DE4111581C2 - - Google Patents
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- H05B47/10—Controlling the light source
Description
Die Erfindung betrifft eine Inverterschaltung für den Betrieb
einer kapazitiven Lichtquelle, insbesondere nach dem Oberbegriff
des Patentanspruchs 1.
Elektrolumineszenzfolien für Beleuchtungszwecke sind marktbekannt.
Sie lassen sich beispielsweise in Luftfahrzeugen
als Notbeleuchtung einsetzen. Solche Elektrolumineszenzfolien
sind stark kapazitiv. Ihr Wirkstrom steht zu ihrem
Blindstrom in einem Verhältnis von beispielsweise 1 zu 6,3.
Die zu ihrem Betrieb nötige Wechselspannung liegt üblicherweise
unter 200 V, bei Betriebsfrequenzen zwischen 50 Hz
und 5 kHz.
Luftfahrzeuge arbeiten gewöhnlich für die Versorgung der
Notbeleuchtung mit einer Gleichstromquelle, die beispielsweise
eine Nennspannung von 60 V aufweist.
Die EP 03 59 245 A2 offenbart eine Inverterschaltung für
den Betrieb einer Elektrolumineszenzfolie, an dessen Kapazität
eine Spule mit einer Wicklung angeschlossen ist. An
die Enden der Wicklung liegen ein erster und ein zweiter
Schaltungszweig, in denen in Reihe ein Schalter, eine Diode
und ein Ladekondensator geschaltet sind. Dieser Schaltungsaufbau
mit Spule hat zur Folge, daß der Strom durch einen
Schalter unterbrochen werden muß, was durch Transistoren
geschieht, die während der gesamten Einschaltzeit mit einer
Steuerleistung versehen werden müssen. Dies bedingt einen
großen Schaltungsaufbau mit einem an Masse angeschlossenen
Transistor.
Weitere Schaltungsaufbauten gehen aus der US-A 46 33 141
für einen niederspannungsbetriebenen Inverter für einen
Elektrolumineszenzantrieb und aus der US-A 40 70 663 für
ein Steuerungssystem für den Betrieb einer kapazitiven Anzeigeeinheit
hervor.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Inverterschaltung vorzuschlagen,
mit der aus einer Gleichstromquelle eine stark
kapazitive Lichtquelle mit der nötigen Betriebswechselspannung
und Betriebsfrequenz gespeist werden kann.
Erfindungsgemäß ist obige Aufgabe bei einer Inverterschaltung
der genannten Art durch die Merkmale des Patentanspruchs
1 gelöst.
Diese Inverterschaltung ist durch ihre induktive Spulenanordnung
in der Lage, die vergleichsweise große kapazitive
Blindleistung der Lichtquelle beim Umladevorgang der Kapazität
der Lichtquelle aufzunehmen bzw. zwischenzuspeichern,
ohne daß die Blindleistung in die Gleichstromquelle zurückgespeist
werden muß.
Die Inverterschaltung hat weiter den Vorteil, daß sie sich
mit einfachen und robusten Bauelementen aufbauen läßt. Die
Spulenanordnung läßt sich vergleichsweise leicht und klein
aufbauen, da ihre Induktivität klein sein kann. Dies ist
deshalb möglich, weil gefunden wurde, daß die Lichtquelle
nicht mit einer sinusförmigen Wechselspannung betrieben
werden muß, sondern sie auch mit einer annähernd rechteckförmigen
oder trapezförmigen Wechselspannung betrieben werden
kann. Dadurch ist es möglich, den Umladevorgang im Vergleich
zur Periodendauer der Wechselspannung schnell durchzuführen.
Dies erlaubt den Einsatz vergleichsweise kleiner
Induktivitäten.
Daraus ergibt sich, daß die Frequenz des Umladevorgangs
wesentlich größer als die Betriebsfrequenz sein kann. Allerdings
ist die zulässige Höhe der Frequenz des Umladevorgangs
in Luftfahrtgeräten durch Vorschriften beschränkt.
