmung mit dem Ausdruck (19) erzeugt wird, dargestellt werden als der folgende Ausdruck (20), und die Resonanzschärfe Q′₀ und die niedrigste Resonanzfrequenz f′₀ nach Rückkopplung kann durch die folgenden Ausdrücke (21) und (22) dargestellt werden.

Folglich bleibt am Ausgang des Geschwindigkeitsumwandlers 50 die Resonanzfrequenz f₀ und der Schalldruckpegel unverändert und die Resonanzschärfe Q₀ verringert sich um . Deshalb wird die Resonanzschärfe Q₀ bei der niedrigsten Resonanzfrequenz f′₀ durch den zweiten Tiefpaßfilter 51 verringert sein. Das heißt, der Geschwindigkeitsumwandlungsvorgang kompensiert die Resonanzschärfe Q₀ bei der niedrigsten Resonanzfrequenz f′₀, konvertierbar im Beschleunigungsumwandlungsvorgang. Weiterhin hochpaßfiltert der Hochpaßfilter 52, in welchen das erste Signal E_B eingespeist ist, das Hochfrequenzbandtonsignal, damit das Tonsignal nicht durch die Geschwindigkeits- und Beschleunigungs-BRK-Operationen beeinflußt wird. In diesem Fall ist es vorteilhaft für die Cut-off-Frequenzen des zweiten Tiefpaßfilters 51 und des Hochpaßfilters 52 daß sie gleich sind, oder falls sie nicht gleich sind, wird die Cut-off-Frequenz des Hochpaßfilters 52 nicht größer als 15%, bezogen auf die Frequenz, von derjenigen des zweiten Niederpaßfilters 51, gesetzt werden. Die Ausgänge des zweiten Niederpaßfilters 51 und des Hochpaßfilters 52 werden zuerst in einem Mischer 53 gemischt. Dann ist der Ausgang des Mischers 53 ein kompensiertes Signal, so daß die Resonanzschärfe Q₀ bei der niedrigsten Resonanzfrequenz f₀ während Rückkopplung kompensiert wird, und kein Einfluß auf das Hochfrequenzbandtonsignal besteht.

Der Ausgang des Mischers 53 und die niedrigste Resonanzfrequenz f₀, deren Niederfrequenzband im Differentiator 42 verschoben wird, werden in einem Mischer 61 gemischt, und dann ist der Ausgang des Mischers 61 in solch einem Zustand, daß die niedrigste Resonanzfrequenz f₀ für das Niederfrequenzband kompensiert wird und gleichzeitig wird die Resonanzschärfe Q₀ passend kompensiert und das Hochfrequenzbandtonsignal wird stabilisiert, so daß kein Einfluß auf das Hochfrequenzband des Tonsignals bestehen kann, was gleichzeitig von Rückkopplungsoperationen vorgesehen wird. Der Ausgang des Mischers 61 wird wieder mit dem Tonsignal, welches am Lautsprecher 1 anliegt, in einem Mischer 62 gemischt. Deshalb ist die niedrigste Resonanzfrequenz f₀ des empfangenen Tonsignals für das Niederfrequenzband kompensiert und gleichzeitig ist die Resonanzschärfe Q₀ passend kompensiert bevor sie an den Ausgangsverstärker 10 angelegt ist und kein Einfluß besteht auf das Hochfrequenzbandtonsignal.

Der Ausgangsverstärker 10 verstärkt das Tonsignal aus dem Mischer 62 derart, daß das verstärkte Tonsignal an die Wiedergabecharakteristik des Lautsprechers 1 angepaßt ist. Folglich wird das Tonsignal auf seinem Hochfrequenzband nicht beeinflußt. Da jedoch die dynamische Impedanz Z_EM am Niederfrequenzband gemäß der Bewegung des Schwingungssystems des Lautsprechers 1 kompensiert wurde, kann der Lautsprecher 1 die Niederfrequenzbandkomponente des Tonsignals gemäß dem ursprünglichen Tonsignal voll wiedergeben, so daß der wiedergegebene Niederfrequenzbandton näher am Originalton liegt.

