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Die Erfindung bezieht sich auf einen Frequenz-Diskriminator
und einen hiermit ausgerüsteten Radarsender, und insbesondere
aber nicht ausschließlich auf einen Radarsender, der einen
Teil eines Zielsuchgerätes bildet, das an Bord einer Lenkwaffe,
z. B. einer in der Endphase gesteuerten ballistisch gestarteten
Bombe angeordnet ist.
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Bei einem solchen Radarsender ist es von besonderer Bedeutung,
daß er geringe Abmessungen besitzt und geringe Kosten erfordert,
so daß die Benutzung einer hochgradigen Integration (LSI) der
Elektronik erwünscht ist. Mikrowellen-Schaltungselemente, die
für LSI geeignet sind, haben eine hohe nichtlineare
Spannung/Ausgangsfrequenz-Charakteristik. Dies ergibt ein Problem, wenn
das Radar-Ausgangssignal einen wiederholten Frequenzdurchlauf
(chirp) erfordert, wobei ein linearer Sägezahngenerator mit
variabler Frequenz benutzt wird, der eine Mikrowellenquelle
speist, deren Frequenzausgang mit der Zeit nicht linear ist.
Die Quelle könnte durch eine Spannungswellenform getrieben
werden, die so geformt ist, daß die Nichtlinearität kompensiert
wird. Da aber insbesondere die Quellenlinearität von äußeren
Parametern, beispielsweise der Antennenbelastung abhängen
kann, ist dann eine komplexe und zeitaufwendige Einstellung
eines jeden Senders erforderlich. Ein anderer Vorschlag zielt
darauf ab, den Quellenausgang abzukappen, nach unten umzuwandeln
und einen Niederfrequenz-Diskriminator zu benutzen, um ein
Rückkopplungssignal zu liefern und die Frequenz der Quelle zu
steuern. Der Schritt der Frequenzumformung nach unten erhöht
jedoch den komplexen Aufbau und das Volumen des Senders.
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Demgemäß liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen
Radarsender zu schaffen, der eine Mikrowellenquelle benutzt, die
eine nichtlineare Spannungs/Frequenz-Charakteristik hat, bei der
jedoch eine Linearität durch eine Rückkopplungsanordnung
erhalten wird, die keine Frequenzerniedrigung erfordert. Ein weiteres
Ziel der Erfindung besteht darin, einen kleinen kompakten
Frequenzdiskriminator zu schaffen, der im Mikrowellenband arbeiten
kann, d. h. im Frequenzbereich zwischen 75 und 95 GHz.
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Gemäß einem Merkmal der Erfindung umfaßt ein
Verzögerungsleitungs-Frequenz-Diskriminator eine Verzögerungsleitung und eine
Bezugsleitung über die Komponenten eines Hochfrequenzsignals
übertragen werden, wobei ein Entkoppler diese Komponenten
erzeugt; es sind Mittel vorgesehen, um jede Komponente in ein
Signal für jedes Detektorpaar aufzuspalten, wodurch die Signale
verglichen werden, wobei das Signal an jeden Detektor eine
Kombination der Komponenten ist; es ist eine
Nivelliervorrichtung vorgesehen, die ein Signal von den Detektoren erhält, so
daß die Eingangsleistung auf einem konstanten Pegel gehalten
wird; es ist ferner eine Frequenzeinstellvorrichtung vorgesehen;
ein Absorber absorbiert Störstrahlungen; und es sind Mittel
vorgesehen, die Reflexionen von dem Detektorpaar benutzen, um
das Ausmaß eines Linearbereiches in dem Diskriminator zu
verbessern.
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Nachstehend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand
der Zeichnung beschrieben. In der Zeichnung zeigen:
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Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Senders mit offener
Schleife;
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Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Senders mit geschlossener
Schleife;
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Fig. 3 eine Schnittansicht einer Mikrostreifenleitung;
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Fig. 4 einen einstellbaren Frequenz-Diskriminator mit einer
Nivelliervorrichtung;
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Fig. 5a eine graphische Darstellung des Ansprechens der
Diode 1 (D1);
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Fig. 5b eine graphische Darstellung des Ansprechens der
Diode 2 (D2);
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Fig. 5c eine graphische Darstellung des Ansprechens (D1-D2);
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Fig. 5d eine graphische Darstellung der Steilheit gemäß Fig.