Diese Vorschriften dienen dazu, im Luftfahrzeug Störfrequenzen
zu begrenzen.
Die Frequenz des Umladevorganges kann jedoch auch bis zur
Betriebsfrequenz verringert werden. Die Kurvenform geht
dann kontinuierlich von der Rechteckform zur Sinusform
über. Die Größe der Induktivität nimmt dadurch aber zu.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich
aus den Unteransprüchen und aus der folgenden
Beschreibung von Ausführungsbeispielen. In der Zeichnung
zeigen:
Fig. 1 eine Inverterschaltung zwischen einer
Elektrolumineszenzfolie und zwei gegensinnigen
Gleichstromquellen,
Fig. 2 eine Inverterschaltung an nur einer
Gleichstromquelle und
Fig. 3 ein Spannungs- Stromdiagramm.
Eine bestimmte Elektrolumineszenzfolie (1) läßt sich elektrisch annähernd
durch ein Ersatzschaltbild aus einem Kondensator (C) und
einem ohmschen Widerstand (R) darstellen, wobei cos ϕ bei 400 Hz
etwa 0,16 beträgt. Der Blindstrom ist also
vergleichsweise hoch zum Wirkstrom.
Zur Speisung der Elektrolumineszenzfolie (1) ist beim
Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 eine
Gleichstromquelle (G1) und eine umgekehrt gepolte
Gleichstromquelle (G2) vorgesehen. Beim
Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 genügt eine einzige
Gleichstromquelle (G).
Die Kapazität (C) der Elektrolumineszenzfolie (1) liegt an
einer Spulenanordnung (2). Diese ist in den
Ausführungsbeispielen von in Reihe geschalteten
Wicklungen (L1, L2) mit Eisenkern gebildet. Die
Kapazität (C) liegt am Mittelabgriff (3) der Wicklungen.
Die Induktivitäten der beiden Wicklungen (L1, L2) sind im
wesentlichen gleich groß.
An die Wicklung (L1) ist ein erster Schaltungszweig (4)
angeschlossen. An die Wicklung (L2) ist ein zweiter
Schaltungszweig (5) angeschlossen. Dabei liegt die
Reihenschaltung aus dem ersten Schaltungszweig (4) und der
Wicklung (L1) parallel zur Kapazität (C). Außerdem liegt
die Reihenschaltung des zweiten Schaltungszweiges (5) und
der Wicklung (L2) parallel zur Kapazität (C).
Der erste Schaltungszweig (4) weist in Reihenschaltung
eine Diode (D2), einen Ladekondensator (C1) und einen
Schalter (S1) auf. Parallel zur Teil-Reihenschaltung des
Ladekondensators (C1) und der Diode (D2) liegt eine
Diode (D1), die wie die Diode (D2) gepolt ist. Parallel zur
Diode (D1) ist eine Kapazität (CP1) dargestellt, die die
Sperrschichtkapazitäten der Dioden (D1, D2) verkörpert.
Parallel zum Ladekondensator (C1) liegt die
Reihenschaltung der Gleichstromquelle (G1) und einer
Diode (D3), die ebenso wie die Dioden (D2, D1) gepolt ist.
Parallel zum Schalter (S1) ist eine Reihenschaltung eines
Widerstands (R1) und eines Kondensators (C3) geschaltet.
Entsprechend, jedoch mit umgekehrter Polarität, ist der
zweite Schaltungszweig (5) aufgebaut. In diesem liegen an
der Wicklung (L2) in Reihe eine Diode (D5), ein
Ladekondensator (C2) und ein Schalter (S2). Parallel zur
Teil-Reihenschaltung der Diode (D5) und des
Kondensators (C2) liegt eine Diode (D6). Zu dieser parallel
ist eine Sperrschichtkapazität (CP2) dargestellt, die auf
den Dioden (D5, D6) beruht.
Parallel zum Ladekondensator (C2) liegt eine
Reihenschaltung aus einer Diode (D4) und der
Gleichstromquelle (G2). Die Polungen im einzelnen können
den Fig. 1 und 2 entnommen werden.
