DE4004546A1

DE4004546A1 - Differentieller analog-digitalumsetzer

Info

Publication number: DE4004546A1
Application number: DE4004546A
Authority: DE
Inventors: Hermann Dipl Ing Jessner; Bernhard Dipl Ing Zojer; Berthold Dipl Ing Astegher
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1990-02-14
Filing date: 1990-02-14
Publication date: 1991-08-22
Also published as: JPH05504245A; WO1991012667A1; US5204679A; EP0515432A1

Description

Aus dem Datenbuch 1989/90 der Firma Siemens, "ICs für Indu strielle Anwendungen", Seiten 369 bis 385 ist insbesondere aus dem Blockschaltbild auf Seite 375 ein Analog-Digital-Umsetzer (A/D-Umsetzer) bekannt. Hierbei wird eine sogenannte "Wider standsleiter", gebildet aus der Serienschaltung von insbesonde re 65 Widerständen, zwischen das positive und das negative Ver sorgungspotential geschaltet. Jeder der 64 Knotenpunkte dieser Serienschaltung ist jeweils an einen der beiden Eingänge eines Komparators geschaltet, die anderen Eingänge dieser 64 Kompara toren sind gemeinsam mit einer Eingangsklemme verbunden und werden mit dem umzusetzenden Analogsignal beaufschlagt. Hierbei wird jeder der Komparatoren mit einem Signal angesteuert, das aus der Differenz zwischen dem Analogsignalpegel und dem jewei ligen Referenzpegel gebildet wird. Der Analogsignalpegel ist für alle Komparatoren gleich, der Referenzpegel ist für alle Komparatoren unterschiedlich. Der durch die Komparatoren reali sierten Umwandlungstufe bzw. Entscheidungsstufe ist eine Aus wertestufe aus Flip-Flops, Kodierer, Demultiplexer und Ausgangs stufen nachgeschaltet.

Die Eingangskapazität eines Komparators ist, wie bei jedem Dif ferenzverstärker stark von der an seinem Ausgang anstehenden Differenzspannung abhängig und kann bei kleinen Differenzspan nungen sehr groß werden. Bei Schaltungsanordnungen, wie sie oben beschrieben sind, liegen die Eingangskapazitäten aller Komparatoren parallel an der Eingangklemme, wobei bei jedem Analogsignalpegel immer einige Komparatoren mit einem kleinen Differenzsignal angesteuert sind. Solche bekannte Schaltungsan ordnungen zeichnen sich also durch eine große Eingangskapazität aus, die zudem noch vom Analogsignalpegel abhängig ist. Auf Seite 385 des obengenannten Datenbuches ist dieser Zusammenhang graphisch dargestellt.

Die Analogsignalquelle wird also stark kapazitiv belastet, so daß die Genauigkeit des A/D-Umsetzers in Abhängigkeit von der Impedanz der Analogsignalquelle und von der Frequenz des umzu setzenden Analogsignales beeinträchtigt wird.

Dadurch, daß aufgrund der entsprechenden Beschaltung der Wider standsleiter die Referenzpegel der einzelnen Komparatoren un mittelbar von der Versorgungsspannung hergeleitet werden, ist das A/D-Umwandlungsergebnis solcher Schaltungen auch stark von Versorgungsspannungsstörungen abhängig.

Ein zwischen die Analogsignalquelle und die Komparatorsignalein gänge geschalteter Verstärker, der als Impedanzwandler dienen könnte, ist bei solchen bekannten Schaltungen nicht empfehlens wert, da die damit verbundenen Gleichspannungs-Offsets sich störend bemerkbar machen würden und die Genauigkeit des A/D- Umsetzers erheblich schlechter würde.

Aufgabe der Erfindung ist das Bereitstellen eines Analog-Digi tal-Umsetzers mit geringerer Abhängigkeit der Eingangsimpedanz vom Analogsignalpegel, der außerdem die Analogsignalquelle we niger stark belastet.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch einen A/D-Umsetzer nach dem Patentanspruch 1 gelöst.

