DE3930426A1 - Frequenz-Diskriminator und hiermit ausgerüsteter Radarsender - Google Patents

Frequenz-Diskriminator und hiermit ausgerüsteter Radarsender

Info

Publication number
DE3930426A1
DE3930426A1 DE3930426A DE3930426A DE3930426A1 DE 3930426 A1 DE3930426 A1 DE 3930426A1 DE 3930426 A DE3930426 A DE 3930426A DE 3930426 A DE3930426 A DE 3930426A DE 3930426 A1 DE3930426 A1 DE 3930426A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
frequency
detectors
signal
discriminator
line
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
DE3930426A
Other languages
English (en)
Inventor
D S Skidmore
Stan W Watermann
Barry Ephgrave
John Anderson
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
MBDA UK Ltd
Original Assignee
MBDA UK Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by MBDA UK Ltd filed Critical MBDA UK Ltd
Publication of DE3930426A1 publication Critical patent/DE3930426A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • GPHYSICS
    • G01MEASURING; TESTING
    • G01SRADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/03Details of HF subsystems specially adapted therefor, e.g. common to transmitter and receiver
    • G01S7/032Constructional details for solid-state radar subsystems

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

Es ist ein Frequenz-Diskriminator mit Verzögerungsleitung vorgesehen, der eine Verzögerungsleitung und eine Bezugsleitung aufweist, durch die Bestandteile eines Hochfrequenzsignals hindurchgeschickt werden. Ein Entkoppler erzeugt diese Komponenten. Eine Koppeleinrichtung vereinigt diese Komponenten wieder, um das resultierende Signal zu erzeugen und um das resultierende Signal in zwei Mischkomponenten aufzuspalten. Zwei Mischstufen vergleichen die Signale. Eine Nivelliereinrichtung empfängt ein Signal von den Mischstufen, so daß die Eingangsleistung auf einem konstanten Pegel gehalten wird. Außerdem ist ein Frequenzsteller vorgesehen. Ein Absorber absorbiert Störstrahlung, und es sind Mittel vorgesehen, um Reflexionen aus dem Mischerpaar festzustellen und zu benutzen, um die Länge eines linearen Bereichs des Diskriminators zu verbessern.

Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf einen Frequenz-Diskriminator und einen hiermit ausgerüsteten Radarsender, und insbesondere aber nicht ausschließlich auf einen Radarsender, der einen Teil eines Zielsuchgerätes bildet, das an Bord einer Lenkwaffe, z. B. einer in der Endphase gesteuerten ballistisch gestarteten Bombe angeordnet ist.
  • Bei einem solchen Radarsender ist es von besonderer Bedeutung, daß er geringe Abmessungen besitzt und geringe Kosten erfordert, so daß die Benutzung einer hochgradigen Integration (LSI) der Elektronik erwünscht ist. Mikrowellen-Schaltungselemente, die für LSI geeignet sind, haben eine hohe nichtlineare Spannung/Ausgangsfrequenz-Charakteristik. Dies ergibt ein Problem, wenn das Radar-Ausgangssignal einen wiederholten Frequenzdurchlauf (chirp) erfordert, wobei ein linearer Sägezahngenerator mit variabler Frequenz benutzt wird, der eine Mikrowellenquelle speist, deren Frequenzausgang mit der Zeit nicht linear ist. Die Quelle könnte durch eine Spannungswellenform getrieben werden, die so geformt ist, daß die Nichtlinearität kompensiert wird. Da aber insbesondere die Quellenlinearität von äußeren Parametern, beispielsweise der Antennenbelastung abhängen kann, ist dann eine komplexe und zeitaufwendige Einstellung eines jeden Senders erforderlich. Ein anderer Vorschlag zielt darauf ab, den Quellenausgang abzukappen, nach unten umzuwandeln und einen Niederfrequenz-Diskriminator zu benutzen, um ein Rückkopplungssignal zu liefern und die Frequenz der Quelle zu steuern. Der Schritt der Frequenzumformung nach unten erhöht jedoch den komplexen Aufbau und das Volumen des Senders.
  • Demgemäß liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen Radarsender zu schaffen, der eine Mikrowellenquelle benutzt, die eine nichtlineare Spannungs/Frequenz-Charakteristik hat, bei der jedoch eine Linearität durch eine Rückkopplungsanordnung erhalten wird, die keine Frequenzerniedrigung erfordert. Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, einen kleinen kompakten Frequenzdiskriminator zu schaffen, der im Mikrowellenband arbeiten kann, d. h. im Frequenzbereich zwischen 75 und 95 GHz.
  • Gemäß einem Merkmal der Erfindung umfaßt ein Verzögerungsleitungs-Frequenz-Diskriminator eine Verzögerungsleitung und eine Bezugsleitung über die Komponenten eines Hochfrequenzsignals übertragen werden, wobei ein Entkoppler diese Komponenten erzeugt; es sind Mittel vorgesehen, um jede Komponente in ein Signal für jedes Detektorpaar aufzuspalten, wodurch die Signale verglichen werden, wobei das Signal an jeden Detektor eine Kombination der Komponenten ist; es ist eine Nivelliervorrichtung vorgesehen, die ein Signal von den Detektoren erhält, so daß die Eingangsleistung auf einem konstanten Pegel gehalten wird; es ist ferner eine Frequenzeinstellvorrichtung vorgesehen; ein Absorber absorbiert Störstrahlungen; und es sind Mittel vorgesehen, die Reflexionen von dem Detektorpaar benutzen, um das Ausmaß eines Linearbereiches in dem Diskriminator zu verbessern.
  • Nachstehend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand der Zeichnung beschrieben. In der Zeichnung zeigen:
  • Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Senders mit offener Schleife;
  • Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Senders mit geschlossener Schleife;
  • Fig. 3 eine Schnittansicht einer Mikrostreifenleitung;
  • Fig. 4 einen einstellbaren Frequenz-Diskriminator mit einer Nivelliervorrichtung;
  • Fig. 5a eine graphische Darstellung des Ansprechens der Diode 1 (D1);
  • Fig. 5b eine graphische Darstellung des Ansprechens der Diode 2 (D2);
  • Fig. 5c eine graphische Darstellung des Ansprechens (D1-D2);
  • Fig. 5d eine graphische Darstellung der Steilheit gemäß Fig. 5c;
  • Fig. 6a eine graphische Darstellung der Leistung in Abhängigkeit vom normalisierten Frequenzansprechen des Diskriminators an den Ausgängen der Dioden D1 und D2;
  • Fig. 6b eine graphische Darstellung der Neigung in Abhängigkeit von der normalisierten Frequenz gemäß Fig. 5c;
  • Fig. 7 einen Schnitt einer Mikrostreifenleitung, bedeckt mit einem Blatt aus dielektrischem Material;
  • Fig. 8 eine Grundrißansicht eines Resonanz-Absorptionskreises in einer Mikrostreifenschaltung;
  • Fig. 9 eine perspektivische Ansicht des Resonanz-Absorptionskreises nach Fig. 8.
  • Ballistische Waffen der Zukunft erfordern "SMART"-Radarsysteme, die geringe Abmessungen besitzen, geringe Kosten erfordern und leicht herstellbar sind. Die Technologie der Oberflächenaufbringung und die hohe Integration der elektronischen Schaltungselemente hat die Schaffung kleiner billiger Sender im Millimeterbereich fortschreiten lassen.
  • Die Sender im Millimeterbereich stellen eine beträchtliche Herausforderung dar, was geringe Kosten, kleine Abmessungen und Einfachheit der Herstellung anbelangt. Ein spezielles Problem tritt dann auf, wenn ein Breitband-Frequenzdurchlauf mit einer Linearität in der Größenordnung von 1% erforderlich ist. Die Spannungsquelle hat eine Frequenz/Spannungs-Charakteristik, die weit von einer Linearität entfernt ist (ZB + 20% von der idealen Linearität) und sie hängt ab von der Antennenbelastung u. s. w. Dies führt dazu, daß man die Oszillator-Antriebswellenform so vorhergestaltet, daß eine Linearität zustande kommt, jedoch sind hier die Erfordernisse komplex und die Herstellungszeit wird vergrößert. Eine Frequenzumwandlung nach unten hin und die Benutzung eines Niederfrequenz-Diskriminators in einer geschlossenen Schleife erhöhen noch den komplexen Aufbau und das Volumen des Senders. Eine direkte Messung der Quellenfrequenz kann mit einem "einfachen" Verzögerungs- Leitungs-Diskriminator erreicht werden, der bei Benutzung als Rückkopplungselement in einer geschlossenen Schleife einen Frequenzdurchlauf mit hoher Linearität gewährleistet. Dieser einfache Verzögerungs-Leitungs-Diskriminator ergibt bei geringen Kosten eine kleine Baugröße und eine einfache Herstellung.
  • Wenn ein Sender mit offener Schleife, wie in Fig. 1 dargestellt, ein Eingangssignal (1) von einem Modulator (2) über einen Oszillator (3) abstrahlt, hat der Ausgang (4) eine nichtlineare Frequenz/Zeit-Charakteristik. Dies ist eine Folge der nichtlinearen Spannungs/Frequenz-Charakteristik des Oszillators, was eine fundamentale Eigenschaft von Mikrowellenquellen allgemein ist.
