DE4025035A1

DE4025035A1 - Verfahren und schaltungsanordnung zur erzeugung eines mehrphasenstromes und anwendung auf elektromotoren, insbesondere schrittmotoren

Info

Publication number: DE4025035A1
Application number: DE19904025035
Authority: DE
Inventors: Bruno M Hess
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1990-08-07
Filing date: 1990-08-07
Publication date: 1992-02-13

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Erzeugung eines Mehrphasenstromes, dessen Phasen um einen konstanten Phasenwinkel verschoben sind und dessen Frequenz kontinu ierlich veränderbar ist, sowie die Anwendung des Verfahrens auf das Steuern und Regeln der Drehgeschwindigkeit und/oder der Winkelposition des Stators in bezug auf den Rotor eines Elektromotors, dessen Rotor und/oder dessen Stator mit Erreger- oder Phasenwicklungen zur Erzeugung von Magnet feldern versehen ist, wobei die Stromstärke durch die Wick lungen des Rotors und/oder des Stators als Regelgröße entsprechend der gewünschten Drehzahl oder der gewünschten Winkelposition gesteuert oder geregelt wird. Weiterhin betrifft sie eine Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens.

Obgleich die Erfindung insbesondere auf Synchronmotoren und Asynchronmotoren, und zwar bevorzugt auf Schrittmotoren, anwendbar ist, kann sie auch überall dort angewendet werden, wo Mehrphasenströme mit konstantem Phasenwinkel und gege benenfalls veränderbarer Frequenz erforderlich sind. Beispielsweise kann die Erfindung zur Notstromversorgung für Mehrphasenströme bzw. Drehstrom aus Batterien eingesetzt werden.

Schrittmotoren sind üblicherweise zu relativ geringen Kosten erhältlich. Angeboten werden Schrittmotoren verschiedenster Bauart, und zwar ohne Permanentmagnet als Reluktanzmotor, und mit Permanentmagnet als Permanentmagnetmotor, Hybrid motor, Scheibenmagnet-Schrittmotor usw. Weiterhin werden Schrittmotoren mit verschiedener Anzahl von Polen herge stellt, und sie können unipolar oder bipolar angesteuert werden. Es wird ausdrücklich bemerkt, daß die Erfindung nicht auf irgendeinen Typ Schrittmotor oder Elektromotor beschränkt ist, obgleich es das hauptsächliche Ziel der Erfindung ist, durch eine günstige Ansteuerung den an sich relativ billigen Schrittmotor zu einem qualitativ hochwer tigen Motor zu machen, der auch die Anforderungen an Stell motoren für CNC-gesteuerte Werkzeugmaschinen erfüllt.

Das Steuerungsverfahren gemäß der Erfindung hat deshalb die Ziele, erstens ein gleichmäßiges Rundlaufen des Motors auch bei niedrigen Drehzahlen zu bewirken, zweitens ein hohes Regelverhältnis von langsamem Laufen bis zu Schnell lauf zu ermöglichen (wobei Verhältnisse von 1 : 10 000 und mehr wünschenswert sind), drittens Vorschübe mit geringem Drehwinkel zu ermöglichen, viertens exaktes Anhalten, z. B. bei Positionierung, zu gewährleisten und fünftens möglichst trägheitsloses Umschalten bei Geschwindigkeitsänderungen und bei Richtungsänderungen zu ermöglichen.

Werkzeugmaschinen müssen heute bei der Oberflächenbearbei tung so gesteuert werden, daß Toleranzen im µm-Bereich er zielbar sind. Dementsprechend hohe Anforderungen werden an die Steuer- und Regelgenauigkeiten gestellt.

Die Steuer- und Regelschaltung, die gemäß der vorliegenden Erfindung geschaffen wird, ist in ihrem Prinzip anwendbar auf praktisch alle Elektromotoren, deren Stator und/oder deren Rotor mit Erreger- oder Phasenwicklungen für Magnet felder zur Erzeugung von Drehmomenten versehen sind. Bei dem Schrittmotor, der als Spezialfall eines Synchronmotors angesehen werden kann, bietet sich an, daß als Steuergröße der Drehzahl oder des Positionierungswinkels Signale von einem Prozeßrechner oder Computer verwendet werden. Diese Signale müssen durch die Schaltung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens in die entsprechenden Ströme durch die Phasenwicklungen umgewandelt werden. Zu diesem Zweck umfaßt die komplette Motorsteuerung einen Analysator teil für die Befehle, den eigentlichen Steuer- und Regelteil sowie eine Treiberschaltung. Im Treiberteil sorgen Leistungs transistoren dafür, daß die entsprechenden Phasenwicklungen des Motors mit Strom der richtigen momentanen Höhe und Phase und der richtigen Polarität erregt werden.

Jeder Motor braucht zum exakten Rundlauf, d. h. zum linearen Vorbeiführen des Rotors an dem Stator, eine andere Kurvenform, die im wesentlichen von der Ausbildung und der Form der Polschuhe abhängt. Wenn auch die üblicherweise verwendete sinusförmige Kurvenform der Steuerspannung für die Phasen wicklungen des Motors eine für die Praxis bisher gut brauch bare Kurvenform war, entspricht sie jedoch in den meisten Fällen nicht der tatsächlichen Änderung des Magnetfeldflusses zwischen einem Rotorpol und einem Statorpol beim Überfahren eines Pols.

Um diesen Mangel zu beseitigen, wurden bereits schon die den Phasenwicklungen des Motors zugeführten Ströme im zeitlichen Verlauf punktweise gesteuert, wobei die Stromwerte digital über Mikroprozessoren eingegeben wurden. Um mit dieser Art der Anpassung eine gute Genauigkeit erzielen zu können, ist eine hohe Zeitauflösung erforderlich, d. h. die Mikroprozesso ren müssen in extrem kurzen Zeiten die Steuersignale bereit stellen.

Wenn beispielsweise ein Schrittmotor der gebräuchlichsten Ausführung mit 200 Schritten pro Umdrehung, mit einer Dreh zahl von 3000 Umdrehungen pro Minute betrieben werden soll, entspricht dies einer Frequenz von 2500 Hz. Da sich alle Abweichungen von der idealen Kurvenform und der Phasenlage direkt auf das Drehmoment auswirken, sollte bei dieser Frequenz jede Halbwelle wenigstens in 10 Punkten definiert werden, damit ein einigermaßen brauchbares Drehfeld zustande kommt. Dies bedeutet jedoch, daß die Ausgaberate der in einem Mikroprozessor berechneten Daten mit einer Frequenz von 50 kHz über Schnittstellen und Digital-Analogwandler für jede Phase ausgegeben werden müssen, um die Treiberstufen direkt anzusteuern, oder anders ausgedrückt, es müßten alle 20 µs die Momentanwerte für alle 4 Phasen bereitgestellt werden.

Der Aufwand für Motoransteuerungen über Mikroprozessoren wird damit sehr hoch, falls überhaupt brauchbare Resultate erzielt werden können.

Andererseits entfällt die Notwendigkeit, Daten mit extrem hoher Frequenz von einem Mikroprozessor auszugeben, wenn es gelingt, die Mehrphasenströme über Analogschaltungen bereitzustellen.