Parallel zum Schalter (S2) liegt eine Reihenschaltung aus
einem Widerstand (R2) und einem Kondensator (C4).
Die Schalter (S1, S2) sind von elektronischen
Schaltelementen, insbesondere Thyristoren, gebildet.
Statt dessen könnten auch Triacs vorgesehen sein. Die
Thyristoren bzw. Triacs haben im Vergleich zu an sich
möglichen Transistoren den Vorteil, daß sie hier
einfacher ansteuerbar sind. Die Schalter (S1, S2) werden
von einer Steuerschaltung in der unten näher
beschriebenen Weise leitend geschaltet. Diese kann
einfach aufgebaut sein, da sie die Thyristoren bzw.
Triacs nicht in den sperrenden Zustand schalten muß. Den
sperrenden Zustand erreichen die Thyristoren bzw. Triacs
in der unten beschriebenen Weise.
Bei der Ausführung nach Fig. 1 liegen die
Schalter (S1, S2) mit ihrem einen Pol an Masse. Es wäre
jedoch auch möglich, die Schalter (S1) zwischen den
Dioden (D2, D5) und den Wicklungen (L1 bzw. L2) anzuordnen,
wie dies in Fig. 2 dargestellt ist.
Beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 sind die Fig. 1
entsprechenden Bauteile mit gleichen Bezugszeichen
bezeichnet. Es liegen hier die Ladekondensatoren (C1, C2)
an Masse. Diese werden von der einen einzigen
Gleichstromquelle (G) auf Spannung gehalten. Hierbei
genügt die Diode (D3). Die Diode (D4) kann entfallen.
Insbesondere ist bei der Ausführung nach Fig. 2
vorteilhaft, daß nur eine einzige Gleichstromquelle (G)
nötig ist, die allerdings gegen Masse potentialfrei sein
muß.
Um an der Elektroluminenszenzfolie (1) eine symmetrische
Wechselspannung zu erreichen, also eine Wechselspannung
zu erreichen, bei der die positiven und negativen
Spannungsverläufe gleich, jedoch umgekehrt gepolt sind,
ist es nicht nur nötig, daß die weiter unten näher
beschriebenen Zeitdauern (t1 bis t3 und t3 bis t5) gleich
sind. Es ist darüber hinaus nötig, daß die
Schaltungszweige (4, 5) symmetrisch wirken. Dies ist beim
Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 leichter zu erreichen,
als beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 1. Denn selbst
dann, wenn die Ladekondensatoren (C1 und C2) aufgrund von
üblichen Toleranzen unterschiedliche Kapazitäten haben,
wirkt sich dies kaum aus. Denn bei der Ausführung nach
Fig. 2 liegen die beiden Ladekondensatoren (C1, C2) im
Hinblick auf die Stromquelle (G) in Reihe. Der
Ladekondensator mit der kleineren Kapazität wird
dementsprechend auf eine höhere Spannung aufgeladen als
der andere Kondensator, so daß seine kleinere Kapazität
ausgeglichen wird.
Die Arbeitsweise der beschriebenen Inverterschaltung ist
im wesentlichen folgende (Fig. 3):
Im Zeitpunkt (t1) wird der Schalter (S1) von der
Steuerschaltung leitend geschaltet. Spätestens dann
ist der Schalter (S2) gesperrt. Im Zeitpunkt (t3) wird der
Schalter (S2) von der Steuerschaltung leitend
geschaltet. Der Schalter (S1) ist dann gesperrt. Zum
Zeitpunkt (t5) wird wieder der Schalter (S1) leitend
geschaltet. Dann ist der Schalter (S2) gesperrt. Die
Abstände zwischen den Zeitpunkten (t1, t3 bzw. t5)
bestimmen die Betriebsfrequenz für die
Elektrolumineszenzfolie (1). Diese beträgt beispielsweise
400 Hz.
In Fig. 3a ist die Spannung (UC) an der Kapazität (C)
gezeigt, deren negative Halbperioden mit A und deren
positiven Halbperioden mit B bezeichnet sind.