Fig. 4 ist ein Ausführungsbeispiel des Blockdiagramms von Fig. 1 gemäß der vorliegenden Erfindung, welches die Zusammensetzung eines Zweiwegtyplautsprechers zeigt, der einen Tieftonlautsprecher und einen Hochtonlautsprecher benutzt, und es ist für den Fachmann verständlich, daß der Tieftonlautsprecher SP1 dem Lautsprecher 1 der Fig. 1 entspricht.

Weiterhin zeigt Fig. 5 Betriebswellenformen in jedem Teil des Schaltkreises nach Fig. 4, wobei Fig. 5A bis 5D Steuerungsdiagramme sind, welche die Frequenzcharakteristik gegen die dynamische Impedanz zeigen, und die Fig. 5E bis 5J Steuerungsdiagramme sind, welche die Frequenzcharakteristik gegen die nachgewiesene Spannung zeigen.

Zuerst ist anzunehmen, daß in dem Fall, wo keine BRK-Operation ausgeführt wird, die Impedanz des Tieftonlautsprechers SP1 eine Charakteristik wie in Fig. 5A hat, bei welcher der Referenzcharakter f₀ die niedrigste Resonanzfrequenz des Tieftonlautsprechers SP1 ist und der Referenzcharakter f die durch die Durchführung erzeugte Resonanzfrequenz ist.

Nun zum Betriebsprozeß der vorliegenden Erfindung mit Hinblick auf die Fig. 4 und 5. Die Eingangstonsignalspannung E_i wird in einem Operationsverstärker OP1 des Ausgangsverstärkers 10 auf verstärkt und an den Brückenschaltkreis 20 angelegt. Ein positiver Anschlußpunkt des Tieftonlautsprechers SP1 ist mit einem Ausgangsanschlußpunkt des Operationsverstärkers OP1 verbunden und ein negativer Anschlußpunkt des Tieftonlautsprechers SP1 ist mit einem Nachweiswiderstand R5 verbunden. Folglich wird die Ausgangsspannung E des Operationsverstärkers OP1 an den positiven Anschlußpunkt des Tieftonlautsprechers SP1 angelegt, und eine Referenzspannung wird als ein erstes Signal E_B durch einen variablen Widerstand VR1 und den Widerstand R₄ erzeugt, und eine Vergleichsspannung des Tieftonlautsprechers SP1 einschließlich dynamischer Impedanz wird als ein zweites Signal E_S durch den Tieftonlautsprecher SP1 und den Nachweiswiderstand R5 erzeugt. Das Verhältnis von VR1 : R4=R_E (eigener Eingangswiderstand des Tieftonlautsprechers SP1) : R₅ wird nach den vorhergehend beschriebenen Bedingungen durch Anpassen des variablen Widerstandes VR1 gesetzt. Deshalb wird das erste Signal E_B eine Referenzspannung, welche man durch Dividieren der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers OP1 mittels des variablen Widerstandes VR1 und des Widerstandes R₄ erhält. Das zweite Signal E_S wird eine Vergleichsspannung, welche die dynamische Impedanz beinhaltet, die durch Bewegung eines Schwingungssystems des Tieftonlautsprechers SP1 erzeugt wird. Ein Operationsverstärker OP2, an welchem an einem nicht inversen Anschlußpunkt und an einem inversen Anschlußpunkt das erste Signal E_B und das zweite Signal E_S entsprechend angelegt sind, erzeugt den Differenzwert (E_D=E_B-E_S) der zwei Spannungen. Die Differenzspannung E_D ist proportional zur Bewegung des Schwingungssystems des Tieftonlautsprechers SP1 (d. h., eine Spannung proportional zur dynamischen Impedanz Z_EM). Die Differenzspannung E_D aus dem Operationsverstärker OP2 sieht wie in Fig. 5E dargestellt aus. Die Differenzspannung E_D wird in Termen von an einem Operationsverstärker OP3 verstärkt und dann an den ersten Tiefpaßfilter 41 und den zweiten Tiefpaßfilter 51 angelegt.