Günstige Ausgestaltungsformen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der in den Fig. 1 bis 2 dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert.

Es zeigt:

Fig. 1 die Eingangsschaltung eines erfindungsgemäßen A/D-Umsetzers,

Fig. 2 eine Schaltung nach Fig. 1 mit einer zusätzlichen Kaskode stufe T1a, T1b und je einem Linearisierungswiderstand R1a, R2a, . . ., R1b, R2b, . . . und dem ersten Versorgungs potential V_CC,

Fig. 3 ein besonderes Ausführungsbeispiel einer Schaltung nach Fig. 2 mit einer weiteren Kaskodestufe T2a, T2b, die jeweils zwischen den Kollektoranschluß des ersten Tran sistors Ta und der ersten Referenzspannungserzeugung R1a, R2a, . . . bzw. des zweiten Transistors Tb und der zweiten Referenzspannungserzeugung R1b, R2b, . . . geschal tet ist, wobei der Basisanschluß des fünften T2a und der Basisanschluß des sechsten T2b, diese Kaskodestufe bil denden Transistors mit einem Referenzpotential RV2 beauf schlagt sind und die Basisanschlüsse des zweiten T1a und des dritten T1b, die bereits in Fig. 2 gezeigte Kaskode stufe bildenden Transistoren mit einem Referenzpotential VR1 beaufschlagt sind.

Fig. 1 zeigt einen Analog-Digital-Umsetzer mit einer ersten und einer zweiten Referenzspannungserzeugung, wobei jede dieser beiden Referenzspannungserzeugungen eine Serienschaltung von Widerständen R1a, R2a, . . ., R1b, R2b, . . . enthält und ihre bei den Endanschlußklemmen mit unterschiedlichen Potentialen beauf schlagt sind. Außerdem mit Komparatoren mit jeweils zwei zuein ander symmetrischen Eingängen, wobei ein erster Komparator K1 mit seinem einen Eingang an den zur Bereitstellung des niedrig sten Referenzpegels vorgesehenen Schaltungsknoten der zweiten Referenzspannungserzeugung R1b, R2b, . . . geschaltet ist und mit seinem anderen Eingang an den zur Bereitstellung des höch sten Referenzpegels vorgesehenen Schaltungsknoten der ersten Referenzspannungserzeugung R1a, R2a, . . . geschaltet ist, wobei ein zweiter Komparator K2 mit seinem einen Eingang an den zur Bereitstellung des zweitniedrigsten Referenzpegels vorgesehe nen Schaltungsknoten der zweiten Referenzspannungserzeugung ge schaltet ist und mit seinem anderen Eingang an den zur Bereit stellung des zweithöchsten Referenzpegels vorgesehenen Schal tungsknoten der ersten Referenzspannungserzeugung geschaltet ist, wobei die weiteren Komparatoren . . ., Kk-1, Kk entsprechend mit ihren Eingängen an die erste und die zweite Referenzspannungs erzeugung derart geschaltet sind, daß der letzte Komparator Kk mit seinem einen Eingang an den zur Bereitstellung des höchsten Referenzpegels vorgesehenen Schaltungsknoten der zweiten Refe renzspannungserzeugung geschaltet ist und mit seinem anderen Ein gang an den zur Bereitstellung des niedrigsten Referenzpegels vorgesehenen Schaltungsknoten der ersten Referenzspannungserzeu gung geschaltet ist. Hierbei ist dem einen Eingang jedes Kompa rators K1, K2, . . . ein zur Bereitstellung eines Referenzpegels vorgesehener Schaltungsknoten der ersten Referenzspannungser zeugung und dem anderen Eingang dieses Komparators K1, K2, . . . ein zur Bereitstellung eines Referenzpegels vorgesehener Schal tungsknoten der zweiten Referenzspannungserzeugung eindeutig zugeordnet. Die erste Referenzspannungserzeugung R1a, R2a, . . . liegt im Kollektorkreis eines ersten Transistors Ta. Hierzu ist der eine Anschluß der die erste Referenzspannungserzeugung bildenden Serienschaltung von Widerständen R1a, R2a, . . . an den Kollektoranschluß des ersten Transistors geschaltet und der andere Anschluß dieser Serienschaltung an das erste Versorgungs potential V_CC geschaltet. Die zweite Referenzspannungserzeugung R1b, R2b, . . . liegt in gleicher Weise im Kollektorkreis eines zweiten Transistors Tb. Der erste und der zweite Transistors Ta, Tb bilden eine Differenzverstärkerschaltung und der Steuer eingang des ersten Transistors Ta und der Steuereingang des zwei ten Transistors Tb bilden einen mit Gegentakt-Signalen ΔVi be aufschlagbaren symmetrischen Analogsignaleingang. Der Emitter anschluß des ersten Transistors Ta ist über einen der Gegenkopp lung dienenden nicht erfindungswesentlichen Widerstand REa und der Emitteranschluß des zweiten Transistors Tb ebenfalls über einen weiteren Widerstand REb an einen Anschluß einer Strom quelle IE geschaltet, deren anderer Anschluß an das zweite Bezugspotential V_EE geschaltet ist.