5c;
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Fig. 6a eine graphische Darstellung der Leistung in
Abhängigkeit vom normalisierten Frequenzansprechen des Diskriminators
an den Ausgängen der Dioden D1 und D2;
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Fig. 6b eine graphische Darstellung der Neigung in Abhängigkeit
von der normalisierten Frequenz gemäß Fig. 5c;
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Fig. 7 einen Schnitt einer Mikrostreifenleitung, bedeckt mit
einem Blatt aus dielektrischem Material;
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Fig. 8 eine Grundrißansicht eines Resonanz-Absorptionskreises
in einer Mikrostreifenschaltung;
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Fig. 9 eine perspektivische Ansicht des
Resonanz-Absorptionskreises nach Fig. 8.
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Ballistische Waffen der Zukunft erfordern "SMART"-Radarsysteme,
die geringe Abmessungen besitzen, geringe Kosten erfordern und
leicht herstellbar sind. Die Technologie der
Oberflächenaufbringung und die hohe Integration der elektronischen
Schaltungselemente hat die Schaffung kleiner billiger Sender im
Millimeterbereich fortschreiten lassen.
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Die Sender im Millimeterbereich stellen eine beträchtliche
Herausforderung dar, was geringe Kosten, kleine Abmessungen
und Einfachheit der Herstellung anbelangt. Ein spezielles
Problem tritt dann auf, wenn ein Breitband-Frequenzdurchlauf
mit einer Linearität in der Größenordnung von 1% erforderlich
ist. Die Spannungsquelle hat eine
Frequenz/Spannungs-Charakteristik, die weit von einer Linearität entfernt ist (ZB + 20%
von der idealen Linearität) und sie hängt ab von der
Antennenbelastung u. s. w. Dies führt dazu, daß man die
Oszillator-Antriebswellenform so vorhergestaltet, daß eine Linearität
zustande kommt, jedoch sind hier die Erfordernisse komplex und
die Herstellungszeit wird vergrößert. Eine Frequenzumwandlung
nach unten hin und die Benutzung eines
Niederfrequenz-Diskriminators in einer geschlossenen Schleife erhöhen noch den
komplexen Aufbau und das Volumen des Senders. Eine direkte Messung
der Quellenfrequenz kann mit einem "einfachen" Verzögerungs-
Leitungs-Diskriminator erreicht werden, der bei Benutzung als
Rückkopplungselement in einer geschlossenen Schleife einen
Frequenzdurchlauf mit hoher Linearität gewährleistet. Dieser
einfache Verzögerungs-Leitungs-Diskriminator ergibt bei geringen
Kosten eine kleine Baugröße und eine einfache Herstellung.
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Wenn ein Sender mit offener Schleife, wie in Fig. 1 dargestellt,
ein Eingangssignal (1) von einem Modulator (2) über einen
Oszillator (3) abstrahlt, hat der Ausgang (4) eine nichtlineare
Frequenz/Zeit-Charakteristik. Dies ist eine Folge der
nichtlinearen Spannungs/Frequenz-Charakteristik des Oszillators, was
eine fundamentale Eigenschaft von Mikrowellenquellen allgemein
ist.
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Um eine lineare Frequenz/Zeit-Charakteristik in einem
geschlossenen Kreis zu erhalten, kann eine Steuerung benutzt werden,
um die Nichtlinearität des Oszillators zu kompensieren. Dies
ist in Fig. 2 dargestellt. Der Modulatorausgang (5) wird über
eine Verbindung (6) und einen Verstärker (7) einem Oszillator
(8) zugeführt. Ein Diskriminator (9) und ein weiterer
Verstärker (10) arbeiten in einer Rückkopplungsschleife (11), um
das resultierende Eingangssignal so einzustellen, daß der
Oszillatorausgang (12) eine lineare
Frequenz/Zeit-Charakteristik erhält.
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Der Diskriminator in der Rückkopplungsschleife kann die Form
einer Mikrostreifenleitung auf einem dünnen Substrat mit
kleiner Dielektrizitätskonstanten sein. Fig. 3 zeigt einen
Mikrostreifen-Verzögerungsleiter-Diskriminator, bei dem die
Mikrostreifenleitung (13) eine Nennsubstratdicke von etwa 76 µm
besitzt, wobei die Dielektrizitätskonstante bei etwa 2,1 liegt
und die Leitungsbreite 0,013 mm beträgt, woraus sich eine
charakteristische Impedanz von etwa 70 Ω ergibt. Fig. 4 zeigt
ein Ausführungsbeispiel der Erfindung. Es besteht im
wesentlichen aus zwei Zweigleitungskopplern (14 und 15), einer
Bezugsleitung (16), einer Verzögerungsleitung (17) und zwei
Mischdioden (D1 und D2), die mit (18 bzw. 19) bezeichnet sind.