  • Um eine lineare Frequenz/Zeit-Charakteristik in einem geschlossenen Kreis zu erhalten, kann eine Steuerung benutzt werden, um die Nichtlinearität des Oszillators zu kompensieren. Dies ist in Fig. 2 dargestellt. Der Modulatorausgang (5) wird über eine Verbindung (6) und einen Verstärker (7) einem Oszillator (8) zugeführt. Ein Diskriminator (9) und ein weiterer Verstärker (10) arbeiten in einer Rückkopplungsschleife (11), um das resultierende Eingangssignal so einzustellen, daß der Oszillatorausgang (12) eine lineare Frequenz/Zeit-Charakteristik erhält.
  • Der Diskriminator in der Rückkopplungsschleife kann die Form einer Mikrostreifenleitung auf einem dünnen Substrat mit kleiner Dielektrizitätskonstanten sein. Fig. 3 zeigt einen Mikrostreifen-Verzögerungsleiter-Diskriminator, bei dem die Mikrostreifenleitung (13) eine Nennsubstratdicke von etwa 76 µm besitzt, wobei die Dielektrizitätskonstante bei etwa 2,1 liegt und die Leitungsbreite 0,013 mm beträgt, woraus sich eine charakteristische Impedanz von etwa 70 Ω ergibt. Fig. 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung. Es besteht im wesentlichen aus zwei Zweigleitungskopplern (14 und 15), einer Bezugsleitung (16), einer Verzögerungsleitung (17) und zwei Mischdioden (D1 und D2), die mit (18 bzw. 19) bezeichnet sind. Die Verzögerungsleitung (17) und eine der Mischdioden, wenn sie als Phasendetektor arbeitet, wirken in Kombination als Frequenz- Diskriminator.
  • Ein Hochfrequenz-Eingangssignal (20) wird etwa gleichmäßig auf die Bezugsleitung (16) und die Verzögerungsleitung (17) durch Zweigleitungskoppler (14) aufgeteilt. Der vierte Anschluß (21) ist durch einen angepaßten HF-Abschlußwiderstand (22) abgeschlossen. Bei einem idealen Diskriminator fließt keine Leistung nach diesem Anschluß, wenn dieser richtig mit einem Abschlußwiderstand abgeschlossen ist, der der Vorrichtung angepaßt ist. Infolge von Ungenauigkeiten der Schaltungsherstellung und infolge von Reflexionen von den Dioden (18 und 19) ist der angepaßte Abschlußwiderstand erforderlich. Die Leistungsaufteilung ist eine Funktion der Zweigimpedanzen. Diese Impedanzen müssen auch so eingestellt werden, daß eine geeignete Anpassung über dem Arbeits-Frequenzband aufrecht erhalten wird. Bei der Diskriminator-Ausbildung müssen beide Zweigleitungskoppler (14 und 15) so ausgebildet werden, daß die halbe Leistung in jedem Arm fließt, d. h. es ist ein 3 dB-Koppler. Die Leistung, die in den Koppler (15) aus der Bezugsleitung (16) eintritt, wird etwa in gleicher Weise zwischen den Diodenanschlüssen (18 und 19) aufgeteilt. In gleicher Weise wird das Hochfrequenzsignal von dem Verzögerungsleitungspfad (17) gleichförmig zwischen den Diodenanschlüssen aufgeteilt. Die Ausgänge der Dioden (40 und 41) sind eine Funktion der Phasendifferenz zwischen dem Pfad der Verzögerungsleitung und dem Pfad der Bezugsleitung. Fig. 5 (a) und (b) zeigen das ideale Diodenausgangsansprechen mit einer Pfaddifferenz von 3,25 λL (wobei λL = Mikrostreifenwellenlänge) zwischen der Verzögerungsleitung und der Bezugsleitung. Fig. 5 (c) zeigt das Differenzansprechen und Fig. 5 (d) zeigt die Steigung dieser Charakteristik.
  • Der Mikrostreifen-Diskriminator wurde im Hinblick auf einen äußerst kompakten Aufbau und die Leistung geschaffen, die an den Dioden (18 und 19) auftritt, in Abhängigkeit von der normalisierten Frequenz, wie in Fig. 6 (a) dargestellt. Fig. 6(b) zeigt das Differential der Differenzkurve von Fig. 5 (c), die eine prozentuale Linearität von ungefähr 0,1% über eine Frequenzabweichung von ± 0,002 f0 hat, wobei f0 die Mittelfrequenz des Frequenzbereiches ist. Die Summe der Diden (18 und 19) ist ein Maß der Ausgangsleistungsveränderung, die ausgeschaltet werden muß, um eine genaue Diskriminator-Charakteristik zu erhalten. Bei Vergleich mit einer Bezugsspannung wird ein Fehlersignal erhalten, welches die parallelgeschaltete Nivellier-Diode (23) steuert und demgemäß die Kanalsumme nivelliert.
  • Die Mischdioden (18 und 19) und die Nivellierdiode (23) sind an die Mikrostreifenleitung durch jeweilige offene Schaltungs- Blindleitungen (24, 25 und 26) angepaßt. Die Ausgänge der Dioden (18 und 19) können über entsprechende Tiefpaßfilter (42 und 43) gefiltert werden.
  • Bei einem idealen System würde die gesamte Leistung, die auf die Dioden (18 und 19) einfällt, absorbiert und behandelt werden. Infolge von Anpaßproblemen u. s. w. wird jedoch ein Teil des ankommenden Signales auf den Koppler (15) reflektiert und dann durch die Schaltung hindurch und schließlich nach den Dioden (18 und 19) zurück. Dadurch wird das empfangene Signal noch komplizierter.
  • Die reflektierten Komponenten können zu den Hauptsignalen, die an den Dioden (18 und 19) empfangen werden, addiert oder von diesen abgezogen werden, um das Ausmaß des linearen Bereiches des Diskriminators zu verbessern. Die reflektierten Signale und die Hauptsignale müssen in Phase sein, damit diese Addition oder Subtraktion möglich wird.
  • Die Nivellierdiode wirkt als Dämpfungsglied, um den Ausgang konstant zu halten. Diese hier gezeigte Anordnung kann durch eine Doppeldiode ersetzt werden.
  • Die HF-Belastung kann durch eine Belastungsdiode, z. B. eine PIN-Diode ersetzt werden, die eingestellt werden kann, um die reflektierten Signale so zu steuern, daß sie in Phase mit dem Hauptsignal sind, und sie können daher benutzt werden, um den linearen Bereich auszudehnen.
  • Die Schaltungsmuster des Diskriminators werden auf dem Substrat unter Benutzung herkömmlicher gedruckter Schaltungstechniken definiert, so daß sich eine außerordentlich billige Herstellung ergibt. Die Mischdioden, welche dabei benutzt werden, sind als GaAs-MOTT-Dioden verfügbar. Ein mögliches Substrat für den Diskriminator ist ein 0,5 oz Walzkupfer RT-Duriod 5890, ein reines unverstärktes Polytetrafluoräthylen-Laminat.
  • In die Verzögerungsleitung (16) des Diskriminators kann man einen dielektrischen Frequenzeinsteller einsetzen, der f0 voreinstellt oder verändert. Die Mikrostreifenwellenlänge (λL) ist durch den folgenden Ausdruck gegeben:


    dabei ist Ere die wirksame dielektrische Konstante,
    λo die Wellenlänge im freien Raum.
  • Die wirksame Dielektrizitätskonstante kann durch Abdeckung der Mikrostreifenleitung (13) mit einer dielektrischen Abdeckung (45) erhöht werden. Die Analyse einer Mikrostreifenleitung, die mit einem Blattmaterial mit niedrigen Verlusten bedeckt ist, wie dies in Fig. 7 dargestellt ist, ergibt sich aus dem Buch von Bahl et al "Design of Microstrip Antenna Covered with a Dielectric Layer", IEEE Trans, of Antennas and Propagation, Vol AP-30 No. 2 P314-318.
  • Durch Vergrößerung der wirksamen Dielektrizitätskonstante durch Bedeckung der Mikrostreifen-Verzögerungsleitung mit einer dielektrischen Schicht wird die elektrische Länge erhöht, und demgemäß sinkt die Mittel-Arbeitsfrequenz ab. Unter Verwendung eines dielektrischen Frequenzstellers (28) gemäß Fig. 4, der beispielsweise aus TPX (Er = 2,1) besteht und eine Dicke von 0,53 mm besitzt und 30% der Mikrostreifen-Verzögerungsleitung (17) bedeckt ist, ermöglicht eine Frequenzverminderung um etwa 4%.
  • Eine Mikrostreifenleitung strahlt beträchtlich an jedem Punkt wo eine Änderung im elektrischen Feldmuster ist, was an einer Biegung oder Diskontinuität, beispielsweise einer Änderung der Leitungsbreite der Fall ist. Die Störstrahlung aus der Mikrostreifenschaltung kommbiniert mit dicht benachbarten Störungen kann die Arbeitsweise des Diskriminators, d. h. seine Linearität stören.
  • Ein Resonanz-Absorptionsglied (29), welches beispielsweise aus Carbonyleisen/Epoxydkunstharz besteht, kann über das Mikrostreifensubstrat gefügt werden, um die Wirkung der fehlerhaften Strahlung zu vermindern. Die Fig. 8 und 9 zeigen Ansichten des Resonanzabsorptionsgliedes (29), das allgemein von einem halbkreisförmigen Kanal gebildet wird, dem ein Schaltungsmuster folgt, wie im Querschnitt gemäß x-x von Fig. 8 dargestellt.