Fig. 2 zeigt einen A/D-Umsetzer, der sich gegenüber dem in Fig. 1 gezeigten dadurch unterscheidet, daß in der ersten und der zweiten Referenzspannungserzeugung jeweils ein Linea risierungswiderstand R0a, R0b vorgesehen ist, über den die Serienschaltung der Referenzwiderstände R1a, R2a, . . . R1b, R2b . . . an ein erstes Versorgungspotential V_CC geschaltet sind und außerdem dadurch, daß die erste Referenzspannungserzeugung über die steuerbare Strecke eines dritten Transistors T1a an das erste Versorgungspotential V_CC geschaltet ist, daß die zweite Referenzspannungserzeugung über die steuerbare Strecke eines vierten Transistors T1b an das erste Versorgungspotential V_CC geschaltet ist und daß der Steuereingang des dritten Transi stors T1a und der Steuereingang des vierten Transistors T1b mit einem konstanten Potential VR beaufschlagt sind.

Der in Fig. 1 durch den ersten Transistor Ta und den zweiten Transistor Tb, mit der Stromquelle IE im Emitterkreis und den beiden Referenzspannungserzeugung R1a, R2a, . . ., Rka bzw. R1b, R2b, . . ., Rkb gebildete Differenzverstärker hat k symmetrische Ausgänge mit den Ausgangsspannungen ΔVo,1, ΔVo,2, . . ., ΔVo,k. Hierbei wird die Zahl k bestimmt durch die Anzahl der Teil widerstände R1a, R2a, . . . der Referenzspannungserzeugungen und durch die entsprechende Anzahl der Komparatoren K1, K2, . . ., Kk.

Soll der Analog-Digital-Umsetzer einer Auflösung von n Bit haben, wobei n eine natürliche Zahl ist, so ist die Anzahl der Widerstände pro Referenzspannungserzeugung sowie die Anzahl der Komparatoren abhängig von der Schaltschwelle der Komparatoren. Soll die Schaltschwelle im Bereichsmitte liegen, so sind 2ⁿ-1 üblicherweise gleichgroße Widerstände und identische Kom paratoren erforderlich, soll die Schaltschwelle beispielsweise symmetrisch zur Bereichmitte liegen, so sind 2ⁿ Widerstände pro Referenzspannungserzeugung und auch Komparatoren erforderlich, wobei 2ⁿ-1 Widerstände gleichgroß sein sollten und der Wider stand R1a bzw. R1b kleiner als die anderen Teilwiderstände, beispielsweise halb so groß sein sollte.