Als nächstes wird der Vorgang der Beschleunigungsumwandlung beschrieben. Der Tiefpaßfilter 41 erhält die Spannungsdifferenz E_D proportional zur Bewegung des Schwingungssystems des Tieftonlautsprechers SP1, um ein gewünschtes Niederfrequenzband des Eingangstonsignals zu filtern. Der erste Tiefpaßfilter 41 ist von einem 3-dB-Filter, dessen Cut-off-Frequenz auf 220 Hz gesetzt ist. Folglich zeigt die Spannungsdifferenz E_D aus dem ersten Tiefpaßfilter 41 die Charakteristik wie in Fig. 5F dargestellt, und hierin bekommt die Spannungsdifferenz E_D eine Spannungscharakteristik proportional zur Bewegung des Schwingungssystems des Tieftonlautsprechers SP1 beim gewünschten Frequenzband unterhalb 220 Hz. Der Ausgang des ersten Tiefpaßfilters 41 wird an den Differentiator 42 angelegt, welcher die Struktur eines Hochpaßfilters mit einer Cut-off-Frequenz von 484 Hz hat.

Angenommen ein Bezugsbuchstabe A stelle eine Verstärkung des Ausgangsverstärkers 10 dar, welche durch den Operationsverstärker OP1 erreicht wird, und ein Bezugsbuchstabe B stelle eine Verstärkung des ersten Tiefpaßfilters 41 und des Differenziators 42 dar, dann lautet die Schleifenverstärkung A₁₁, deren Wert durch negative Rückkopplung des durch den Differenziator 42 erzeugten Beschleunigungssignals erreicht wird, wie im Ausdruck (11) dargestellt und die gesamte Verstärkung A₀ lautet wie im Ausdruck (12) dargestellt. Deshalb kann die Beschleunigung durch den Ausdruck (13) errechnet werden. Da das Beschleunigungssignal negativ zurückgekoppelt wird, um zu dem Eingangssignal E_i hinzuaddiert zu werden, wird die niedrigste Resonanzfrequenz f₀ nach f′₀ verschoben und die Resonanzschärfe Q₀ wird nach der Beschleunigungsumwandlung durch das Differenzsignal D₁, welches eine Differenz der Größe der Beschleunigungsrückkopplung ist, nach Q′₀ umgewandelt. Wie in den Ausdrücken (15) und (16) dargestellt, wird die niedrigste Resonanzfrequenz f₀ um vermindert und die Resonanzschärfe Q₀ wird mal vergrößert. Das heißt, wie in Fig. 5B dargestellt, man weiß von den Zuständen vor und nach der Beschleunigungsumwandlung gemäß der Charakteristiken der dynamischen Impedanz, daß die niedrigste Resonanzfrequenz f₀ zum Niederfrequenzband hin um erniedrigt ist.

Wenn die Beschleunigungsumwandlung zu diesem Zeitpunkt ausgeführt wird, so werden die Charakteristiken der Resonanzschärfe Q₀ vergrößert sein. Deshalb wird der Geschwindigkeitsumwandlungsvorgang ausgeführt, um die Resonanzschärfe Q₀ zu vermindern. Zusätzlich wird der zweite Tiefpaßfilter 51, an welchem die Spannungsdifferenz E_D anliegt, gesetzt, um die Cut-off-Spannung bei einem Level von 191 Hz wie in Fig. 5H dargestellt zu haben, um die Resonanzschärfe Q′₀ zu kompensieren, welche im Kompensationsvorgang der niedrigsten Resonanzfrequenz f₀ umgewandelt wird. Das heißt, im zweiten Tiefpaßfilter 51 können die Kondensatoren C4 und C5, Cut-off-Frequenz fc3 und die Resonanzschärfe Q₀, wie in den Ausdrücken (23) bis (26) gezeigt, dargestellt werden. Hierbei, R16=R17=R.