Aufgabe der Erfindung ist es nun, ein Verfahren zu schaffen, mit dem ein Mehrphasenstrom, dessen Phasen um einen kon stanten Phasenwinkel verschoben sind und dessen Frequenz kontinuierlich veränderbar ist, mittels Analogschaltungs technik zu erzeugen, dieses Verfahren insbesondere auf das Steuern und Regeln der Drehgeschwindigkeit und/oder der Winkelposition des Stators in bezug auf den Rotor eines Elektromotors anzuwenden, sowie eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens anzugeben. Insbesondere soll auf diese Weise ein Schrittmotor so gesteuert und geregelt werden, daß ein äußerst gleichmäßiges Rundlaufen des Motors sowie exakte Winkelpositionierung bei ver gleichsweise niedrigen Kosten erreicht wird.

Gelöst wird diese Aufgabe im Prinzip durch ein Verfahren, wie es im Anspruch 1 angegeben ist, und in seiner Anwen dung auf das Steuern und Regeln eines Elektromotors durch das Verfahren, wie es im Anspruch 3 angegeben ist, sowie durch eine Schaltungsanordnung, wie sie im Anspruch 13 angegeben ist.

Vorteilhafte Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Ver fahrens sind in den Ansprüchen 2 und 4 bis 12 angegeben, und weitere vorteilhafte Ausführungsformen der erfindungs gemäßen Schaltung sind in den Ansprüchen 13 bis 17 be schrieben.

Ein wesentlicher Grundzug bei der Erfindung ist, daß der mehrphasige Drehstrom mittels einer Analogschaltung erzeugt wird, wobei seine Frequenz und Drehrichtung pro portional einer Steuerspannung ist, die sehr einfach mit einem bekannten Digital-Analogwandler erzeugt werden kann, der nur dann mit neuen Daten beschickt werden muß, wenn eine Drehzahländerung gewünscht wird.

Bei der Erfindung wird eine präzise und einfach zu erzeu gende Frequenz mit dreieckförmigem Kurvenverlauf, die sich ohne großen Aufwand leicht im Bereich von 1 : 20 000 kontinuierlich verändern läßt, zur Lösung des Problems verwendet, indem gleichartige phasenverschobene Dreieck spannungen durch Zusammenschalten von invertierten und/oder potentialverschobenen Teilstücken erzeugt werden.

Zu diesem Zweck wird nun in der Schaltung gemäß der Erfin dung eine Dreieckspannung, beispielsweise über einen Miller- Integrator erzeugt; diese Dreieckspannung wird phasenversetzt, im Beispiel eines 4-Phasen-Schrittmotors, um 90°, wobei die um 90° phasenversetzte Dreieckspannung zusammengesetzt wird, wie nachfolgend im einzelnen noch erläutert wird; die beiden gegeneinander um 90° versetzten Dreieckspannungen werden invertiert, so daß für vier Phasenwicklungen Drei eckspannungen entstehen, die um 90°, 180° und 270° gegen 0° phasenversetzt sind.

Um den dreieckförmigen Kurvenverlauf des Stromes der Motorcharakteristik anzupassen, werden aus den Dreieckspan nungen Kurvenspannungen erzeugt, die in erster Näherung etwa Sinus-Kurven sind und in besserer Näherung den Eigenkurven des Motors angeglichen sind. Zu diesem Zweck wird die Dreieck spannung durch eine Potentialteilerschaltung geschickt, in der die Höhe der momentanen Dreieckspannung in Abhängigkeit von der Höhe des Dreieckspotentials in gewünschter Weise ab geschwächt wird, indem der Anstieg der Dreieckspannung mehr mals bei vorgegebenen Zeitpunkten durch einstellbare Poten tialschwellwerte sukzessiv abgeschwächt wird und der Abfall der Dreieckspannung danach mehrmals bei vorgegebenen Zeit punkten durch einstellbare Potentialschwellwerte sukzessiv wieder dem Dreieckverlauf angenähert wird. Dabei sind vor zugsweise die Zeitpunkte der Abschwächung während des An stiegs und die Zeitpunkte der Wiederannäherung an den Drei ecksverlauf während des Abfalls zeitlich symmetrisch bezüg lich der virtuellen Spitze des Dreiecks, und die einstell baren Potentialschwellwerte bei symmetrischen Zeitpunkten bezüglich der Spitze sind vorzugsweise gleich. Hierdurch kann beispielsweise anstelle eines sinusförmigen Verlaufs eine Glockenkurve eingestellt werden, die häufig eine günstige Kurven formanpassung darstellt. Es kann jedoch auch der dreieckige Kurvenverlauf direkt verwendet werden.

Jede der als Beispiel genannten vier phasenversetzten Drei eckspannungen muß in gleicher Weise in der Kurvenform vari iert werden, da durch die symmetrische Ausbildung der Motoren an jedem Pol die gleiche Kurvenform optimal ist. Aus Kosten gründen und um Gleichheit der Kurvenform zu gewährleisten, ist es vorzuziehen, die Schaltung derart auszulegen, daß die Potentialteilerschaltung nur einmal verwendet wird.

Die modifizierten Dreiecksspannungen werden in der Endstufe proportional als Ströme verstärkt, so daß die Ausgangssignale (im gewählten Beispiel vier) phasenversetzte Ströme sind, die als eingeprägte Ströme auf die Phasenwicklungen des Motors gegeben werden. Dabei können Schrittmotoren bipolar oder uni polar in an sich bekannter Weise angesteuert werden.

Im folgenden wird die Erfindung durch Ausführungsbeispiele, insbesondere für den Schaltungsteil, näher erläutert, wobei auf die beigefügten Zeichnungen bezug genommen wird.

In den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung zur Erläuterung der Erzeugung von vier jeweils um 90° phasen versetzten Dreiecksspannungen zur Beschickung von vier Phasenwicklungen;

die Fig. 2A, 2B und 2C Kurvendarstellungen zur Erläute rung der Erzeugung von jeweils um 120° phasen versetzten Dreiecksspannungen zur Beschickung von drei Phasenwicklungen;

Fig. 3 eine schematische Darstellung zur Erläuterung des Prinzips der Modulierung der Dreiecksspan nung im Spitzenbereich;

Fig. 4 die Eingangsschaltung des Frequenzgenerators;

Fig. 5 die Schaltung zur Erzeugung der Dreiecksspan nung ("Basisdreieck") im Frequenzgenerator;

Fig. 6 die Schaltung zur Erzeugung der um 90° phasen versetzten Dreieckspannung im Frequenzgenera tor;

Fig. 7 die Steuerschaltung zur Verarbeitung eines "Halt"-Signals (beispielsweise zum Positionie ren) im Frequenzgenerator;

die Fig. 8 und 9 die Potentialteilerschaltung zur Modifi zierung des Kurvenverlaufs;

Fig. 10 die Schaltung zur Stromregelung;

Fig. 11 ein Beispiel für eine Schaltung der Leistungsendstufe;

Fig. 12 eine Spannungsbegrenzungsschaltung und

Fig. 13 eine Schaltung zur Erzeugung der Referenzpoten tiale Ref. P, M und N.

Fig. 1 zeigt schematisch die einzelnen Stufen, in denen aus einer Dreiecksspannung A eine um 90° phasenverschobene Drei ecksspannung B erzeugt wird.

