DE4110743A1 - Verfahren zm direkten demodulieren eines hf-signals - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum direk­ ten Demodulieren eines HF-Signales, bei dem das HF-Signal in einem ersten Multiplizierer mit der Trägerfrequenz multipli­ ziert wird, wobei in einem zweiten Multiplizierer das HF-Signal und die Trägerfrequenz ebenfalls miteinander multipliziert wer­ den, wobei jedoch die Phasenlage der beiden Eingangssignale zueinander im Vergleich zum ersten Multiplizierer um 180° ver­ schoben wurde, und wobei die Ausgangssignale der beiden Multi­ plizierer voneinander subtrahiert werden, sowie eine Vorrich­ tung zur Durchführung des Verfahrens, die einen ersten Lei­ stungsteiler für das HF-Signal und einen Oszillator für die Trägerfrequenz aufweist, dessen Ausgang an einem zweiten Lei­ stungsteiler angeschlossen ist, wobei die ersten Ausgänge der beiden Leistungsteiler an einen ersten Multiplizierer ange­ schlossen sind und die zweiten Ausgänge der beiden Leistungs­ teiler an einen zweiten Multiplizierer angeschlossen sind, wo­ bei entweder zwischen einem der Ausgänge der beiden Leistungs­ teiler und einem Multiplizierer ein 180°-Phasenschieber oder ein Inverter vorgesehen ist oder einer der beiden Leistungs­ teiler einen nichtinvertierenden und einen invertierenden Aus­ gang aufweist und wobei die Ausgänge der beiden Multiplizierer an die beiden Ausgänge eines Substrahierers angeschlossen sind.

In der Nachrichtentechnik gibt es zwei grundlegend verschie­ dene Empfangssysteme: den Überlagerungsempfänger und den Direkt­ empfänger, auch Direct-Conversion-Empfänger genannt. Beim Über­ lagerungsempfänger wird das Empfangssignal einmal oder mehrmals auf eine oder mehrere feste Zwischenfrquenzen umgesetzt, um die Weiterverarbeitung des Empfangssignales zu erleichtern. Dieses Zwischenfrequenz-Signal wird gefiltert und anschließend demodu­ liert, wonach die Nachricht in Form eines niederfrequenten elek­ trischen Signals zur Verfügung steht. Beim Direkt-Conversion- Empfänger wird das Empfangssignal direkt in das Basisband umge­ setzt und dort werden alle notwendigen Weiterverarbeitungsmaßnah­ men durchgeführt.

Der Direct-Conversion-Empfänger hat gegenüber einem Überlage­ rungsempfänger verschiedene Vorteile: da es keine Zwischenfre­ quenz gibt, fällt das Problem der Spiegelfrequenz weg. Man benö­ tigt daher am Eingang des Empfängers keine Filter, um diese Spie­ gelfrequenz zu unterdrücken. Durch den Wegfall der Zwischenfre­ quenz entfallen auch die ZF-Filter. Das Problem der Nachbarkanal­ unterdrückung ist bei diesem Empfänger in den NF-Bereich verla­ gert; die dazu benötigten NF-Filter benötigen viel weniger Platz als die Eingangsfilter und die Zwischenfrequenzfilter. Im Gegen­ satz zum Überlagerungsempfänger ist es möglich, alle Baugruppen des Direct-Conversion-Empfängers zu integrieren. Diese Vorteile sind z. B. in der Arbeit von Polly Estabrook und Bruce B. Lusignan: "The Design of a Mobile Radio Receiver using a Direct Conversion Architecture" 39th IEEE Vehicular Technology Conference (IEEE Cat. No. 89 CH 2379-1) S. 63-72, Bd. 1, auf S. 64, oben, diskutiert. Vor allem die Möglcihkeit, diesen Empfänger voll­ ständig zu integrieren, ist für die Anwendung in Drahtlostele­ fonen oder in Personenrufgeräten (PAGER) wegen der Platz- und Gewichtseinsparung von großer Bedeutung.