Wenn die Cut-off-Frequenz fc3 des zweiten Tiefpaßfilters 51 auf 191 Hz gesetzt wird, wird die Ausgabe eines Operationsverstärkers OP6 wie in Fig. 5H dargestellt, und in solch einem Fall wird die Resonanzschärfe Q₀ . Zusätzlich wird die Cut-off-Frequenz fc4 des Hochpaßfilters 52, welcher das erste Signal E_B erhält, auf 193 Hz gesetzt, die Cut-off-Frequenz fc4 ist zum Errichten eines spezifischen Bandes zum Stabilisieren des Hochfrequenzbandes des Signaleingangs E_i. Im Hochpaßfilter 52 sind die Widerstände R18 und R19, Cut-off-Frequenz fc4 und die Resonanzschärfe Q₀, wie in den folgenden Ausdrücken (27)-(30) gezeigt, dargestellt.

Deshalb ist, falls die Cut-off-Frequenz fc4 des Hochpaßfilters 52 193 Hz ist, die Ausgabe des Operationsverstärkers OP7 wie in Fig. 5I dargestellt. Zu diesem Zeitpunkt wird die Resonanzschärfe Q₀ . Die Ausgabe des Hochpaßfilters 52 wird am Knotenpunkt 53 gemischt und wie in Fig. 5J dargestellt ausgegeben. Bezogen auf die Spannungscharakteristik des gemischten Signals gemäß Fig. 5J im Hinblick auf die Impedanzcharakteristik kann die Spannungscharakteristik wie in Fig. 5C gezeigt dargestellt werden. In der Zeichnung ist zu beachten, daß die niedrigste Resonanzfrequenz f₀ sich nicht ändert, aber daß sich die Charakteristik der Resonanzschärfe Q₀ ändert. Das heißt, wie im Ausdruck (20) dargestellt, wenn die Spannung proportional zur Bewegung des Schwingungssystems des Tieftonlautsprechers SP1 umgewandelt wird, dann vermindert sich die Resonanzschärfe Q₀ um beim Niederfrequenzband und die Tonsignaleingabe wird kompensiert, wobei sie beim Hochfrequenzband durch die Rückkopplungsoperation nicht geändert wird. Das gemischte Signal gemäß Fig. 5J wird in einem Operationsverstärker OP8 verstärkt. Das geschwindigkeitsumgewandelte Signal und das beschleunigungsumgewandelte Signal werden an einem Knotenpunkt 61 gemischt, um die Charakteristik der niedrigsten Resonanzfrequenz f₀ und der Resonanzschärfe Q₀ des Niederfrequenzbandes zu kompensieren. Das Hochfrequenzbandsignal wird kompensiert, um nicht während der Rückkopplung beeinflußt zu werden, und dann wird das gemischte Signal wieder mit dem Eingangstonsignal E_i an einem Knotenpunkt 62 gemischt. Von dem gemischten Signal am Knotenpunkt 61 wird das beschleunigungsumgewandelte Signal negativ zum Eingangssignal E_i zurückgekoppelt, während das geschwindigkeitsumgewandelte Signal positiv zurückgekoppelt wird. Hierbei ergibt sich die Charakteristik der endgültigen, am Knotenpunkt 61 erzeugten Impedanz wie in Fig. 5D dargestellt. Wenn das gemischte Signal mit der ursprünglichen Impedanzcharakteristik des Lautsprechers verglichen wird, ist es ersichtlich, daß die niedrigste Resonanzfrequenz f₀ und die Resonanzschärfe Q₀ Charakteristik des gemischten Signals beim Niederfrequenzband kompensiert und beim Hochfrequenzband stabilisiert sind. Deshalb ist das Tonwiedergabevermögen beim Niederfrequenzband verstärkt und das Tonwiedergabevermögen beim Hochfrequenzband stabilisiert.