Ist A der Verstärkungsfaktor der aus dem ersten Transistor Ta und dem zweiten Transistor Tb gebildeten Transistorschaltung und sind die Widerstände R1a, R2a, . . ., Rka und R1b, R2b, . . ., Rkb gleichgroß und haben den Wert R, entspricht ΔVi der Ein gangsdifferenzspannung am Signaleingang der Schaltung und ent spricht IE dem durch die Stromquelle IE fließenden Strom, so er gibt sich für die einzelnen, an den jeweiligen Komparatoreingän gen anstehenden Differenzspannungen ΔVo,1, ΔVo,2, . . ., ΔVo,k für x=1 bis k:
ΔVo,x=A×ΔVi+(x-k/2)×R×IE
Hierbei ist die Spannungsdifferenz LSB zwischen zwei benachbar ten Schaltschwellen gegeben durch LSB=R×IE/A.

Zwischen den an einen Komparator angeschlossenen Ausgangsklemmen der Differenzverstärkerschaltung ist für jedes Ausgangsklemmen paar im Kollektorkreis des Differenzverstärkers die gleiche An zahl von Teilwiderständen der Referenzspannungserzeugung wirk sam. Dadurch läßt sich der Verstärkungsfaktor der Differenzver stärkerschaltung sowie die Spannungsdifferenz zwischen zwei be nachbarten Schaltschwellen LSB unabhängig voneinander durch Wahl der Widerstandswerte und des Stromes der Stromquelle IE einstellen.

In einer besonders günstigen Ausgestaltungsform der Erfindung wird der Verstärkungsfaktor A=1 gewählt. Damit kann der Ver stärkungsfaktor über den gesamten Aussteuerbereich genügend genau konstant gehalten werden. Störungen aufgrund der nicht linearen Abweichungen der Basis-Emitter-Spannungen des ersten und des zweiten Transistors Ta, Tb können somit in Grenzen ge halten werden. Ein Verstärkungsfaktor A=1 kann bei einer Wi derstandszahl pro Referenzspannungserzeugung von 2ⁿ-1, wobei alle Widerstände gleichgroß sind, die Linearisierungswiderstän de R0a und R0b den Wert R0 haben und die Emitterwiderstände REa bzw. REb den Wert RE haben, eingestellt werden durch:
2 RE=(2ⁿ-1) R+R0. Bei 2ⁿ Widerständen pro Referenzspan nungserzeugung, wobei der Wert des Widerstandes R1a und des Wi derstandes R1b halb so groß ist wie der Wert der übrigen Wider stände der Referenzspannungserzeugungen, ist der Wert in der Klammer durch 2ⁿ zu ersetzen.

Das Zwischenschalten zusätzlicher Widerstände (Linearisierungs widerstände) R0a, R0b zwischen die Referenzspannungserzeugungen und das erste Versorgungspotential V_CC kann sichergestellt wer den, daß die Differenzverstärkerschaltung im gesamten Aussteuer bereich ein lineares Übertragungsverhalten hat.

Durch eine Kaskodestufe, bestehend aus einem dritten Transistor T1a und einem vierten Transistor T1b, deren Basisanschlüsse ge meinsam mit einem festen Potential VR bzw. VR1 beaufschlagt werden, deren Kollektoranschlüsse an das erste Versorgungspoten tial V_CC angeschaltet sind und deren Emitteranschlüsse jeweils das eine Potential einer Referenzspannungserzeugung bereitstel len, ist die Schaltungsanordnung von Versorgungsspannungsschwan kungen weitgehend unabhängig. Insbesondere kann auch gewählt werden VR=V_CC.