Wie später im Zusammenhang mit Fig. 5 erläutert wird, wird in an sich bekannter Weise mittels eines Miller-Integrators eine Dreiecksspannung A, die hier abgekürzt "Basisdreieck" genannt wird, erzeugt. Dieses Basisdreieck erstreckt sich symmetrisch zu einem Referenzpotential M einerseits zu einem positiven Referenzpotential P und andererseits zu einem negativen Referenzpotential N, wie es der Kurven verlauf 1a zeigt. Durch Invertieren wird der Kurvenverlauf 1b erhalten. Aus den Kurven 1a und 1b wird die Kurve 1c erhal ten, indem sie aus der ersten, dritten, fünften usw. Halbwelle von 1a und der zweiten, vierten, usw. Halbwelle von 1b zusam mengesetzt wird.

Die Invertierung der Kurve 1c über P × 1/2 liefert eine neue Kurve 1d, aus der durch Invertieren über M die Kurve 1e ent steht. Eine gegen die Basisdreieck-Kurve A um 90° phasenver schobene Dreieckskurve B entsteht durch alternierendes Zusammensetzen jeder zweiten Halbwelle der Kurve 1d und der Kurve 1e.

Aus diesen beiden Dreiecksspannungen A und B können durch Invertieren zwei weitere Dreiecksspannungen gebildet werden, die jeweils 180° und 270° gegen 0° phasenverschoben sind. Diese vier Kurven können nach Modifizierung ihres Spitzenbereichs in entsprechende Phasenströme umgewandelt werden, die als eingeprägte Ströme in vier Phasenwicklungen eines Motors eingespeist werden.

Es wird jedoch häufig wünschenswert sein, einen Synchronmo tor oder Asynchronmotor mit einem dreiphasigen Drehstrom zu speisen, dessen drei Phasen jeweils um 120° verschoben sind.

Die Fig. 2A, 2B und 2C zeigen, daß es nach dem Prinzip der Erfindung möglich ist, auch derartige Dreiecksspannun gen zu erzeugen.

Wiederum ausgehend von einem Basisdreieck, das in an sich bekannter Weise hergestellt wird und das in Fig. 2A als Phase R dargestellt ist, wird durch Potentialverschiebung um ²/₃ (|P|+|N|) der Kurvenverlauf der oberen Kurve von Fig. 2B erhalten. Durch Invertieren der nicht im Arbeits bereich +P bis -N liegenden Kurventeile werden weitere Kurvenstücke erhalten, die in Fig. 2B in der Mitte darge stellt sind. Die in Fig. 2B unten dargestellte Kurve liefert zwei Teilstücke der zu bildenden zweiten und dritten Phase T bzw. S. Fig. 2C oben zeigt einen Kurvenverlauf, wie er durch Invertieren des Basisdreiecks und Potentialverschie bung um ¹/₃ (|P|+|N|) erhalten wird. Die aus dem Arbeitsbe reich +P bis -N herausragenden Kurventeile werden durch Invertieren in diesen Arbeitsbereich gelegt, so daß Kurven stücke gebildet werden, wie sie in Fig. 2C in der Mitte dargestellt sind. Die zusammengesetzten Teilstücke der Kur venteile aus Fig. 2C oben und Mitte bilden die restlichen Teilstücke der um 120 bzw. 240° phasenverschobenen Dreiecks kurven für die Phasen T und S.

Angegeben sind weiterhin in den Fig. 1g und 2A "Basisrecht eck"-Kurven, die für Schaltsignale zum Zusammensetzen von Kurvenstücken benötigt werden.

Fig. 3 zeigt das Prinzip der Modifikation des dreieckförmi gen Kurvenverlaufs mit dem Ziel, den Kurvenverlauf der Motor charakteristik anzupassen. In Fig. 3 ist das Potential der dreieckförmigen Spannung im zeitlichen Verlauf angegeben. Zur Zeit t1 wird der Anstieg um einen an einem Potentiometer einstellbaren Betrag vermindert, zur Zeit t2 um einen an einem zweiten Potentiometer einstellbaren Betrag weiter ver mindert, desgleichen zur Zeit t3 und t4, bis vom Zeitpunkt t5 an der Abfall, d. h. die Steilheit der Kurve, wieder erhöht wird, bis sie bei t9 wieder den dreieckförmigen Verlauf er reicht hat.

Die Schaltung für die Kurvenmodifikation wird im Zusammen hang mit den Fig. 8 und 9 noch näher erläutert.

Anhand der Fig. 4, 5, 6 und 7 wird nun die Erzeugung der dreieckförmigen Steuerspannungen für vier Phasenwicklungen mit jeweils um 90° versetzten Kurvenverläufen beschrieben. Die Fig. 8 und 9 zeigen dann weiterhin Schaltungen, mit denen die dreieckförmigen phasenversetzten Steuerspannungen in ihrer Kurvenform der Charakteristik des Motors angeglichen werden.

In Fig. 4 wird am Sollwert-Eingang eine Steuerspannung U_S, die beispielsweise der gewünschten Drehzahl n proportional ist, über den hochohmigen Widerstand R1 dem Operationsver stärker OP1 zugeführt. Die Operationsverstärker OP1 und OP2 bilden mit dem Kondensator C1 eine Hochlauf- und Auslauframpe, wobei an dem Regelwiderstand bei R4 die Integrationszeit ge regelt werden kann. Diese Verzögerungsschaltung ist erfor derlich, damit der Motor, insbesondere bei Eilgängen, mecha nisch folgen kann. Dabei ist die Spannung U_S am Sollwert-Ein gang der Spannung U_S am Sollwert-Ausgang praktisch gleich, so lange keine schnelle Änderung vorgenommen wird. Andern falls baut sich der Sollwert am Ausgang (linear) verzögert auf, so wie es der Motor verträgt.

Es ist vorzuziehen, insbesondere aus Kostengründen, nur im positiven Bereich zu arbeiten. Zulässige Speisespannungen üblicher Elektronikbauteile liegen bei 15 Volt. Aus diesem Grund wird hinter dem Operationsverstärker OP1 der Nullpunkt der Schaltung auf eine Referenzspannung "M" gelegt, die in der Mitte zwischen dem negativen Referenzpotential "N" (z. B. 3,75 Volt) und dem positiven Referenzpotential "P" (z. B. 11,25 Volt) liegt. Diese Referenzpotentiale Ref. P, Ref. M und Ref. N können in üblicher Weise dadurch hergestellt werden, daß jeweils zwischen zwei von vier in Reihe geschalteten gleichen Widerständen die Spannungen abgegriffen werden, die je weils hinter einem Operationsverstärker als Referenzpotentiale P, M und N zur Verfügung stehen. Eine hierfür geeignete Schal tung ist in Fig. 13 dargestellt. Die Widerstände R47, R48, R49 und R50 sind gleich. R50 liegt an Masse, während R47 am Pluspol der Schaltung liegt.

An dieser Stelle sei bemerkt, daß hier in allen Schaltungen zur Vereinfachung der Pluspol durch einen Pfeil wie in Fig. 13 symbolisch dargestellt ist.