Claims (1)

  1. Frequenz-Diskriminator, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Verzögerungsleitung und eine Bezugsleitung aufweist, über die Bestandteile eines Hochfrequenzsignales übertragen werden, daß ein Entkoppler diese Komponenten erzeugt, daß Mittel vorgesehen sind, um jede Komponente in ein Signal für jeden von zwei Detektoren aufzuspalten, die die Signale vergleichen, wobei das Signal an jedem Detektor eine Kombination der Komponenten darstellt, daß eine Nivelliereinrichtung vorgesehen ist, die ein Signal von den Detektoren derart empfängt, daß die Eingangsleistung auf einem konstanten Pegel gehalten wird, daß ein Frequenzsteller vorgesehen ist, daß ein Absorber vorgesehen ist, um Störstrahlung zu absorbieren, und daß Mittel vorgesehen sind, die Reflexionen aus den Detektoren benutzen, um das Ausmaß eines Linearbereichs im Diskriminator auszudehnen.
DE3930426A 1988-09-14 1989-09-12 Frequenz-Diskriminator und hiermit ausgerüsteter Radarsender Withdrawn DE3930426A1 (de)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
GBGB8821556.1A GB8821556D0 (en) 1988-09-14 1988-09-14 Frequency discriminator and radar transmitter incorporating such a discriminator