Eine solche erfindungsgemäße Schaltung belastet die Eingangssi gnalquelle erheblich geringer als bekannte Schaltungsanordnungen. Die Eingangskapazität ist etwas geringer und viel linearer als bei bekannten Schaltungsanordnungen. Außerdem ist eine Verstär kung des Analogsignales möglich. Es kann auch zusätzlich ein Analogsignalverstärker vorgeschaltet werden, ohne daß dessen Gleichspannungsoffset die Qualität der Analog-Digital-Umsetzung beeinflussen würde.

In einer besonders günstigen Ausgestaltungsform ist, wie in Fig. 3 gezeigt, zwischen dem Kollektoranschluß des ersten Transistor Ta und die erste Referenzspannungserzeugung R1a, R2a, . . . ein fünfter Transistor T2a geschaltet sowie zwischen dem Kollektoranschluß des zweiten Transistors Tb und die zweite Referenzspannungserzeugung R1b, R2b, . . . ein sechster Transi stor T2b geschaltet, wobei der Basisanschluß des fünften Tran sistors und der Basisanschluß des sechsten Transistors mit ei nem weiteren Referenzpotential VR2 beaufschlagt sind. Durch diese zusätzliche Kaskodestufe wird die Eingangskapazität der Differenzverstärkerschaltung, gebildet aus dem ersten und dem zweiten Transistor Ta und Tb, herabgesetzt. Dadurch ist die Schaltung auch noch für Analogsignale mit höherer Frequenz geeignet.

Die durch die Eingangsbasisströme der Differenzverstärkerschal tung entstehenden unerwünschten Effekte bezüglich der Eingangs analogspannung zeigen bei erfindungsgemäßen Schaltungen ein li neares Verhalten, bei Schaltungen nach dem Stande der Technik zeigen sie ein quadratisches Verhalten entlang dem Komparator array.

Als Komparatoren K1, K2, . . ., Kk können beliebige Komparatoren mit symmetrischem Eingang verwendet werden, beispielsweise solche, wie sie in dem Artikel "A 6-Bit/200-MHz Full Nyquist A/D Converter" von Zojer, Petschacher und Luschnig, IEEE Journal of Solid-state Circuits, vol. sc-20, No. 3, June 1985 Seiten 780 bis 786, insbesondere auf Seite 782 in Fig. 4 ge zeigt sind.

Claims

1. Analog-Digital-Umsetzer

- mit Referenzspannungserzeugung durch eine Serienschaltung aus Widerständen (R1a, R2a, . . .), deren beiden Endanschluß klemmen mit unterschiedlichen Potentialen beaufschlagt sind,
- mit Komparatoren (K1, K2, . . .), die einerseits mit den Kno tenpunkten dieser Serienschaltung aus Widerständen derart verbunden sind, daß jedem Komparator ein Knotenpunkt und somit ein Referenzpotential zugeordnet ist und die andererseits mit dem umzuwandelnden Analogsignal beaufschlagt sind,
- und mit einer Auswerteschaltung,