In Fig. 4 wird die Steuerspannung U_S, die am Sollwert-Ausgang abgreifbar ist, über den Widerstand R6 bzw. R9 den Operations verstärkern OP3 und OP4 in der Weise zugeführt, daß hinter OP3 das nicht invertierte Signal U_S und hinter OP4 das inver tierte Signal U_S abgegriffen werden kann. Diese Invertierung liefert also Signale, die positiv bzw. negativ bezüglich des Referenzpotentials M sind (symmetrisch).

Mit dem Regelwiderstand bei R6 ist eine Verstärkungsanpassung an Bauteiltoleranzen der nachfolgenden elektronischen Bauteile sowie auch in geringen Grenzen des Maximums möglich.

Wie aus Fig. 5 ersichtlich ist, werden die invertierte oder die nicht invertierte Steuerspannung U_S über als Analogschal ter wirkende CMOS-Bauelemente und die Widerstände R12 bzw. R13 einem Miller-Integrator zugeführt, dessen wesentliche Bestand teile der Operationsverstärker OP5 und der Kondensator C2 sind. Der Kondensator C2 ist vorzugsweise auswechselbar, um mit verschiedenen Kondensatoren verschiedene Bereiche vorzu wählen.

Die Steuereingänge der beiden CMOS-Analogschalter sind je weils mit den Ausgängen der beiden NOR-Gatter verbunden (NOR 1 und NOR 2). Der Eingang L1 von NOR 1 ist mit dem in vertierten Ausgang des D-Flip-Flops, der Eingang H1 von NOR 2 ist mit dem nicht invertierten Ausgang des D-Flip-Flops verbunden. Damit bestimmt die Lage des D-Flip-Flops, welcher der beiden Analogschalter durchlässig ist.

Da der über C2 fließende Strom konstant bleibt, solange die zugeschaltete Spannung U_S bzw. U_S invertiert konstant ist, erfolgt eine lineare Integrierung, die polaritätsabhängig einen linearen Anstieg oder Abfall der Ausgangsspannung von OP5 zur Folge hat. Die Integration wird durchgeführt, bis der Vergleich im Komparatorteil ergibt, daß der positive oder negative Grenzwert, entsprechend Ref. P oder Ref. N er reicht ist. Der Komparatorteil umfaßt den am Referenzpoten tial P liegenden Operationsverstärker OP6 und den am Referenzpotential N liegenden Operationsverstärker OP7. Der Schaltpunkt ist somit im ersten Fall das Referenzpotential P und im zweiten Fall das Referenzpotential N. Die Ausgänge der Operationsverstärker OP6 und OP7 sind gemeinsam über das NAND-Gatter mit dem Clock-Eingang des D-Flip-Flops ver bunden. Dadurch schaltet das D-Flip-Flop um, wenn entweder der positive oder negative Grenzwert erreicht wird. Die damit umgepolten Signale H1 bzw. L1 bewirken dann vorn am Eingang der Schaltung in Fig. 5 die Umschaltung des Inte gratoreingangs von U_S auf U_S invers oder umgekehrt, was zur Folge hat, daß die Ausgangsspannung des Miller-Integrators (OP5) dem anderen Grenzwert zustrebt, was ein erneutes Umschalten bewirkt, usw.

Es entsteht der dreieckförmige Spannungsverlauf, der in Fig. 1 als oberste Kurve (1a) als Basisdreieck dargestellt ist.

Mit dem Regelwiderstand bei R17 kann ein Symmetrieabgleich für die Flanken des Dreiecks durchgeführt werden. Es hat sich dabei gezeigt, daß im allgemeinen keine Nachjustierung später notwendig ist.

Auf diese Weise wird in dem Dreiecksgenerator eine Dreiecks spannung mit einer Frequenz erzeugt, die dem Sollwert U_S proportional ist.

Ein Zahlenbeispiel für die praktische Durchführung der Steuerung eines 100-poligen Motors ist beispielsweise, daß eine Spannung U_S von 3,75 V gegen Referenzpotential M einer Motordrehzahl von 3000 Umdrehungen pro Minute ent spricht, wobei eine Dreieckspannung mit einer Frequenz von 2,5 kHz erzeugt wird.

Beim Wechsel von "L" auf "H", wie es dem Zeittakt entspricht, steht am Ausgang des D-Flip-Flop das Signal an, daß bei "D" anliegt.

An den beiden Ausgängen des D-Flip-Flop kann das in Fig. 1 als unterste Kurve (1g) dargestellte Basisrechteck BR abge griffen werden.

Dieses Basisrechteck BR wird auch für die Umschaltung von Vorwärts-Lauf auf Rückwärts-Lauf des Motors ausgenutzt. So liegt das H-Signal des Ausgangs z. B. auf der ansteigenden Flan ke an, wenn der Motor vorwärts laufen soll, und auf der ab fallenden Flanke, wenn der Motor rückwärts, also in umgekehr ter Richtung, laufen soll, entsprechend der Polarität der Steuerspannung U_S am Eingang, bezogen auf das Referenzpoten tial M.

Für den Fall, daß die Spannungs-Sollwerte U_S am Eingang zu klein sind und in die untere Schwellwertgrenze fallen, muß eine Sperre gegen ein zu starkes Hochfahren der Spannung vor gesehen werden.

Zu diesem Zweck ist für den positiven Grenzwert die Gegen kopplung von OP6 über den Inverter 1, den Widerstand R14 und die Diode D3, zurück zum Eingang des Miller-Integrators vorgesehen. Die Wirksamkeit der Gegenkopplung wird durch den Kondensator C3 jedoch verzögert, damit im normalen Betriebszustand kein zusätzlicher Eingangsstrom fließt, der die Spitze der Dreieckspannung "deformieren" würde. In gleicher Weise ist für den negativen Grenzwert (ohne Inverter) die Gegenkopplung von OP7 über R15 und D4 mit C4 wirksam.

Die in der Schaltung gemäß Fig. 5 erzeugte dreieckförmige Spannung bildet das sogenannte Basisdreieck BD, mit der eine Phase A eines Schrittmotors gesteuert werden kann. Fig. 6 zeigt den Schaltungsteil, in dem eine um 90° gegen das Basis dreieck phasenverschobene dreieckförmige Spannung erzeugt wird, wie sie in Fig. 1 als Kurve "1f" dargestellt ist.

Die Basisdreieck-Spannung (Kurve 1a in Fig. 1) wird über eine Kompensation für Umschaltung, bestehend aus CMOS-3 und Wider stand R46 als Steuerspannung für Phase A ausgegeben. Anderer seits wird sie über den Widerstand R33 an den Invertierungs eingang des Operationsverstärkers OP8 gegeben, wo sie durch Vergleich mit dem Referenzpotential M invertiert wird. Am Aus gang von OP8 entsteht das invertierte Basisdreieck, eine Span nung, wie sie in Fig. 1 als Kurve 1b dargestellt ist. Durch Anlegen dieser Dreieckspannung über Diode D6 an den nicht in vertierenden Eingang von OP9 zusammen mit dem Basisdreieck über die Diode D5 und eine Rückführung des Ausgangs von OP9 über die Diode D7 an den invertierenden Eingang entsteht am Ausgang von OP9 eine Dreieckspannung, mit doppelter Frequenz wie das Basisdreieck, deren Kurvenverlauf in Fig. 1 als Kurve 1c dargestellt ist. Die Diode D7 kompensiert dabei die Schwell werte der Dioden D5 oder D6 bei gleichen Widerständen R35 und R36.