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE3930426A1 true DE3930426A1 (de) 2003-08-07

Family

ID=10643570

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE3930426A Withdrawn DE3930426A1 (de) 1988-09-14 1989-09-12 Frequenz-Diskriminator und hiermit ausgerüsteter Radarsender

Country Status (5)

Country Link
DE (1) DE3930426A1 (de)
GB (1) GB8821556D0 (de)
IT (1) IT8948362A0 (de)
NL (1) NL195080C (de)
SE (1) SE8903016D0 (de)

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4414505A (en) * 1980-07-25 1983-11-08 The Secretary Of State For Defence In Her Britannic Majesty's Government Of The United Kingdom Of Great Britain And Northern Ireland Microwave instantaneous frequency measurement apparatus
DE3344867A1 (de) * 1983-12-12 1985-06-13 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Breitbandiger frequenzdiskriminator

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4414505A (en) * 1980-07-25 1983-11-08 The Secretary Of State For Defence In Her Britannic Majesty's Government Of The United Kingdom Of Great Britain And Northern Ireland Microwave instantaneous frequency measurement apparatus
DE3344867A1 (de) * 1983-12-12 1985-06-13 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Breitbandiger frequenzdiskriminator

Also Published As

Publication number Publication date
SE8903016D0 (sv) 1989-09-13
NL195080C (nl) 2003-09-08
IT8948362A0 (it) 1989-09-14
GB8821556D0 (en) 1997-11-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2101279A2 (de) Einstellbare Schaltung und RFID-Readereinheit
DE2942035C2 (de) Einrichtung zum Empfang von Mikrowellen
DE2714244C2 (de)
DE102008015160B4 (de) Detektoreinrichtung und korrespondierendes Verfahren
EP0790660A2 (de) Richtkoppler für den Hochfrequenzbereich
DE19955849A1 (de) Phasenkompensationsschaltung, Frequenzumwandlervorrichtung und aktive phasengesteuerte Antenne
DE2816915C2 (de)
DE2905684C2 (de) Elektronische Abstimmschaltung
DE2607116A1 (de) Mischer mit einem abstimmelement aus ittrium-eisengranat
DE2852120C3 (de) Korrekturschaltung für Laufzeitröhren
DE3833696C2 (de) Signalverarbeitungsvorrichtung und Verfahren zum Ausdehnen des flachen Frequenzgangs einer Komponente
DE19903006C2 (de) Resonatorschaltung und Oszillator mit Resonatorschaltung
DE3930426A1 (de) Frequenz-Diskriminator und hiermit ausgerüsteter Radarsender
DE3922165C2 (de) Planare Breitbandantennenanordnung
EP1275978A2 (de) RPC-Schaltung für Dauerstrichradar
DE1953038B2 (de) Breitband - Peitschenantenne
DE2921790A1 (de) Mikrowellen-mischschaltung
DE3004019C2 (de) Einrichtung zur Frequenzumwandlung für einen Mikrowellen-Empfänger oder -Sender
DE4024800A1 (de) Reflexions-nebenschlussdioden-hf-modulator
EP0101612B1 (de) Oszillator mit einem Zweipol als aktivem Element
EP3903414B1 (de) Frequenzgeneratoranordnung
DE69838212T2 (de) Mobiltelefon
DE3135480C2 (de)
DE3018307C2 (de) Ringmodulator
DE2201626C3 (de) Anwendung des Prinzips der Vorentzerrung bei Wanderfeldröhrenverstärkern

Legal Events

Date Code Title Description
OP8 Request for examination as to paragraph 44 patent law
8139 Disposal/non-payment of the annual fee