Das Prinzip des Direct-Conversion-Empfängers besteht darin, daß das empfangene HF-Signal mit seiner Trägerfrequenz in einem Multiplizierer multipliziert wird. Bei der idealen Multiplika­ tion zweier Frequenzen entstehen lediglich die Summen- und die Differenzfrequenz. Hat das empfangene HF-Signal die Träger­ frequenz f_c und eine Bandbreite b (d. h. das HF-Signal belegt ei­ nen Frequenzbereich von f_c±b/2), so wird - wenn dieses Signal mit f_c multipliziert wird - ein NF-Signal mit Frequenzen von OHz bis b/2 sowie ein HF-Signal von 2 f_c±b/2 entstehen. Das HF- Signal kann einfach über einen Tiefpaß weggefiltert werden.

Ein Nachbarsender mit der Frequenz von f_c± Δf wird nach der Multiplikation mit f_c eine Frequenz von Δf (sowie von 2 f_c±Δf) ergeben. Da Δf größer als b/2 sein muß (sonst belegt der Nach­ barsender den gleichen Frequenzbereich wie der zu empfangende Sen­ der), können bei einem idealen Multiplizierer auch die Nachbarsen­ der einfach durch einen Tiefpaß weggefiltert werden.

Unter einem "idealen Multiplizierer" wird ein Multiplizierer verstanden, der insbesondere eine lineare Kennlinie aufweist. Selbstverständlich zeigen alle realen Multiplizierer gewisse Ab­ weichungen von der idealen linearen Kennlinie. An nichtlinearen Kennlinien tritt aber immer eine gewisse Gleichrichtung auf; je stärker nichtlinear die Kennlinie ist, umso stärker ist das gleichgerichtete Signal. Bei guten Multiplizierern ist das gleich­ gerichtete Signal am Ausgang um ca. 48 dB gegenüber dem Eingang abgeschwächt.

Ist nun ein Störsender beispielsweise um 50 dB stärker als der zu empfangende Sender, so gibt es am Ausgang im NF-Bereich eine Überlagerung des gleichgerichteten Signals des beispiels­ weise amplitudenmodulierten Störsenders und des multiplizierten Signals des gewünschten Senders, wobei das gleichgerichtete Si­ gnal des Störsenders um 10 dB stärker ist als das gewünschte Signal.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Direct- Conversion-Empfänger zu schaffen, der gegen Störungen der Nach­ barsender unempfindlich ist.

Ein Verfahren bzw. eine Vorrichtung der eingangs genannten Art ist aus der Fig. 2 der DE-AS 18 11 858 bekannt. Diese Schal­ tung wurde für HF-Signale relativ niedriger Frequenz (einige MHz) entwickelt. Der Zweck dieser Schaltung ist, einen Direct- Conversion-Empfänger zu schaffen, der ohne Tiefpaßfilter aus­ kommt. Tiefpaßfilter mit Grenzfrequenzen von unter 1 MHz haben nämlich einen für die Integration ungünstig großen Kondensator, sodaß die in der DE-AS 18 11 858 vorgeschlagene Schaltung den Vorteil hat, daß sie leicht in einem IC realisiert werden kann.

Läßt man bei einem herkömmlichen Direct-Conversion-Empfänger einfach das Tiefpaß-Filter weg, so erhält man nicht nur das niederfrequente Nutzsignal, sondern auch hochfrequente Signale, z. B. Trägerreste.Gemäß der DE-AS 18 11 858 ist daher ein zwei­ ter Multiplizierer vorgesehen, dessen Eingangssignale jedoch zueinander im Vergleich zum ersten Multiplizierer um 180° phasen­ verschoben wurden. Die Nutzsignale, die am Ausgang des ersten bzw. des zweiten Multiplizierers auftreten, haben dadurch ent­ gegengesetztes Vorzeichen, die hochfrequenten (Stör-)Signale sind jedoch gleich. Durch Differenzbildung der an den beiden Multiplizierern auftretenden Ausgangssignale kann somit das reine Nutzsignal gebildet werden, weil die (gleichen) Störsig­ nale bei der Differenzbildung im Idealfall Null ergeben.