Die am Ausgang von OP9 anliegende Dreieckspannung wird poten tialverschoben, indem sie an den invertierenden Eingang von OP10 gelegt wird. Durch die zwischen Referenzpotential P und M liegenden, als Spannungsteiler arbeitenden Widerstände R38 und R39, zwischen denen der nicht invertierende Eingang von OP10 liegt, erfolgt eine Invertierung auf dem gleichen Poten tial. Am Ausgang von OP10 kann eine potentialverschobene Drei eckspannung abgegriffen werden, wie sie in Fig. 1 als Kurve 1d dargestellt ist. Durch eine weitere Invertierung am OP11 durch Anlegen dieser zuletzt erzeugten Dreieckspannung gemäß Kurve 1d an den invertierenden Eingang von OP11, dessen nicht invertierender Eingang auf dem Referenzpotential M liegt, ent steht am Ausgang von OP11 die invertierte Dreieckspannung ge mäß Kurve 1e in Fig. 1. Der aus CMOS-4 und CMOS-5 bestehende Umschalter setzt aus den Kurven 1d und 1e die um 90° gegen das Basisdreieck verschobene Kurve 1f gemäß Fig. 1 zusammen, die als Steuerspannung für eine Phase B verwendet werden kann. Für die Umschaltung werden die Signale H1 und L1, die als Ba sisrechteck am D-Flip-Flop (Fig. 5) abgegriffen werden kön nen, an CMOS-4 bzw. CMOS-5 gelegt.

Wenn vier Phasen eines Schrittmotors gesteuert werden sollen, wobei die Phasen jeweils um 90° gegeneinander phasenverscho ben sind, werden die in der Schaltung gemäß Fig. 6 erzeugten Dreieckspannungen für eine Phase A und für die um 90° ver schobene Phase B jeweils invertiert, so daß die gewünschten vier Dreieckspannungen erhalten werden.

Zusammengefaßt umfaßt die Erzeugung der um 90° gegen das Ba sisdreieck verschobenen Dreieckspannung die folgenden Schritte:
1. Verschieben des Basisdreiecks auf ein positives Potential;
2. Invertieren des potentialverschobenen Dreiecks; oder
1. Verdoppeln der Basisdreieckfrequenz durch Invertieren der negativen Halbwelle,
2. Potentialverschieben dieser Dreieckspannung in den Teil der vorherigen negativen Halbwelle,
3. Invertieren in den Teil der vorherigen Halbwelle hinein,
4. Auswählen mit dem Basisreckteck desjenigen Kurventeils, der benötigt wird, und Zusammensetzen der um 90° phasen verschobenen Dreieckkurve.

Fig. 7 zeigt einen Schaltungsteil, der zum Erzeugen des Halt-Signales verwendet wird.

Wenn beispielsweise von einem Prozeßrechner, Mikrocomputer, einer Sicherheitsvorrichtung oder dergleichen ein Halt-Signal oder Positionierungssignal ausgegeben wird, wird der Positions-Sollwert dem invertierenden Eingang eines Operations verstärkers OP12 zugeführt, an dessen nicht invertierendem Eingang das Basisdreieck liegt. Das Ausgangssignal wird einem Umschalter CMOS-6 zugeführt, der andererseits am Integrator eingang liegt. Das externe Halt-Signal (invers) wird über einen separaten Eingang dem Trigger zugeführt, dessen Ausgang mit dem Steuereingang des Analogschalters CMOS 6 und dem Halt-Eingang der Frequenzgeneratorschaltung (Fig. 5) ver bunden ist.

Der Sollwert für die Position liegt üblicherweise innerhalb der Halbwelle. Durch die Steuerung im Dreieckbereich kann eine lineare Aufteilung des Winkelbereichs erreicht werden, da gemäß der Erfindung die Kurvenform des Steuersignals der Motorcharakteristik angepaßt wird.

Bei praktischen Regelungen entspricht eine Steuerspannung von z. B. 7,5 Volt einem Drehwinkel des Rotors gegen den Stator von bei spielsweise 3,6 Grad. Wenn eine höhere Positioniergenauigkeit, gegebenenfalls bis zu Bogensekunden genau, gewünscht wird, muß gegebenenfalls ein zusätzlicher Regelkreis vorgesehen wer den.

Obgleich das Zusammensetzen phasenverschobener Dreieckspannun gen hier am Beispiel von vier jeweils um 90° gegeneinander ver schobenen Dreieckspannungen erläutert wurde, ist dieses Prin zip in analoger Weise auf Phasenverschiebungen um andere Phasenwinkel anwendbar. Ein Beispiel für Phasenverschiebungen um 120° wurde bereits im Zusammenhang mit Fig. 2 erläutert.

Im folgenden wird die Modifizierung der dreieckförmigen Span nungen im Spitzenbereich des Dreiecks beschrieben.

Fig. 8 zeigt - wiederum am Beispiel von vier jeweils um 90° gegeneinander phasenverschobenen Dreieckspannungen (A, , B, ), ausgehend von der Basisdreieck-Spannung für die Phase A und der um 90° dagegen verschobenen Dreieckspannung für die Phase B - wie die Dreieckspannungen im Spitzenbereich modifiziert werden. Fig. 3 zeigt die gewünschte Kurvenform. Bis zur Zeit t₁ ist der Anstieg linear und entspricht dem Anstieg, wie er im Miller-Integrator erzeugt wird. Das Potential zur Zeit t₁ ist P1. Von hier an wird der Anstieg verringert und zwar so, daß zur Zeit t₂ das Potential P2 erreicht wird. Danach wird der Anstieg wiederum verringert, so daß zur Zeit t₃ das Poten tial P3 erreicht wird. Eine weitere Verringerung liefert zur Zeit t₄ das Potential P4, bis zur Zeit t₅ der Erreichung der virtuellen Dreieckspitze der für die Kurvenform optimale Wert des Maximums von P5 erreicht wird. Bei P5 erfolgt die Umpolung, wobei der Kurvenverlauf bis zu P6 symmetrisch zu dem Kurvenverlauf zwischen P4 und P5 erfolgt. Ab P6 wird der Abfall wieder steiler, desgleichen nochmals bei P7 und bei P8, bis zum Zeitpunkt P9 der Kurvenverlauf wieder mit dem Dreiecksverlauf zusammenfällt. Die Modifizierung des Kurven verlaufs ist symmetrisch, so daß zum Zeitpunkt P6 das Poten tial P4, zum Zeitpunkt P7 das Potential P3, zum Zeitpunkt P8 das Potential P2 und zum Zeitpunkt P9 das Potential P1 er reicht wird.

Wie aus Fig. 9 ersichtlich ist, ergeben sich die Poten tiale P1, P2, P3 und P4 durch einen Widerstandsspannungs teiler zwischen dem Referenzpotential M und dem Referenz potential P. Die Widerstände R53 bis R58 dienen zur Spannungsteilung. Sie können als Regelwiderstände aus gebildet werden. In erster Näherung können sie so gewählt wer den, daß die Potentiale P1, P2, P3 und P4 einen sinusförmigen Spannungsverlauf annähern. Das Potential P5 ergibt sich aus dem mit P4 eingestellten Anstieg und der Umpolung bei der virtuellen Dreieckspitze.