Außerdem ist in Fig. 3a die Spannung (U7) am Punkt (7)
strichliert dargestellt, die am Punkt (7) zwischen der
Diode (D5) und der Wicklung (L2) liegt. Außerdem ist
strichpunktiert die am Schalter (S2) anliegende
Spannung (U2) gezeigt.
In Fig. 3b ist der über die Wicklung (L2) fließende Strom
(IL1) und der über die Wicklung (L2) fließende Strom (IL2)
dargestellt.
Zum Zeitpunkt (t1 bzw. t5) nähert sich die negative
Halbperiode (A) ihrem Ende. Die Kapazität (C) ist noch
negativ geladen. Ihr Spannungswert ist jedoch aufgrund
des Widerstandes (R) gegenüber ihrer anfänglichen
Ladespannung (a) um den Wert (b) abgesunken. Ersichtlich
ist der Wert (b) klein gegenüber dem Wert (a).
Zum Zeitpunkt (t1) wird der Schalter (S1) leitend
geschaltet. Dadurch wird der von der Stromquelle (G1)
(Fig. 1) bzw. (G) (Fig. 2) aufgeladene Kondensator (C1)
über die Diode (D2) an die Wicklung (L1) gelegt. Der
andere, negative Anschluß des Kondensators (C1) liegt über
den Schalter (S1) an Masse. Es liegt also nun eine
Spannung, die sich aus der Spannung des
Ladekondensators (C1) und der Spannung (UC) der
Kapazität (C) zusammensetzt, an der Wicklung (L1), welche
dabei mit den beiden Kapazitäten (C, C1) - momentan - einen
Serienschwingkreis bildet. Dessen Resonanzfrequenz ist
hauptsächlich durch die Induktivität der Wicklung (L1) und
die Kapazität (C) bestimmt. Denn die Kapazität des
Kondensators (C1) ist wesentlich größer als die
Kapazität (C). Gleiches gilt für die Kapazität des
Kondensators (C2).
Nach dem Zeitpunkt (t1) beginnt nun ein Strom (IL1) (vgl.
Fig. 3b) durch die Wicklung (L1) zu fließen. Die Form
dieses Stromes ist die einer Sinushalbwelle. Gleiches
gilt für den später auftretenden Strom (IL2). Dieser
Strom (IL1) entlädt den Kondensator (C1) teilweise und lädt
die Kapazität (C) vollständig um. Der Strom (IL1) hat die
Form einer Sinushalbwelle. Die Frequenz dieser Strom-
Sinushalbwelle ist wesentlich größer als die genannte
Betriebsfrequenz. Die Frequenz dieses Umladevorgangs
liegt beispielsweise bei 8 kHz. Die Spannung (UC) folgt
dem. Sie weist zwischen den Zeitpunkten (t1 und t2) einen
einer Sinushalbschwingung entsprechenden Verlauf auf,
wobei diese Sinushalbschwingung zwischen dem negativen
Maximum und dem positiven Maximum einer Sinusschwingung
verläuft.
Der Strom (IL1) kann nicht negativ werden, da die
Dioden (D1, D2) eine Stromumkehr verhindern. Dies hat zur
Folge, daß der Schalter (S1) von
selbst sperrt.
Die Spannung (UC) zum Zeitpunkt (t2) ist betragsmäßig
gleich der Spannung (UC) zum Zeitpunkt (t1) zuzüglich der
Spannung des Kondensators (C1) zum Zeitpunkt (t2). Die
Kapazität (C) ist also zum Zeitpunkt (t2) in positiver
Richtung umgeladen und gleichzeitig durch die Spannung
des Kondensators (C1) in positiver Richtung vergrößert.
Nach dem Zeitpunkt (t2) bis zum Zeitpunkt (t3) sinkt dann
die Spannung (UC) an der Kapazität (C) infolge des
Widerstands (R) ab.
Der als Schalter (S1) speziell vorgesehene Thyristor
sperrt nach seiner Freiwerdezeit.