Obwohl diese bekannte Schaltung einzig zu dem Zweck ent­ wickelt wurde, Tiefpaßfilter zu vermeiden, wird erfindungsgemäß bei einem Verfahren der eingangs genannten Art vorgeschlagen, daß in an sich bekannter Weise die Ausgangssignale der beiden Multiplizierer in je einem Tiefpaß gefiltert und je einem Ver­ stärker verstärkt werden, bevor sie voneinander subtrahiert werden, bzw. daß in einer Vorrichtung der eingangs genannten Art in an sich bekannter Weise zwischen den Ausgängen der beiden Multiplizierer und dem Subtrahierer jeweil ein Tiefpaß und ein Verstärker vorgesehen sind.

Aufgrund der Lehre der DE-AS 18 11 858 erscheint dies voll­ kommen sinnlos; es hat sich aber gemäß der Lehre der vorliegen­ den Erfindung gezeigt, daß sich diese Schaltung hervorragend zum Demodulieren von per Funkt gesendeten, extrem hochfrequen­ ten Signalen (GHz-Bereich) eignet, weil diese Schaltung un­ empfindlich gegen Störungen durch Nachbarsender ist. Dies war aufgrund der DE-AS 18 11 858 in keiner Weise vorherzusehen.

Durch die 180°-Phasenverschiebung der beiden Eingangssignale des zweiten Multiplizierers zueinander hat das Produkt jeweils den gleichen Betrag, aber entgegengesetztes Vorzeichen im Ver­ gleich zum Produkt des ersten Multiplizierers, d. h. die beiden Produktsignale sind zueinander invers. Im Gegensatz dazu sind die in den beiden Multiplizierern gleichgerichteten Signale na­ türlich identisch, weil beim Gleichrichten eines HF-Signals die Phasenlage des HF-Signals unwesentlich ist. Subtrahiert man nun die Ausgangssignale der beiden Multiplizierer voneinander, so ergeben die gleichgerichteten Signale im Idealfall Null, die Produktsignale ergeben jedoch ein doppelt so großes Signal. Im Endeffekt erhält man also nur das Produktsignal ohne Störungen durch Störsender. Um die erforderliche Genauigkeit zu erreichen ist es wichtig, daß niederfrequente Signale verarbeitet werden. Hochfrequente Anteile rufen im Subtrahierer wieder unerwünschte Störungen hervor. Es ist daher für das geforderte Ergebnis von großer Bedeutung, daß die hochfrequenten Anteile nach den Mi­ schern mit Tiefpaßfiltern wegfiltriert werden.

Selbstverständlich müssen sowohl die Multiplizierer als auch die Verstärker und die Tiefpaß-Filter möglichst gleiche Charakte­ ristiken haben, damit nach der Differenzbildung das gleichgerich­ tete Signal möglichst gering ist. Es ist ein Temperaturausgleich der jeweiligen Bausteine zweckmäßig; noch besser werden sie na­ türlich alle in einem Substrat integriert.

Ein Direct-Conversion-Empfänger ist an sich für jede Modula­ tionsart (SSB, AM, FM, Phasenmodulation) geeignet. Über die dazu jeweils notwendigen Schaltungen wird auf die oben zitierte Ar­ beit von Polly Estabrook et al. und die dort angeführten Litera­ turstellen verwiesen.

Für SSB-Empfang (Empfang von Signalen mit Einseitenbandmodu­ lation) wird gemäß Fig. 2 der Arbeit von Polly Estabrook et al. eine Schaltung verwendet, die einen ersten Teiler für das HF- Signal und einen Oszillator für die Trägerfrequenz aufweist, des­ sen Ausgang an einen zweiten Teiler angeschlossen ist. wobei die ersten Ausgänge der beiden Teiler an einen ersten Multipli­ zierer angeschlossen sind und die zweiten Ausgänge der beiden Teiler an einen zweiten Multiplizierer angeschlossen sind.

Dabei hat einer der beiden Teiler einen direkten Ausgang und einen um 90° phasenverschiebenden Ausgang. Die Ausgänge der beiden Multiplizierer sind jeweils über einen Tiefpaß und einen Verstärker an einen Addierer angeschlossen. Auf diese Weise kann das bei SSB-Modulation unerwünschte Band unter­ drückt werden.