Da in dem Leistungsteil die Steuerspannung in einen eingepräg ten Strom für die Phasenwicklungen umgewandelt wird, würde sich aus dieser Spannungsteilung auch ein sinusförmiger Ver lauf des eingeprägten Stromes ergeben. (Zu bemerken ist hier ausdrücklich, daß nicht die sinusförmige Steuerspannung als Spannung an die Phasenwicklungen gelegt wird, sondern daß ge mäß der Erfindung aus der in erster Näherung sinusförmigen Steuerspannung ein sinusförmiger eingeprägter Stromverlauf gebildet wird, wie noch nachfolgend ausgeführt wird.)

In einer besseren Näherung können die Widerstände R53 bis R58 des Spannungsteilers so variiert werden, daß Zwischenpotentiale P1, P2, P3 und P4 erzeugt werden, die in guter Näherung die charakteristische Eigenschaft des Motors, d. h. den Magnetfluß zwischen Rotor und Stator beim Überfahren von Polen, annähern. Dabei ist die Anzahl von vier Zwischenpotentialen als eine vorteilhafte Ausführungsform, und nicht als Einschränkung an zusehen, da dies für die Praxis einen günstigen Kompromiß zwi schen Genauigkeit der Annäherung an die Motorcharakteristik und der Wirtschaftlichkeit der Ausführung der Schaltung dar stellt. Dies bietet sich insbesondere an, weil vier Operations verstärker häufig kommerziell in einem Gehäuse untergebracht sind.

Die Widerstände R52 in Fig. 9 haben den gleichen Wert, dasselbe gilt für die Widerstände R50. Durch Invertierung können die zum Referenzpotential M in symmetrischer Weise negativen Poten tiale N1, N2, N3 und N4 hergestellt werden.

Die zum Referenzpotential M symmetrisch positiven und negativen Zwischenpotentiale werden, wie aus Fig. 8 ersichtlich ist, zum Modifizieren der Dreieckspannungen verwendet. In der dar gestellten Schaltung wird die jeweilige zugehörige Diode gerade bei dem Wert des Zwischenpotentials durchlassend und bleibt auf dem Zweig des Dreiecks während des Anstiegs (bzw. Abfalls) durchlassend. Beim nächsten Zwischenpotential wird die nächste Diode durchlassend usw. Die am Spannungsteiler erzeugten Zwi schenpotentiale werden auf diese Weise sukzessiv zugeschaltet.

Beim Anstieg der Dreieckspannung verläuft dieser Vorgang nach Erreichen der virtuellen Spitze des Dreiecks, bzw. des sich einstel lenden maximalen Potentialwertes P5 in umgekehrter Richtung: zuerst sperrt die letzte Diode, dann die nächste usw.

Die Ausgänge der acht Operationsverstärker, die in Fig. 9 dargestellt sind, an denen die Zwischenpotentiale P1, P2, P3, P4 und N1, N2, N3 und N4 entstehen, werden jeweils mit den acht Dioden in Fig. 8 verbunden, wobei die Schaltung für die Phase A völlig gleich zu der für die Phase B ist. Deswegen wird die Schaltung der Fig. 9 zur Erzeugung der Zwischenpoten tiale auch nur einmal benötigt, ob nun der Schrittmotor 4-phasig, 6-phasig usw. angetrieben wird. Bei 6-phasigem Betrieb würden die drei Phasen (R, S und T in Fig. 2) in gleicher Weise mit tels Zwischenpotentialen P1, P2, ... bzw. N1, N2, ... modifi ziert werden.

Zu bemerken ist, daß ein üblicher Spannungsteiler allein eine zu hohe Abweichung durch Fertigungstoleranzen und durch Tempe raturdrift mit sich bringen würde. Die in Fig. 9 angegebene Schaltung hilft diese Nachteile zu beseitigen. Der erste Opera tionsverstärker regelt die Spannung auf den ersten Wert P1 minus dem Spannungsabfall an der Diode (beim Fließen des Regelstromes), usw. Die Dioden sind erforderlich zur Kompensation der Tempera turdrift, die an den Dioden in dem Schaltungsteil gemäß Fig. 8 auftritt. Auf diese Weise wird der Einfluß der Temperaturdrift weitgehend kompensiert.

Zu bemerken ist weiterhin, daß, obgleich die Zwischenpotentiale P1, P2, ... Zwischenpotentiale relativ zum Referenzpotential M in bezug auf das Referenzpotential P sind, diese Zwischenpoten tiale in der Schaltung gemäß Fig. 8 als reale Potentiale gegen die echte Masse angelegt sind.

Mit dem beschriebenen Steuerteil werden somit an den verschie denen Ausgängen mehrere Steuerspannungen für mehrere Phasen erzeugt. Als Beispiel wurden in Fig. 8 vier im Spitzenbereich modifizierte phasenverschobene Dreieckspannungen angegeben. Diese im Steuerteil erzeugten Steuerspannungen können in einem nachgeschalteten Leistungsteil oder einer Treiberschaltung so wohl für Synchronmotoren als auch für Asynchronmotoren verwen det werden. Beim Asynchronmotor ist ein Schlupf vorhanden, der zur Erzeugung eines Magnetfeldes im Rotor nötig ist. Dieser Schlupf variiert außerdem mit der Belastung. Wenn der Schlupf für die Steuerung nicht toleriert werden kann, muß ein zusätz liches Regelteil vorgesehen werden. In ähnlicher Weise kann eine erhöhte Anforderung an Präzision für Positionierung oder Drehzahlregelung ebenfalls noch ein zusätzliches Regelteil er forderlich machen.

Die Vorteile der Erfindung ergeben sich insbesondere dann, wenn ein Schrittmotor direkt mit den im Steuerteil erzeugten Steuer spannungen über ein Leistungsteil angetrieben werden kann.

Im folgenden wird ein Beispiel für die Stromregelung in der Leistungsendstufe für Synchronmotoren und insbesondere für einen Schrittmotor beschrieben mit einer getakteten Strom regelung (Chopper), bei der sich die Frequenz und das Puls- Pausen-Verhältnis selbsttätig anpassen.

Die Steuerspannungen A und bzw. entsprechend B und werden als Sollwerte in einer Brückenschaltung mit den jeweiligen IST-Werten des Stromes durch die Phasenwicklungen, die in ent sprechende Spannungswerte umgewandelt worden sind, verglichen. In Fig. 10 umfaßt diese Brückenschaltung die gleichen Wider stände R103 und R104 sowie die gleichen Widerstände R105 und R106 und den Operationsverstärker OP101.

Die Widerstände R105 bzw. R106 liegen über die jeweiligen Shunts r bzw. l der Phasenwicklungen ("rechts" bzw. "links") praktisch an Masse. Das Ausgangssignal des Operationsver stärkers OP101, d. h. das Regelsignal, wird über den Wider stand R108 dem invertierenden Eingang des Operationsver stärkers OP102 zugeführt, der den wesentlichen Teil eines Triggers bildet. Der nicht-invertierende Eingang des Ope rationsverstärkers OP102 liegt auf dem mittleren Potential zwischen Masse und Plus-Pol, was dadurch bewirkt wird, daß die Widerstände R111 und R112 gleich groß sind. Anderer seits ist der nicht-invertierende Eingang von OP102 über den ebenfalls gleich großen Widerstand R113 mit seinem Ausgang verbunden. An seinem Ausgang entstehen so zur Steuerung der Phasenwicklungen des Motors benötigte Ausgangssignale. Das Ausgangssignal wird über eine Leistungsendstufe, den Treiber, an die Phasenwicklungen geführt.

