DE3938458C2 - - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
- H03M7/14—Conversion to or from non-weighted codes
- H03M7/16—Conversion to or from unit-distance codes, e.g. Gray code, reflected binary code
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/34—Analogue value compared with reference values
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- H03M1/361—Analogue value compared with reference values simultaneously only, i.e. parallel type having a separate comparator and reference value for each quantisation level, i.e. full flash converter type
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- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft einen Flash-Analog/Digital-Umsetzer gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches und findet Anwendung in integrierten Schaltungen zur schnellen
Analog/digital-Umsetzung von Signalen, insbesondere in der Videotechnik.
Mit den heutigen Möglichkeiten der schnellen digitalen Datenverarbeitung
entsteht ein großer Bedarf an Analog/Digital-Umsetzern, die mit extrem
hoher Geschwindigkeit arbeiten.
Flash-Analog-Umsetzer sind in der Literatur mehrfach beschrieben worden.
Für sehr hohe Umsetzraten wurden bisher Schaltungen mit ausschließlich
Bipolartransistoren verwendet, die aber den Nachteil der sehr großen
Verlustleistung und des hohen Flächenbedarfes aufweisen. Dies führt zu
niedrigen Ausbeuten und damit zu hohen Herstellungskosten. Ein Beispiel
eines solchen Wandlers ist in DE 30 09 434 A1 beschrieben.
CMOS-Umsetzer für diesen Zweck, die mit höherer Ausbeute hergestellt
werden können, vermeiden die obengenannten Nachteile, erreichen aber
nicht die Umsetzraten wie Bipolar-Flash-Umsetzer. Ein Grund für die
niedrigeren Umsetzraten sind die durch die Dekodierung bedingten Verzö
gerungszeiten. Diese nehmen bei MOS-Schaltungen durch die verwendeten N-
Kanal-NOR-Matrizen relativ große Werte an. Die ohnehin schon große Kapa
zität der Bitleitungen wird durch die parasitären Kapazitäten der notwen
digerweise großen N-Kanal-Transistoren noch weiter vergrößert. Dies führt
bei hohen Umsetzraten zu zusätzlicher dynamischer Verlustleistung. Durch die
großen N-Kanal-Transistoren wird für die Dekodierlogik der Vorteil der
platzsparenden MOS-Technik eingeschränkt. Flash-Umsetzer dieser Art sind in
der Literatur IEEE JSSC Nr. 3 1986 S. 436-440 sowie Nr. 6 1986, S. 976-982
beschrieben.
In letzter Zeit sind technologische Entwicklungen bekanntgeworden, die
die Möglichkeit bieten, bipolare und unipolare Strukturen monolithisch
zu integrieren und damit die Vorteile von beiden Strukturen zu vereinigen.
Jedoch sind für Flash-Umsetzer in BICMOS-Technologie noch keine Schal
tungen entwickelt worden, die die Vorteile effizient gegenüber herkömm
lichen CMOS-Schaltungen zur Verminderung der dynamischen Verlustleistung
und gleichzeitger Erhöhung der Umsetzrate nutzen. Auf diese Problematik
wird in IEEE JSSC Nr. 1 1988 S. 5-11 auch hingewiesen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung für
einen Flash-Analog/Digital-Umsetzer zu schaffen, die sehr hohe Umsetz
raten bei gleichzeitig verringerter dynamischer Verlustleistung er
reicht und dabei einen geringen Flächenbedarf hat.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe durch die Merkmale des Patentanspruches gelöst, nämlich dadurch, daß nach der UND-Verknüpfung von Komparator-Signalen und eines Taktsignals mittels eines
CMOS-Inverters zwei N-Kanal-Transistoren mit unterschiedlicher Phase an
gesteuert werden. Diese Transistoren steuern die Basis eines NPN-Tran
sitors, der mit seinem Kollektor an die stark kapazitätsbehaftete Bit
leitung angeschlossen ist. Weiterhin steuert das Taktsignal über einen
verzögerungsbehafteten Inverter die Basis eines weiteren NPN-Transistors,
der mit seinem Emitter an der Bitleitung und mit seinem Kollektor an der
Betriebsspannung angeschlossen ist.
Die Auflösung des Flash-Umsetzers bestimmt die Anzahl der beschriebenen
Elemente, wobei der verzögerungsbehaftete Inverter und der von ihm an
gesteuerte NPN-Transistor nur einmal pro Matrixspalte vorhanden ist. Die
Taktversorgungsschaltung ist nur einmalig vorhanden. Durch die erfindungs
gemäße Anordnung wird erreicht, daß während der Dekodierphase der Kompa
ratorsignale die parasitäre Lastkapazität der Bitleitung sehr schnell ent
laden wird. Durch die hohe Stromverstärkung des NPN-Transistors müssen die
N-Kanal-Transistoren nur geringe Steuerströme bereitstellen und können
dadurch flächenmäßig minimiert werden. Gleichzeitig kann dabei die
parasitäre Kapazität durch die Verwendung von relativ kleinen NPN-Tran
sistoren zur Entladung der Bitleitung verringert werden, was zur Re
duzierung der dynamischen Verlustleitung führt. Der geringe Flächen
bedarf der NPN-Transistoren wird durch die höheren flächenbezogenen
Steilheiten gegenüber MOS-Transistoren möglich. Zusätzlich wird durch
die erfindungsgemäße Anordnung der Steuerstrom zur Entladung der Bit
leitungskapazität aus dieser Kapazität selbst bereitgestellt und er
fordert keine zusätzliche Basisstromerzeugung. Dies verringert weiter
hin die statische und dynamische Verlustleistung.
Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Lösung besteht darin, daß
durch die Verwendung eines verzögerungsbehafteten Inverters, der wiederum
einen NPN-Transistor ansteuert, eine optimale getaktete Arbeitsweise
zur Verringerung der statischen Verlustleistung bei gleichzeitiger sehr
kurzer Aufladezeit der Bitleitungskapazität und verringertem Flächen
bedarf möglich wird. Diese Maßnahmen erhöhen die Umsetzgeschwindigkeit.
Die Erfindung wird nachstehend anhand eines Ausführungsbeispiels näher
erläutert.
Es zeigt
Fig. 1 Schaltungsteil eines Flash-Analog-Digital-Umsetzers.
Die Komparatoren K sind aufeinanderfolgende Vergleicherschaltungen, die
in einem Schritt die Eingangsspannung am Eingang IN mit Referenzwerten,
die durch Referenzspannungsteiler R erzeugt werden, vergleichen. Die
Anzahl der Komparatoren K ist abhängig von der Auflösung des Umsetzers.
Der durch die Komparatoren erzeugte Thermometercode ist für die digi
tale Signalverarbeitung ungeeignet und muß deshalb in eine andere Code
form umgewandelt werden. Die Umwandlung erfolgt in der gezeigten Aus
führung mit einer Matrixschaltung. In Fig. 1 ist eine Zeile und eine
Spalte der gesamten Matrix dargestellt. Die Verknüpfung von drei auf
einanderfolgenden Komparatoren und des Taktsignales erfolgt durch die
UND-Verknüpfungsschaltung 1. Diese steuert den CMOS-Inverter 2, der ein
negiertes Signal bereitstellt. Der Ausgang des CMOS-Inverters 2 steuert
den N-Kanal-Transistor 3 an, während der N-Kanal-Transistor 4 von der
UND-Verknüpfungsschaltung 1 angesteuert wird. Während der Dekodierungs
phase wird durch das Taktsignal aus der Taktversorgung 8 über den verzö
gerungsbehafteten Inverter 6 der NPN-Transistor 7 abgeschaltet. Der NPN-
Transistor 5 erhält in dieser Phase über den N-Kanal-Transistor 3 Basis
strom, der nur der Lastkapazität C entnommen wird, und entlädt mit seinem
Kollektorstrom die Lastkapazität C. Durch die hohe Stromverstärkung des
Transistors 5 ist die Entladung sehr schnell möglich und es wird eine ge
ringe Dekodierzeit erreicht. Ein statischer Stromfluß entsteht nicht, da
der Transistor 7 abgeschaltet ist.
Mit der Umschaltung des Taktsignales wird die Dekodierung eines neuen Ab
tastwertes vorbereitet. Dabei wird über den verzögerungsbehafteten Inver
ter 6 der NPN-Transistor 7 eingeschaltet und lädt sehr schnell die Last
kapazität C auf. Der N-Kanal-Transistor 4 sperrt zu dieser Zeit den NPN-
Transistor 5, so daß wiederum kein statischer Stromfluß auftritt. Die Ver
zögerungszeit des Inverters 6 ist so abgestimmt, daß die Abschaltung des
Transistors 5 vor dem Einschalten von Transistor 7 erfolgt, so daß die
dynamische Verlustleistung minimiert wird.
Claims (1)
- Flash-Analog/Digital-Umsetzer bestehend aus Komparatoren, die die analoge Eingangsspannung mit Referenzspannungen eines Referenzspannungsteilers vergleichen und die ausgangsseitig mit einer Dekodierlogik verbunden sind, und einer Taktversorgung für die Dekodierlogik, dadurch gekennzeichnet, daß am Eingang der Decodierlogik eine an sich bekannte UND-Verknüpfungsschaltung (1) angeordnet ist, welche die Ausgangssignale von aufeinanderfolgenden Komparatoren verknüpft und mit ihrem Ausgang am Eingang eines CMOS-Inverters (2) sowie am Gate eines N-Kanal-Transistors (4) angeschlossen ist, dessen Source gegen Massepotential und dessen Drain sowohl mit der Basis eines NPN-Transistors (5) als auch mit dem Sourceanschluß eines weiteren N- Kanal-Transistors (3) verbunden ist, daß weiterhin das Gate des weiteren N- Kanal-Transistors (3) mit dem Ausgang des CMOS-Inverters (2) und das Drain des weiteren N-Kanal-Transistors (3) mit dem Kollektor des NPN-Transistors (5), dessen Emitter an Masse angeschlossen ist, und dem Emitter eines weiteren NPN-Transistors (7), dessen Kollektor an Betriebsspannung angeschlos sen ist, verbunden ist, wobei die Taktversorgung (8) mit einem extra Eingang der UND-Verknüpfungsschaltung (1) und dem Eingang eines verzö gerungsbehafteten Inverters (6) verbunden ist, dessen Ausgang wiederum mit der Basis des weiteren NPN-Transistors (7) verbunden ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Publications (2)
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ID=5605106
Family Applications (1)
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---|---|---|---|---|
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-
1988
- 1988-12-16 DD DD32324088A patent/DD278237A1/de active IP Right Grant
-
1989
- 1989-11-20 DE DE19893938458 patent/DE3938458A1/de active Granted
- 1989-12-15 CZ CS897124A patent/CZ712489A3/cs unknown
Also Published As
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---|---|
CZ712489A3 (en) | 1995-10-18 |
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