Die Verzögerungsleitung (17) und eine der Mischdioden, wenn sie
als Phasendetektor arbeitet, wirken in Kombination als Frequenz-
Diskriminator.
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Ein Hochfrequenz-Eingangssignal (20) wird etwa gleichmäßig auf
die Bezugsleitung (16) und die Verzögerungsleitung (17) durch
Zweigleitungskoppler (14) aufgeteilt. Der vierte Anschluß (21)
ist durch einen angepaßten HF-Abschlußwiderstand (22)
abgeschlossen. Bei einem idealen Diskriminator fließt keine Leistung
nach diesem Anschluß, wenn dieser richtig mit einem
Abschlußwiderstand abgeschlossen ist, der der Vorrichtung angepaßt ist.
Infolge von Ungenauigkeiten der Schaltungsherstellung und
infolge von Reflexionen von den Dioden (18 und 19) ist der
angepaßte Abschlußwiderstand erforderlich. Die
Leistungsaufteilung ist eine Funktion der Zweigimpedanzen. Diese Impedanzen
müssen auch so eingestellt werden, daß eine geeignete Anpassung
über dem Arbeits-Frequenzband aufrecht erhalten wird. Bei der
Diskriminator-Ausbildung müssen beide Zweigleitungskoppler
(14 und 15) so ausgebildet werden, daß die halbe Leistung in
jedem Arm fließt, d. h. es ist ein 3 dB-Koppler. Die Leistung,
die in den Koppler (15) aus der Bezugsleitung (16) eintritt,
wird etwa in gleicher Weise zwischen den Diodenanschlüssen
(18 und 19) aufgeteilt. In gleicher Weise wird das
Hochfrequenzsignal von dem Verzögerungsleitungspfad (17) gleichförmig
zwischen den Diodenanschlüssen aufgeteilt. Die Ausgänge der
Dioden (40 und 41) sind eine Funktion der Phasendifferenz
zwischen dem Pfad der Verzögerungsleitung und dem Pfad der
Bezugsleitung. Fig. 5 (a) und (b) zeigen das ideale
Diodenausgangsansprechen mit einer Pfaddifferenz von 3,25 λL (wobei λL
= Mikrostreifenwellenlänge) zwischen der Verzögerungsleitung
und der Bezugsleitung. Fig. 5 (c) zeigt das Differenzansprechen
und Fig. 5 (d) zeigt die Steigung dieser Charakteristik.
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Der Mikrostreifen-Diskriminator wurde im Hinblick auf einen
äußerst kompakten Aufbau und die Leistung geschaffen, die an
den Dioden (18 und 19) auftritt, in Abhängigkeit von der
normalisierten Frequenz, wie in Fig. 6 (a) dargestellt. Fig. 6(b)
zeigt das Differential der Differenzkurve von Fig. 5 (c),
die eine prozentuale Linearität von ungefähr 0,1% über eine
Frequenzabweichung von ± 0,002 f0 hat, wobei f0 die
Mittelfrequenz des Frequenzbereiches ist. Die Summe der Diden (18
und 19) ist ein Maß der Ausgangsleistungsveränderung, die
ausgeschaltet werden muß, um eine genaue
Diskriminator-Charakteristik zu erhalten. Bei Vergleich mit einer Bezugsspannung
wird ein Fehlersignal erhalten, welches die parallelgeschaltete
Nivellier-Diode (23) steuert und demgemäß die Kanalsumme
nivelliert.
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Die Mischdioden (18 und 19) und die Nivellierdiode (23) sind
an die Mikrostreifenleitung durch jeweilige offene Schaltungs-
Blindleitungen (24, 25 und 26) angepaßt. Die Ausgänge der
Dioden (18 und 19) können über entsprechende Tiefpaßfilter
(42 und 43) gefiltert werden.