Es hat sich als vorteilhaft erwiesen, eine Verzögerungsschal tung vorzusehen, um einerseits Einschwingvorgänge der Phasen ströme nach dem Umschalten abklingen zu lassen und damit Fehl schaltungen zu vermeiden und andererseits die maximale Chopper frequenz und damit die Schaltverluste der Leistungstransistoren zu begrenzen.

Zu diesem Zweck wird, wie aus Fig. 10 ersichtlich ist, der Ausgang des Trigger-Operationsverstärkers OP102 über den Wi derstand R115 mit dem gegen Masse eingeschalteten Kondensator C104 an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP103 geführt, der andererseits mit seinem nicht-invertieren den Eingang über die gleichen Widerstände R116 und R117 auf dem gleichen Potential wie der nicht-invertierende Eingang von OP102 liegt. Der Ausgang des Operationsverstärkers OP103 ist über den invertierenden Eingang von OP104 und den Spannungs teiler, der aus den Widerständen R109 und R110 besteht, an den invertierenden Eingang von OP102 zurückgeführt.

Die über den Kondensator C104 entstehende Zeitverzögerung ist eine Verzögerung, die beim Umschalten eines Phasenstro mes eintritt, so daß ein Wechsel erst nach Ablauf der Verzö gerung stattfinden kann. Auf diese Weise ist hier in dieser Verzögerungsschaltung die maximal mögliche Schaltfrequenz gewollt begrenzt.

Das am Ausgang des Operationsverstärkers OP102 erzeugte Schaltsignal (Spannungssignal) wird über eine Leistungsend stufe, wie sie beispielsweise in Fig. 11 dargestellt ist, den Phasenwicklungen des Motors zugeführt.

Zur Vermeidung von hohen Verlustleistungen werden bevorzugt MOS-Transistoren eingesetzt. Die Phasenwicklungen Q_l bzw. Q_r sind jeweils mit dem Drain der MOS-Transistoren MOS-Tr. 1 bzw. 2 verbunden, deren Source über Shunt l bzw. Shunt r jeweils an Masse liegt. Die Shunt l- bzw. Shunt r-Ausgänge sind mit der in Fig. 10 dargestellten Brückenschaltung außer dem verbunden. Die Gates der MOS-Tr. 1 und 2 sind mit den Transistoren Tr. 101, Tr. 102, Tr. 103 und Tr. 104 so ver bunden, daß eine Brückenanordnung entsteht, die für den Phasenwechsel und die getaktete Stromregelung sorgt.

Zu bemerken ist, daß die Gate-Spannung (d. h. G-S) mindestens 10 V betragen muß, damit der Ohmsche Widerstand von D gegen S sehr klein wird. Darunter wäre der Widerstand relativ hoch.

Der Strom im Shunt l oder r bewirkt einen Spannungsabfall am Shunt. Dadurch wird S hochgeregelt, so daß die Spannung G-S klein wird. Dadurch schließt der Transistor wieder, und es entsteht eine Begrenzung des Stromes durch den Shunt, auf z. B. 24 A in der Praxis.

An sich bekannte Logikglieder bilden die Triggerschaltung und sorgen für die Umschaltungen, wie ebenfalls aus Fig. 11 er sichtlich ist. Dabei sind in der Praxis Schaltzeiten in der Größenordnung von 20 ns vorzusehen.

Die bei den Schaltvorgängen entstehenden Spannungsspitzen müssen abgebaut werde, wobei es sich im wesentlichen um Span nungsspitzen über Zeiten von etwa 2 µs handelt. Wenn die Fre quenzen hoch sind,werden sonst die Schaltverluste zu hoch.

Zwischen den MOS-Tr. 1 und MOS-Tr. 2, getrennt durch Dioden, wird deshalb eine Überspannungsbegrenzung eingeschaltet, für die eine beispielhafte Schaltung in Fig. 12 dargestellt ist. Der Mittelabgriff U_gr in Fig. 11 wird an den Eingang der Schal tung gemäß Fig. 12 geführt, deren wesentliche Bauteile die Ladekondensatoren C105 mit einer Gesamtkapa zität von ca. 5 µF, der Lastwiderstand R130, an dem die ab zuführende Leistung dissipiert wird, und der z. B. für die Praxis einen Widerstand von 15 bis 20 Ω hat, der MOS-Tr. 3 und der Triggerteil, der über Zenerdioden mit dem Eingang verbunden ist, sind. Für die Praxis empfiehlt sich, die Spannungsbe grenzung auf einen Wert von 180 V zu dimensionieren.

Weiterhin enthält die in Fig. 12 dargestellte Schaltung einen Teil, mit dem in Störfällen eine Sicherheitsabschal tung bewirkt werden kann. Dazu ist der mit U_si bezeichnete Anschluß mit dem Triggerteil der Leistungsendstufe in Fig. 11 verbunden.

Die vorstehend beschriebene und in den Figuren dargestellte Leistungsendstufe wurde als Beispiel angegeben. Bei der erfin dungsgemäßen Steuerung von Elektromotoren können auch andere bereits bekannte Treiberschaltungen verwendet werden.

Claims

1. Verfahren zur Erzeugung eines Mehrphasenstromes, dessen Phasen um einen konstanten Phasenwinkel verschoben sind und dessen Frequenz kontinuierlich veränderbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine Basis-Dreieckspannung erzeugt wird und aus ihr durch Zusammenschalten von invertierten und/oder poten tialverschobenen Teilstücken dieser Dreieckspannung ähnliche phasenverschobene Dreieckspannungen erzeugt werden, die die Phasen des Mehrphasenstromes bilden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß die Kurvenform der Basis-Dreieck spannung modifiziert wird, indem die Amplituden der Dreieckspannung wenigstens in einem Teilbereich ver kleinert oder vergrößert werden.

3. Anwendung des Verfahrens nach Anspruch 1 oder 2 zum Steuern und Regeln der Drehgeschwindigkeit und/oder der Winkelposition des Stators in bezug auf den Rotor eines Elektromotors, dessen Rotor und/oder dessen Stator mit Erreger- oder Phasenwicklungen zur Er zeugung von Magnetfeldern versehen ist, wobei die Stromstärke durch die Wicklungen des Rotors und/oder des Stators als Regelgröße entsprechend der gewünschten Drehzahl oder der gewünschten Winkelposition gesteuert oder geregelt wird, dadurch gekenn zeichnet, daß der eingeprägte Strom durch eine Wicklung in seinem zeitlichen Kurvenverlauf der Motor charakteristik in bezug auf den Magnetfeldfluß zwischen Rotorpol und Statorpol beim Überfahren eines Pols ange paßt wird, indem eine Spannung mit einem über eine Halbwelle dreieckförmigen Verlauf erzeugt und ihre Amplitude im Skitzenbereich des Dreiecks variiert wird und ein dieser Spannung proportionaler Strom als eingeprägter Strom durch die Phasenwicklung fließen gelassen wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekenn zeichnet, daß so viele weitere eingeprägte Ströme erzeugt werden, wie weitere Motorwicklungen zu beschicken sind, deren Kurvenverlauf jeweils der Form nach gleich dem Kurvenverlauf des ersten erzeugten Stromes ist und deren Phasenverschiebungen gegenein ander den momentanen Winkelabständen der jeweiligen Wicklungen entsprechen.