Während der Zeit (t1 und t2) geschieht im zweiten
Schaltungszweig (5) folgendes:
Zum Zeitpunkt (t1) ist die Spannung (UC) an der Kapazität (C), wie ausgeführt, negativ, so daß die Dioden (D5, D6) gesperrt sind. Am Punkt (7) liegt eine Summenspannung aus der Spannung (UC) und der Spannung an der Wicklung (L2). Im Moment (t1) des Leitendschaltens des Schalters (S1) ist die Spannung an der Wicklung (L2) wegen der transformatorischen Kopplung der Wicklungen (L1, L2) gleich der Spannung an der Wicklung (L1). Diese wiederum ist gleich der Spannung an der Kapazität (C) zuzüglich der Spannung am Kondensator (C1). Infolge des Wickelsinns der Wicklungen (L1, L2) addieren sich die Spannung (UC) und die Spannung an der Wicklung (L2). Dadurch wird die Spannung am Punkt (7) näherungsweise 2UC. Dies zeigt Fig. 3a betragsmäßig, jedoch mit umgekehrten Vorzeichen. Diese vergleichsweise hohe Spannung ist Sperrspannung für die Dioden (D5, D6). Sie hat zur Folge, daß der Schalter (S2) spätestens in diesem Zeitpunkt stromlos wird. Dies führt dann, wenn der Schalter (S2) ein Thyristor ist, mit Sicherheit zu dessen Sperren.
Zum Zeitpunkt (t1) ist die Spannung (UC) an der Kapazität (C), wie ausgeführt, negativ, so daß die Dioden (D5, D6) gesperrt sind. Am Punkt (7) liegt eine Summenspannung aus der Spannung (UC) und der Spannung an der Wicklung (L2). Im Moment (t1) des Leitendschaltens des Schalters (S1) ist die Spannung an der Wicklung (L2) wegen der transformatorischen Kopplung der Wicklungen (L1, L2) gleich der Spannung an der Wicklung (L1). Diese wiederum ist gleich der Spannung an der Kapazität (C) zuzüglich der Spannung am Kondensator (C1). Infolge des Wickelsinns der Wicklungen (L1, L2) addieren sich die Spannung (UC) und die Spannung an der Wicklung (L2). Dadurch wird die Spannung am Punkt (7) näherungsweise 2UC. Dies zeigt Fig. 3a betragsmäßig, jedoch mit umgekehrten Vorzeichen. Diese vergleichsweise hohe Spannung ist Sperrspannung für die Dioden (D5, D6). Sie hat zur Folge, daß der Schalter (S2) spätestens in diesem Zeitpunkt stromlos wird. Dies führt dann, wenn der Schalter (S2) ein Thyristor ist, mit Sicherheit zu dessen Sperren.
Wenn dann zwischen t1 und t2 im Zuge des Umladevorgangs
die Spannung (UC) positiv wird, wird auch die Spannung am
Punkt (7) positiv, so daß die Dioden (D5, D6) leitend
werden. Am Schalter (S2) liegt nun die Summe der Spannung
des Kondensators (C2) und der Spannung am Punkt (7). Der
Verlauf dieser Spannung entspricht dem Verlauf der
Umladespannung an der Kapazität (C). Die Spannungsänderung
ist hinreichend langsam, um die maximal zulässige
Spannungsänderung du/dt am Thyristor (S2) nicht zu
überschreiten.
Im Zeitpunkt (t2) endet der Strom (IL1), so daß die
Spannung (UL2) an der Wicklung (L2) entfällt. Die Spannung
am Punkt (7) wird nun gleich der Spannung (UC) an der
Kapazität (C).