dadurch gekennzeichnet, daß eine erste und eine zweite Referenzspannungserzeugung vorgesehen sind, daß jede dieser beiden Referenzspannungserzeugungen eine Serien schaltung von Widerständen (R1a, R2a, . . ., R1b, R2b, . . .) ent hält, daß Komparatoren mit jeweils zwei zueinander symmetrischen Eingängen vorgesehen sind,
daß der erste Komparator (K1) mit seinem einen Eingang an den zur Bereitstellung des niedrigsten Referenzpegels vorgesehenen Schaltungsknoten der zweiten Referenzspannungserzeugung (R1b, R2b, . . .) geschaltet ist und mit seinem anderen Eingang an den zur Bereitstellung des höchsten Referenzpegels vorgesehenen Schaltungsknoten der ersten Referenzspannungserzeugung (R1a, R2a, . . .) geschaltet ist,
daß der zweite Komparator (K2) mit seinem einen Eingang an den zur Bereitstellung des zweit niedrigsten Referenzpegels vorge sehenen Schaltungsknoten der zweiten Referenzspannungserzeugung geschaltet ist und mit seinem anderen Eingang an den zur Be reitstellung des zweit höchsten Referenzpegels vorgesehenen Schaltungsknoten der ersten Referenzspannungserzeugung ge schaltet ist, und daß die weiteren Komparatoren (. . ., Kk-1, Kk) entsprechend mit ihren Eingängen an die erste und die zweite Referenzspannungserzeugung geschaltet sind, wobei der letzte Komparator (Kk) mit seinem einen Eingang an den zur Bereit stellung des höchsten Referenzpegels vorgesehenen Schaltungs knoten der zweiten Referenzspannungserzeugung geschaltet ist und mit seinem anderen Eingang an den zur Bereitstellung des niedrigsten Referenzpegels vorgesehenen Schaltungsknoten der ersten Referenzspannungserzeugung geschaltet ist,
und wobei dem einen Eingang jedes Komparators (K1, K2, . . .) ein zur Bereitstellung eines Referenzpegels vorgesehener Schaltungs knoten der ersten Referenzspannungserzeugung und dem anderen Eingang dieses Komparators (K1, K2, . . .) ein zur Bereitstellung eines Referenzpegels vorgesehener Schaltungsknoten der zweiten Referenzspannungserzeugung eindeutig zugeordnet ist, daß die erste Referenzspannungserzeugung (R1a, R2a, . . .) im Kollektor kreis eines ersten Transistors (Ta) liegt, daß hierzu der eine Anschluß der die erste Referenzspannungserzeugung bildenden Serienschaltung von Widerständen (R1a, R2a, . . .) an den Kollek toranschluß des ersten Transistors geschaltet ist und der an dere Anschluß dieser Serienschaltung an das erste Versorgungs potential geschaltet ist, daß die zweite Referenzspannungserzeu gung (R1b, R2b, . . .) in gleicher Weise im Kollektorkreis eines zweiten Transistors (Tb) liegt, daß der erste und der zweite Transistor (Ta, Tb) eine Differenzverstärkerschaltung bilden und daß der Steuereingang des ersten Transistors (Ta) und der Steuereingang des zweiten Transistors (Tb) einen mit Gegentakt- Signalen beaufschlagbaren symmetrischen Analogsignaleingang bilden.

2. A/D-Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in der ersten und der zweiten Referenzspannungserzeugung jeweils ein Linea risierungswiderstand (R0a, R0b) vorgesehen ist, über den die Serienschaltung der Referenzwiderstände (R1a, R2a, . . . R1b, R2b . . .) an ein erstes Versorgungspotential (V_CC) geschaltet sind.

3. A/D-Umsetzer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Refe renzspannungserzeugung über die steuerbare Strecke eines drit ten Transistors (T1a) an das erste Versorgungspotential (V_CC) geschaltet ist, daß die zweite Referenzspannungserzeugung über die steuerbare Strecke eines vierten Transistors (T1b) an das erste Versorgungspotential (V_CC) geschaltet ist und daß der Steuereingang des dritten Transistors (T1a) und der Steuerein gang des vierten Transistors (T1b) mit einem konstanten Poten tial (VR; VR1) beaufschlagt sind.

4. A/D-Umsetzer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitteran schluß des ersten Transistors (Ta) über die Serienschaltung zweier Emitterwiderstände (REa, REb) an den Emitteranschluß des zweiten Transistors (Tb) geschaltet ist, daß der Schaltungskno ten, der die beiden Emitterwiderstände (REa, REb) miteinander verbindet über eine erste Stromquelle (IE) an ein zweites Ver sorgungspotential (V_EE) geschaltet ist und daß der Wert der Emitterwiderstände in Abhängigkeit von der Anzahl und dem Wert der Referenzwiderstände und von dem Wert des Linearisierungswi derstandes derart gewählt wird, daß der Verstärkungsfaktor eins ergibt.