5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß

A) zuerst in an sich bekannter Weise eine Dreieck spannung als "Basisdreieck" erzeugt wird,
B) dann diese Dreieckspannung invertiert wird,
C) durch Potentialverschiebung und/oder Auswahl ge eigneter Teilstücke der in A) und B) erzeugten Dreieckspannungen eine neue Dreieckspannungskurve höherer Frequenz zusammengesetzt wird, die
D) durch Invertierung und/oder Potentialverschiebung neue Dreieckskurvenzüge liefert,
E) aus denen eine um einen Winkel gegen die Basis dreiecksspannung verschobene neue Dreieckspannung gebildet wird,
und die zwei gegeneinander phasenverschobenen Dreieck spannungen zur Speisung zweier Motor-Phasenwicklungen verwendet werden.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Winkel der Phasenverschiebung in Schritt E) 90° beträgt.

7. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Winkel der Phasenverschiebung in Schritt E) 120° beträgt.

8. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die gegeneinander um 90° phasenverschobenen Dreieckspannungen invertiert werden, um vier Dreieckspannungen zu bilden, die ent sprechend 0°, 90°, 180° und 270° gegeneinander phasen verschoben sind und zur Speisung von vier Motor- Phasenwicklungen verwendet werden.

9. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Dreieckspannung für den dreieckförmigen Stromverlauf durch eine Potentialteilerschaltung geführt wird, in der die Höhe der momentanen Dreieckspannung in Abhängigkeit von der Höhe des Dreieckspotentials abgeschwächt wird, indem der Anstieg der Dreieckspannung mehrmals bei vorge gebenen Zeitpunkten durch einstellbare Potential schwellwerte sukzessiv abgeschwächt wird und der Abfall der Dreieckspannung mehrmals bei vorgegebenen Zeit punkten durch einstellbare Potentialschwellwerte sukzessiv wieder dem Dreieckverlauf angenähert wird.

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitpunkte der Abschwächung während des Anstiegs und die Zeitpunkte der Wiederannäherung an den Dreiecksverlauf während des Abfalls zeitlich symmetrisch bezüglich der virtuellen Spitze des Dreiecks liegen und daß gleiche Potential schwellwerte bei symmetrischen Zeitpunkten verwendet werden.

11. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5 und Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß alle Motor-Phasenwicklungen mit eingeprägten Strömen beschickt werden, die durch phasenverschobene, in gleicher Weise im Spitzenbereich abgeschwächte Dreieck spannungen erzeugt werden.

12. Verfahren nach Anspruch 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß im Spitzenbereich modifizierte phasenverschobene Dreieckspannungen über einen Choppertreiber in eingeprägte Ströme durch die Phasenwicklungen des Motors umgewandet werden.

13. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 3, dadurch gekenn zeichnet, daß sie
einen Frequenzgenerator, der eine dreieckförmige Spannung liefert und einen Miller-Integrator (OP5, C2) umfaßt, dem ein Regelsollwert (U_s) abwechselnd invertiert und nicht invertiert zugeführt wird und der mit einem Punkt auf dem Potentialmittelwert (Ref. M) der Schaltung verbunden ist, so daß die dreieckförmige Spannung symmetrisch zum Mittel wert (Ref. M) zwischen einem positiven und einem negativen Potential (Ref. P; Ref. N) variiert,
wobei zwei Komparatorschaltungen (OP6, R21, R22, NAND1; OP7, R18, R19, NAND2) den Vergleich mit den Maximum-Poten tialen (Ref. P und Ref. N) durchführen und über Flip-Flop- Glieder (D-FF) die Umschaltung vom invertierten zum nicht invertierten Regelsollwert bewirken,
einen nachgeschalteten Kurvenkonverter, der die dreieck förmige Spannung im Spitzenbereich modifiziert und einen Spannungsteiler (R53, R54, R55, R56, R57, R58) enthält, mit dem Potentialzwischenwerte (P1, P2, P3, P4, ...) zwischen dem Mittelwert (Ref. M) und den Maximum-Potentialen (Ref. P; Ref. N) einstellbar sind,
wobei die dreieckförmige Spannung über parallel geschaltete Dioden jeweils an die Potentialzwischenwerte (P1, P2, P3, P4, ...) bzw. die entsprechenden negativen Potentialzwischen werte (N1, N2, N3, N4, ...) gelegt wird und sich sukzessiv im ansteigenden Teil des Spitzenbereichs verringert und im abfallenden Teil des Spitzenbereichs wieder der Dreieck form annähert,
und eine Treiberschaltung umfaßt,
in der die modifizierte dreieckförmige Spannung über Lei stungstransistoren (MOS-Tr. 1; MOS-Tr. 2) den Strom durch die Phasenwicklungen (Q_l; Q_r) steuert, wobei der Spannungsabfall über im Stromkreis der Phasen wicklungen liegende Widerstände (Shunt l; Shunt r) als IST-Wert des Stromes mit dem SOLL-Wert des Stromes über ei ne Brückenanordnung (R103, R104, R105, R106) und einen Komparator (OP101) verglichen wird,
um die Stromstärke durch die Phasenwicklungen auf dem Sollwert für den eingeprägten Strom zu halten.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens ein Teil der Widerstände (R53, R54, R55, R56, R57, R58) des Spannungsteilers für die Zwischenpotentiale (P1, P2, P3, P4, ...) regelbar ist.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenz generator einen Schaltungsteil umfaßt, der Phasenver schiebung der dreieckförmigen Spannung (BD) um 90° bewirkt und der

- einen ersten Invertierungsteil (OP8, ...),
- einen ersten Selektierungsteil (D5, D6, OP9, ...), der aus der Eingangsspannung und der invertierten Spannung eine neue dreieckförmige Spannung doppelter Frequenz zusammensetzt,
- einen Potentialverschiebungsteil (R38, R39, OP10, ...),
- einen zweiten Invertierungsteil (R43, OP11, ...) sowie
- einen zweiten Selektierungsteil (CMOS 4; CMOS 5), der gesteuert von Flip-Flop (D-FF), die um 90° phasenver schobene dreieckförmige Spannung zusammensetzt, umfaßt.

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß dem Kurvenkonverter Invertierungsglieder (OP13, OP14, R50) nachgeschaltet sind, die die jeweiligen invertierten phasenver schobenen, im Spitzenbereich modifizierten dreieck förmigen Spannungen erzeugen.

17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiber schaltung im Triggerteil für die Phasenumschaltung eine Verzögerungsschaltung (C104, R115, OP103) enthält, die den IST-/SOLL-WERT-Vergleich des Stromes nahe des Umschaltpunktes kurzfristig unterbrechen kann und nach der Verzögerung den Trigger (OP102, ...) für das Umschalten freigibt.