Zwischen den Streukapazitäten (CP1 und CB2) und der
Kapazität (C) ergibt sich ein Umladevorgang über die
Wicklungen (L1 bzw. L2). Dieser Umladevorgang bildet
abklingende Sinusschwingungen (vgl. Fig. 3a, U7), deren
Eigenfrequenz im wesentlichen durch CP1 und CP2 und L1
bzw. L2 bestimmt ist. Dieser hochfrequente Wechselstrom
wird über den Kondensator (C4) vom Thyristor (S2) bzw. in
der nachfolgenden Halbperiode über den Kondensator (C3)
vom Thyristor (S1) ferngehalten bzw. parallel zu diesem
abgeleitet. Es kann also keine "Überkopfzündung" des
Thyristors auftreten. Werden die Dioden (D4, D5 bzw. D2, D3)
so gewählt, daß sie nur geringe Sperrschichtkapazitäten
aufweisen, dann kann C4 bzw. C3 so klein gewählt werden,
daß der Widerstand (R2 bzw. R1) entfallen kann.
Im Zeitraum zwischen t2 und t3 fließen in der
Inverterschaltung praktisch keine Ströme. Die Schalter
bzw. Thyristoren (S1, S2) sind nichtleitend. Die
Kapazität (C) entlädt sich langsam über den Widerstand (R).
Zum Zeitpunkt (t3) wird der Schalter (S2) von der
Steuerschaltung (6) leitend geschaltet. Es setzt jetzt an
der Kapazität (C) in der oben beschriebenen Weise ein
Umladevorgang umgekehrter Richtung ein. Der Ablauf
entspricht dem oben beschriebenen, wobei die Funktionen
der Schaltungszweige (4, 5) nun vertauscht sind.
Um die Inverterschaltung leerlaufsicher zu machen, ist
ein Kondensator (C5) mit einem parallelgeschalteten,
spannungsabhängigen Widerstand (R3) vorgesehen. Dadurch
wird die maximale Umladespannung begrenzt. Bei einer
plötzlichen Verringerung der Belastung steigt die
Ausgangsspannung an. Die überschüssige Energie wird vom
spannungsabhängigen Widerstand (R3) aufgenommen.
Liegt am Ausgang fehlerhafter Weise eine Last, die einen
Kurzschluß oder fast einen Kurzschluß bedeutet, dann
nähert sich der Verlauf der Halbperioden einer
Sinusschwingung. Der Verlauf der Ströme (IL1, IL2) wird
langgezogen. Beim völligen Kurzschluß ist der
Umladevorgang nur noch von dem Ladekondensator (C1) bzw.
dem Ladekondensator (C2) und der Wicklung (L1 bzw. L2)
bestimmt. Dies hat zur Folge, daß der Strom zum
Zeitpunkt (t3) noch nicht Null ist. Der Thyristor (S1) ist
dann also zum Zeitpunkt (t3) noch leitend. Wird dann im
Zeitpunkt (t3) auch der Thyristor (S2) leitend geschaltet,
dann würde dies einen Kurzschluß der Gleichstromquellen
(G1, G2) bedeuten. Dieser ist in folgender Weise
vermieden:
Wird zum Zeitpunkt (t3) der Thyristor (S2) leitend geschaltet, dann liegt der Ladekondensator (C2) am Punkt (7). Dies hat zur Folge, daß am Punkt (8) eine Spannung auftritt, deren Größe wegen der transformatorischen Wirkung der Wicklungen (L2, L1) positiv und so groß wie die Spannung des Ladekondensators (C2) ist. Da der Ladekondensator (C1) durch den vorangegangenen Entladevorgang teilweise entladen ist, werden nun die Dioden (D1, D2) gesperrt. Der Stromfluß durch den Schalter (S1) wird dadurch unterbrochen, so daß der Thyristor nichtleitend wird.
Wird zum Zeitpunkt (t3) der Thyristor (S2) leitend geschaltet, dann liegt der Ladekondensator (C2) am Punkt (7). Dies hat zur Folge, daß am Punkt (8) eine Spannung auftritt, deren Größe wegen der transformatorischen Wirkung der Wicklungen (L2, L1) positiv und so groß wie die Spannung des Ladekondensators (C2) ist. Da der Ladekondensator (C1) durch den vorangegangenen Entladevorgang teilweise entladen ist, werden nun die Dioden (D1, D2) gesperrt. Der Stromfluß durch den Schalter (S1) wird dadurch unterbrochen, so daß der Thyristor nichtleitend wird.