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Bei einem idealen System würde die gesamte Leistung, die auf
die Dioden (18 und 19) einfällt, absorbiert und behandelt
werden. Infolge von Anpaßproblemen u. s. w. wird jedoch ein Teil
des ankommenden Signales auf den Koppler (15) reflektiert und
dann durch die Schaltung hindurch und schließlich nach den
Dioden (18 und 19) zurück. Dadurch wird das empfangene Signal
noch komplizierter.
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Die reflektierten Komponenten können zu den Hauptsignalen, die
an den Dioden (18 und 19) empfangen werden, addiert oder von
diesen abgezogen werden, um das Ausmaß des linearen Bereiches
des Diskriminators zu verbessern. Die reflektierten Signale
und die Hauptsignale müssen in Phase sein, damit diese Addition
oder Subtraktion möglich wird.
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Die Nivellierdiode wirkt als Dämpfungsglied, um den Ausgang
konstant zu halten. Diese hier gezeigte Anordnung kann durch
eine Doppeldiode ersetzt werden.
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Die HF-Belastung kann durch eine Belastungsdiode, z. B. eine
PIN-Diode ersetzt werden, die eingestellt werden kann, um die
reflektierten Signale so zu steuern, daß sie in Phase mit dem
Hauptsignal sind, und sie können daher benutzt werden, um den
linearen Bereich auszudehnen.
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Die Schaltungsmuster des Diskriminators werden auf dem Substrat
unter Benutzung herkömmlicher gedruckter Schaltungstechniken
definiert, so daß sich eine außerordentlich billige Herstellung
ergibt. Die Mischdioden, welche dabei benutzt werden, sind als
GaAs-MOTT-Dioden verfügbar. Ein mögliches Substrat für den
Diskriminator ist ein 0,5 oz Walzkupfer RT-Duriod 5890, ein
reines unverstärktes Polytetrafluoräthylen-Laminat.
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In die Verzögerungsleitung (16) des Diskriminators kann man
einen dielektrischen Frequenzeinsteller einsetzen, der f0
voreinstellt oder verändert. Die Mikrostreifenwellenlänge (λL)
ist durch den folgenden Ausdruck gegeben:
dabei ist Ere die wirksame dielektrische Konstante,
λo die Wellenlänge im freien Raum.
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Die wirksame Dielektrizitätskonstante kann durch Abdeckung der
Mikrostreifenleitung (13) mit einer dielektrischen Abdeckung
(45) erhöht werden. Die Analyse einer Mikrostreifenleitung, die
mit einem Blattmaterial mit niedrigen Verlusten bedeckt ist,
wie dies in Fig. 7 dargestellt ist, ergibt sich aus dem Buch
von Bahl et al "Design of Microstrip Antenna Covered with a
Dielectric Layer", IEEE Trans, of Antennas and Propagation,
Vol AP-30 No. 2 P314-318.
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Durch Vergrößerung der wirksamen Dielektrizitätskonstante durch
Bedeckung der Mikrostreifen-Verzögerungsleitung mit einer
dielektrischen Schicht wird die elektrische Länge erhöht, und
demgemäß sinkt die Mittel-Arbeitsfrequenz ab. Unter Verwendung
eines dielektrischen Frequenzstellers (28) gemäß Fig. 4, der
beispielsweise aus TPX (Er = 2,1) besteht und eine Dicke von
0,53 mm besitzt und 30% der Mikrostreifen-Verzögerungsleitung
(17) bedeckt ist, ermöglicht eine Frequenzverminderung um etwa
4%.
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Eine Mikrostreifenleitung strahlt beträchtlich an jedem Punkt
wo eine Änderung im elektrischen Feldmuster ist, was an einer
Biegung oder Diskontinuität, beispielsweise einer Änderung der
Leitungsbreite der Fall ist. Die Störstrahlung aus der
Mikrostreifenschaltung kommbiniert mit dicht benachbarten Störungen
kann die Arbeitsweise des Diskriminators, d. h. seine Linearität
stören.
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Ein Resonanz-Absorptionsglied (29), welches beispielsweise
aus Carbonyleisen/Epoxydkunstharz besteht, kann über das
Mikrostreifensubstrat gefügt werden, um die Wirkung der
fehlerhaften Strahlung zu vermindern. Die Fig. 8 und 9 zeigen
Ansichten des Resonanzabsorptionsgliedes (29), das allgemein
von einem halbkreisförmigen Kanal gebildet wird, dem ein
Schaltungsmuster folgt, wie im Querschnitt gemäß x-x von
Fig. 8 dargestellt.