Um die oben erwähnte Schaltung zur Durchführung des erfin­ dungsgemäßen Verfaherns zu verwenden, müßte jedoch zwischen einem der Ausgänge der beiden Teiler und einem Multiplizierer ein 180° - Phasenschieber oder ein Inverter vorgesehen sein oder einer der beiden Teilen einen nichtinvertierenden und einen invertierenden Ausgang aufweisen, und die Ausgänge der beiden Multiplizierer müßten an die beiden Eingänge eines Subtrahierers angeschlossen sein.

Diese Schaltung ist nur zum Empfang von phasenmodulierten Si­ gnalen mit einem maximalen Phasenhub von 180° geeignet, wie dies anhand der Figuren noch erklärt wird. Sollen z. B. SSB-Signale empfangen werden, so ist jeder der beiden Zweige der oben be­ schriebenen bekannten Schaltung durch einen zweiten Multiplizie­ rer und einen Subtrahierer (sowie durch Teiler, Tiefpaßfilter und Verstärker) zu ergänzen, um beide Zweige je für sich unempfind­ lich gegen Nachbarsender zu machen.

Anhand der beiliegenden Figuren wird die Erfindung näher er­ läutert. Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfin­ dung, und Fig. 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfin­ dung.

Bei den beiden Ausführungsbeispielen wird als Sendesignal ein Träger, der mit einem Niederfrequenzsignal (NF-Signal) mit kon­ stantem Modulationsindex phasenmoduliert wird, vorausgesetzt. Als Modulationsindex wird jener Faktor bezeichnet, der sich aus der Hubfrequenz gebrochen durch die Niederfrequenz ergibt. Die zu übertragende Information bei solch einem Signal liegt in der Frequenz des NF-Signals. Das Empfangssignal ist das durch den Übertragungsweg gedämpfte und verzerrte Sendesignal.

Im Direct-Conversion-Empfänger wird das Empfangssignal mit ei­ nem Eingangsverstärker 1 verstärkt und mit einem Teiler 2 in zwei Signale mit gleicher Amplitude aufgeteilt. Bei dem Beispiel nach Fig. 1 ist an einem der beiden Ausgänge ein Inverter 14 vorge­ sehen. Statt des Inverters 14 kann auch ein 180°-Phasenschieber vorgesehen sein; es ist auch möglich, daß der Teiler 2 bereits zwei Signale liefert, die eine Phasenverschebung von 180° zuein­ ander haben. Diese beiden Signale sind die Eingangssignale für die beiden Zweige I (in Phase) und G (gegen Phase). Die beiden Zweige sind gleich aufgebaut und bestehen jeweils aus einem Mul­ tiplizierer 3 bzw. 4, auch Mischer oder Frequenzumsetzer genannt, anschließend einem Verstärker 5 bzw. 6 und daran anschließend ei­ nem Tiefpaß 7 bzw. 8. Selbstverständlich kann auch zuerst der Tiefpaß und daran anschließend der Verstärker vorgesehen sein. Es können auch mehrere Tiefpaßfilter und mehrere Verstärker in beliebiger Reihenfolge vorgesehen sein. In den Multiplizierern 3 bzw. 4 wird das Eingangssignal mit Sinussignalen aus einem lo­ kalen Oszillator 9, die auch LO-Signale genannt werden, gemischt. Das LO-Signal des I-Zweiges und des G-Zweiges haben dieselbe Am­ plitude und Phasenlage. Die beiden Signale werden aus dem Aus­ gangssignal des lokalen Oszillators 9 im Teiler 15 erzeugt Die Ausgangssignale aus den Multiplizierern 3 bzw. 4 werden in den anschließenden Verstärkern 5 bzw. 6 verstärkt. Mit den nachfol­ genden Tiefpaßfiltern 7 bzw. 8 werden die HF-Anteile der Ausgangs­ signale aus den Multiplizierern 3 bzw. 4 unterdrückt. In einem anschließenden Substrahierer 10 wird die Differenz aus den NF-An­ teilen der beiden Zweige I und G gebildet. Dies hat den Vorteil, daß Störungen, die durch einen AM-Sender in den Multiplizierern 3 und 4 entstehen und mit gleicher Amplitude und Phasenlage an den Ausgängen der Multiplizierer 3 und 4 im I- und G-Zweig auftreten, sich gegenseitig aufheben.