Claims (8)
1. Inverterschaltung für den Betrieb einer kapazitiven Lichtquelle,
insbesondere Elektrolumineszenzfolie,
wobei die Inverterschaltung an eine Gleichstromquelle angeschlossen
ist und eine Wechselspannung für die Lichtquelle erzeugt,
deren Kapazität mit einer Spule verbunden ist, an der ein erster
und ein zweiter Schaltungszweig liegen, in denen jeweils in Reihe
ein Schalter, eine Diode und ein Ladekondensator geschaltet sind,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Spule von zwei transformatorisch gekoppelten Wicklungen (L1, L2) gebildet ist, zwischen denen die Kapazität (C) der Lichtquelle (1) liegt und an die jeweils die Schaltungszweige (4, 5) angeschlossen sind, und
daß eine Steuerschaltung die Schalter (S1, S2) periodisch wechselweise leitend schaltet, wodurch die Kapazität (C) der Lichtquelle (1) über die zwei Wicklungen (L1, L2) der Spule periodisch mit einer Frequenz umgeladen wird, die gleich oder größer als die Betriebsfrequenz der Lichtquelle (1) ist, und aus dem jeweiligen Ladekondensator (C1, C2) der Schaltungszweige (4, 5) nachgeladen wird.
daß die Spule von zwei transformatorisch gekoppelten Wicklungen (L1, L2) gebildet ist, zwischen denen die Kapazität (C) der Lichtquelle (1) liegt und an die jeweils die Schaltungszweige (4, 5) angeschlossen sind, und
daß eine Steuerschaltung die Schalter (S1, S2) periodisch wechselweise leitend schaltet, wodurch die Kapazität (C) der Lichtquelle (1) über die zwei Wicklungen (L1, L2) der Spule periodisch mit einer Frequenz umgeladen wird, die gleich oder größer als die Betriebsfrequenz der Lichtquelle (1) ist, und aus dem jeweiligen Ladekondensator (C1, C2) der Schaltungszweige (4, 5) nachgeladen wird.
2. Inverterschaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß in jedem der Schaltungszweige (4, 5) parallel zum Ladekondensator
(C1, C2) bzw. der Reihenschaltung des Ladekondensators (C1, C2)
mit der Diode (D2, D5) eine weitere Diode (D1, D6) liegt.
3. Inverterschaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Gleichstromquelle (G, G1, G2) über eine Diode (D3, D4) an
den jeweiligen Ladekondensator (C1, C2) gelegt ist.
4. Inverterschaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Schalter (S1, S2) ein Thyristor oder Triac ist.
5. Inverterschaltung nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß dem Schalter (S1, S2) ein Kondensator (C3, C4) parallelgeschaltet
ist.
6. Inverterschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß als Leerlaufschutz parallel zur Kapazität (C) der Lichtquelle
(1) ein Kondensator (C5) und ein spannungsabhängiger Widerstand
(R3) geschaltet sind.
7. Inverterschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß jedem Ladekondensator (C1, C2) eine eigene Gleichstromquelle
(G1, G2) zugeordnet ist.
8. Inverterschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
daß die beiden Ladekondensatoren (C1, C2) an einer gemeinsamen
Gleichstromquelle (G) liegen.
Priority Applications (2)
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DE4111581A DE4111581A1 (de) | 1991-04-10 | 1991-04-10 | Inverterschalter fuer eine kapazitive lichtquelle |
EP19920105863 EP0508337A3 (en) | 1991-04-10 | 1992-04-04 | Inverter circuit for a capacitive light source |
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Publications (2)
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Country Status (2)
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WO1991012703A1 (en) * | 1990-02-07 | 1991-08-22 | Daichi Co., Ltd. | Light-emitting power source circuit |
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- 1991-04-10 DE DE4111581A patent/DE4111581A1/de active Granted
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EP0508337A3 (en) | 1993-02-03 |
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EP0508337A2 (de) | 1992-10-14 |
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