Wie vorstehend beschrieben hat die vorliegende Erfindung den Vorteil, daß die Mittel- und Niederfrequenzbandtoncharakteristik verbessert und der Hochfrequenzbandton stabilisiert ist durch Nachweis der dynamischen Impedanz mittels Benützen der Bewegung des Schwingungssystems, wobei die Bewegung gemäß dem Betreiben des Lautsprechers verursacht wird, danach Ausführung der Geschwindigkeits- und Beschleunigungsumwandlungen für die nachgewiesene dynamische Impedanz und Rückkopplung zum Schwingungssystems des Lautsprechers. Auf diese Weise kann die Niederfrequenzbandwiedergabecharakteristik des Lautsprechers verbessert werden und der Niederfrequenzbandton kann in einem Tonsystem, welches kleine Lautsprecher aufweist, naturgetreu wiedergegeben werden.

Claims (1)

1. Schaltkreis zum Kompensieren von tieffrequenten und mittelfrequenten Wiedergabecharakteristiken in einem Lautsprechersystem mit zumindest einem Lautsprecher (1) zur Wiedergabe eines an einem Eingangsanschluß angelegten Audio-Signals, mit
   einer Einrichtung zum Detektieren einer dynamischen Impedanz (20, 30) eines Vibrations-Systems des Lautsprechers (1) in Antwort auf eine Bewegungsgeschwindigkeitskomponente des Vibrationssystems, die von dem Audio-Signal bewirkt wurde, wobei die Einrichtung zum Detektieren der dynamischen Impedanz aufweist:
   einen Brückenschaltkreis (20) zum Erzeugen eines Referenzsignals durch Teilen des Audio-Signals gemäß einem vorgegebenen Verhältnis, und zum Erzeugen eines dynamischen Impedanz-Signals durch Teilen einer Ausgangsspannung des Lautsprechers (1), und
   einen Differenzverstärker (30) zum Detektieren eines Differenzspannungssignals von dem Referenzsignal und dem dynamischen Impedanz-Signal, um eine Bewegungsgeschwindigkeitskomponente zu detektieren, die proportional zur dynamischen Impedanz ist,
   eine Beschleunigungsumwandlungseinrichtung (40) zum Filtern eines ersten Tieffrequenzbandes der dynamischen Impedanz und zum Konvertieren der dynamischen Impedanz in eine Beschleunigungskomponente, um eine tiefste Resonanzfrequenz des Lautsprechers in eine tiefe Frequenz zu kompensieren, die proportional zur dynamischen Impedanz ist, wobei die Beschleunigungsumwandlungseinrichtung aufweist:
   einen ersten Tiefpaßfilter (41) zum Filtern des ersten Tieffrequenzbandes von dem Differenzspannungssignal, und
   einen Differenzierer (42) zum Differenzieren des ersten tiefpaßgefilterten Signals, um die Beschleunigungskomponente zu erhalten,
   eine Geschwindigkeitsumwandlungseinrichtung (50) zum Bereitstellen einer Geschwindigkeitskomponente der dynamischen Impedanz durch Filtern eines Hochfrequenzbandes und eines zweiten Tieffrequenzbandes der dynamischen Impedanz, um eine Resonanzschärfe des Lautsprechers zu kompensieren, wobei die Geschwindigkeitsumwandlungseinrichtung aufweist:
   einen zweiten Tiefpaßfilter (51) zum Filtern des zweiten Tieffrequenzbandes von dem Differenzspannungssignal, um die Resonanzschärfe bei dem zweiten Tieffrequenzband zu kompensieren,
   einen Hochpaßfilter (52) zum Filtern des Hochfrequenzbandes von dem ersten Signal, um die Hochfrequenzcharakteristiken des Audio-Signals zu stabilisieren, und
   einen Addierer (53) zum Addieren des zweiten tiefpaßgefilterten Signals mit dem hochpaßgefilterten Signal, um die Resonanzschärfe des zweiten Tieffrequenzbandes zu kompensieren und um die Charakteristiken des Hochfrequenzbandes des Lautsprechers zu stabilisieren, und
   eine Addiereinrichtung (61, 62) zum Addieren der Beschleunigungskomponente mit der Geschwindigkeitskomponente und zum negativen Rückführen des resultierenden Signals an das Eingangssignal.