Dieses Differenzsignal wird nun in zwei verschiedenen Pfaden weiterverarbeitet. Diese beiden Pfade sind der Signalaufberei­ tungspfad und der Phasenregelpfad.

Im Signalaufbereitungspfad wird das Differenzsignal in einem Verstärker 11 verstärkt und mit einem sogenannten Diskriminator 12 in ein Rechtecksignal umgeformt. Dieses Rechtecksignal hat dieselbe Frequenz wie das NF-Signal, das im Sender auf den Träger aufmoduliert wurde. Die übertragene Information ist in der Fre­ quenz des Rechtecksignals enthalten.

Im Phasenregelpfad wird das Differenzsignal mit Hilfe eines Tiefpaßfilters 13, dessen Grenzfrequenz unter der tiefsten zu übertragenden Frequenz liegt, gefiltert. Das gefilterte Signal wird dem lokalen Oszillator (9) zugeführt, der mit diesem Signal phasenmoduliert wird. Mit der Phasenregelung wird eine konstante Phasenverschiebung von 90° zwischen dem unmodulierten Träger des Senders und dem Ausgangssignal des lokalen Oszillators 9 ein­ gestellt. Diese Phasenverschiebung bewirkt ein symmetrisches Differenzsignal am Ausgang des Subtrahierers 18. Wenn die Pha­ senverschiebung von 90° abweicht, so hat das einen Gleichspannungs­ anteil beim Differenzsignal zur Folge. Die Phasenmodulation des lokalen Oszillators 9 wird dadurch so verändert, daß der Gleich­ spannungsanteil kompensiert wird und sich wieder eine Phasenver­ schiebung von 90° einstellt.

Fig. 2 unterscheidet sich von Fig. 1 lediglich insofern, als der Inverter 14 an einer anderen Stelle in der Schaltung vorge­ sehen ist, so daß das Signal des lokalen Oszillators und nicht das empfangene HF-Signal invertiert wird.

Claims (2)

1. Verfahren zum direkten Demodulieren eines HF-Signales, bei dem das HF-Signal in einem ersten Multiplizierer mit der Trä­ gerfrequenz multipliziert wird, wobei in einem zweiten Multi­ plizierer das HF-Signal und die Trägerfrequenz ebenfalls mit­ einander multipliziert werden, wobei jedoch die Phasenlage der beiden Eingangssignale zueinander im Vergleich zum ersten Multiplizierer um 180° verschoben wurde, und wobei die Aus­ gangssignale der beiden Multiplizierer voneinander subtrahiert werden, dadurch gekennzeichnet, daß in an sich bekannter Weise, die Ausgangssignale der beiden Multiplizierer in je einem Tief­ paß gefiltert und je einem Verstärker verstärkt werden, bevor sie voneiander subtrahiert werden.

2. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, die einen ersten Leistungsteiler für das HF-Signal und einen Oszillator für die Trägerfrequenz aufweist, dessen Ausgang an einem zweiten Leistungsteiler angeschlossen ist, wobei die ersten Ausgänge der beiden Leistungsteiler an einen ersten Multiplizierer angeschlossen sind und die zweiten Ausgänge der beiden Leisutungsteiler an einen zweiten Multiplizierer angeschlossen sind, wobei entweder zwischen einem der Aus­ gänge der beiden Leistungsteiler und einem Multiplizierer ein 180°-Phasenschieber oder ein Inverter vorgesehen ist oder einer der beiden Leistungsteiler einen nichtinvertie­ renden und einen invertierenden Ausgang aufweist und wobei die Ausgänge der beiden Multiplizierer an die beiden Eingänge eines Subtrahierers angeschlossen sind, dadurch gekennzeich­ net, daß in an sich bekannter Weise zwischen den Ausgängen der beiden Multiplizierer (3, 4) und dem Subtrahierer (18) jeweils ein Tiefpaß (7 bzw. 8) und ein Verstärker (5 bzw. 6) vorgesehen sind.