DE3903789C2 - Schaltungsanordnung zur Einschaltstrombegrenzung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Eine solche Schaltungsanordnung ist z.B. aus der DE-AS 22 47 816 bekannt. Hier wird als überbrückendes Schaltglied ein Thyristor verwendet, der gezündet wird, sobald der Spannungsabfall am Strombegrenzungswiderstand auf einen vorgegebenen Wert abgenommen hat.

Bei dieser Schaltung kann es vorkommen, daß der Thyristor nicht zündet und der Strombegrenzungswiderstand, der nicht für Dauerbelastung ausgelegt ist, zerstört wird. Es ist deshalb in der bekannten Schaltungsanordnung eine zweite Zündschaltung notwendig, die in Fällen, in denen die Zündung durch den abnehmenden Spannungsabfall am Strombegrenzungswiderstand (z.B. bei Einschalten unter Last) versagt, Zündimpulse für den Thyristor liefert. Ein weiterer Nachteil dieser Schaltung ist zweifellos darin zu sehen, daß die Strombegrenzungswirkung nicht eintritt, wenn, nachdem der Thyristor bereits gezündet hat, eine weitere Spannungserhöhung erfolgt, wenn z.B. ein Kurzschluß, der die Versorgungsspannung vorübergehend auf einen niedrigen Wert abgesenkt hat, infolge Auslösens einer Sicherung aufgehoben wird.

Aus der EP 0 123 814 A1 ist eine Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung bekannt, die ohne einen Thyristor zur Überbrückung des Strombegrenzungswiderstandes auskommt. Der Strombegrenzungswiderstand wird hier durch einen Arbeitskontakt eines Relais überbrückt. Die Überbrückung erstreckt sich auch noch auf eine als Verpolungsschutz mit dem Strombegrenzungswiderstand in Reihe liegende Diode. Elektromechanische Bauelemente wie Relais haben gegenüber Halbleiterbauelementen ganz allgemein den Nachteil, daß sie dem Verschleiß unterworfen und relativ langsam sind.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der oben genannten Art anzugeben, die auftretende Stromspitzen zuverlässig begrenzt, jedoch sowohl die durch die Verwendung eines Thyristors bedingten Nachteile als auch die Nachteile elektromechanischer Bauelemente nicht aufweist.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Der als überbrückendes Schaltglied verwendete MOSFET läßt sich leistungslos steuern. Die erforderliche Steuerschaltung kann somit extrem stromsparend ausgelegt werden und arbeitet dennoch sehr exakt, da durch Stromfluß- und Temperatureffekte bedingte Veränderungen von Kennlinien oder Schwellwerten der verwendeten Bauelemente nicht auftreten. Der MOSFET kann außerdem, im Gegensatz zu einem Thyristor, jederzeit gesperrt werden, auch wenn ein verbleibender Laststrom über seine Schaltstrecke fließt.

Eine in Anspruch 2 angegebene Weiterbildung der Erfindung sieht zusätzlich eine gesonderte Abschaltung von Parallellasten während der Strombegrenzungsphasen vor, um einen die Zuschaltung des MOSFET verhindernden Dauerstrom über den Strombegrenzungswiderstand zu vermeiden.

Eine weitere Ausgestaltung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist Gegenstand des Anspruchs 3 und soll ein erneutes Wirksamwerden der Strombegrenzung bei geringfügigen Spannungserhöhungen während des Betriebes verhindern.

Eine in Anspruch 4 angegebenen Ausgestaltung sieht die Abschaltung der Source-Gate-Spannung des MOSFET bei Unterschreiten eines vorgegebenen niedrigen Wertes der Versorgungsspannung vor. Damit wird der Anfangszustand der Begrenzungsschaltung wieder hergestellt, auch wenn die Versorgungsspannung nicht ganz auf Null zurückgeht.

Die Ansprüche 5 und 6, schließlich, betreffen eine gesonderte Strombegrenzung bei Auftreten von Spannungssprüngen während des Betriebes mittels eines zweiten, durch einen zweiten MOSFET überbrückbaren Begrenzungswiderstandes.

Ein Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung nach der Erfindung soll nun anhand einer Figur eingehend beschrieben und seine Funktion erklärt werden.

Die Figur zeigt eine Eingangskapazität C_E, die z.B. der Glättungskondensator einer Baugruppe sein kann, die beim Anschluß an eine nicht dargestellte, eine Versorgungsspannung U_S liefernde Spannungsquelle, aus dieser mit hohem Ladestrom aufgeladen wird. Wenn die Versorgungsspannungsquelle nur einen begrenzten Strom liefern kann, führt der hohe Ladestrom zu einer vorübergehenden Absenkung der Versorgungsspannung U_S und damit zu Störungen in anderen, aus derselben Spannungsquelle parallel versorgten Baugruppen. Außerdem führt der hohe Ladestrom, sofern zum Anschluß an die Versorgungsspannungsquelle Kontakte benützt werden, zu deren raschem Verschleiß. Bei Relaiskontakten kann auch Verschweißen auftreten.

Um den Ladestrom zu begrenzen, ist im linken Teil der Schaltungsanordnung in einer der Zuleitungen zur Kapazität C_E ein Strombegrenzungswiderstand R11 angeordnet, der durch die Source-Drain-Strecke eines MOS-Feldeffekttransistors (MOSFET) (V12) überbrückt wird. Die Source-Gate-Spannung zur Durchschaltung des MOSFET wird aus der Versorgungsspannung abgeleitet und an einer von der Versorgungsspannung gespeisten Reihenschaltung aus der Schaltstrecke eines pnp-Transistors V4, einem Widerstand R5, einer Z-Diode V6 und einem Widerstand R7, dem die Basis-Emitter-Strecke eines npn-Transistors V8 parallelgeschaltet ist, abgegriffen. Soll der Widerstand R11 als Strombegrenzungswiderstand wirksam werden, so muß die Source-Gate-Spannung des MOSFET auf einen niedrigen Wert gebracht werden. Dies geschieht durch einen npn-Transistor V10 dessen Schaltstrecke die Source-Gate-Strecke des MOSFET kurzschließt, sobald der am Strombegrenzungswiderstand R11 auftretende, an seiner Basis-Emitter-Strecke anliegende Spannungsabfall zu seiner Durchsteuerung ausreicht. Der Basisanschluß des Transistors V10 ist zu diesem Zweck über einen Widerstand R13 mit der geräteseitigen Klemme des Strombegrenzungswiderstandes R11 verbunden.

Wird die Versorgungsspannung U_S an die Klemmen U+ und U- der in der Figur dargestellten Schaltung angeschlossen, so fließt zunächst der Ladestrom für den Kondensator C_E über den Widerstand R11. Er erzeugt dort einen Spannungsabfall, der die Durchschaltung des Transistors V10 bewirkt, welcher wiederum ein Durchschalten des MOSFET V12 verhindert, da er dessen Source-Gate-Spannung kurzschließt. Mit zunehmender Aufladung des Kondensators C_E nimmt der Strom über den Widerstand R11 und damit der Spannungsabfall an diesem Widerstand ab, bis die zur Durchsteuerung des Transistors V10 erforderliche Basis-Emitter-Spannung nicht mehr erreicht und der Kurzschluß der Source-Gate-Strecke des MOSFET V12 damit aufgehoben wird. Der MOSFET V12 schaltet mit Anstieg seiner Source-Gate-Spannung durch und stellt eine niederohmige Verbindung parallel zum Strombegrenzungswiderstand R11 her.

Liegt parallel zum Kondensator C_E eine Last, die ständig Strom aus der Versorgungsspannungsquelle zieht, so kann es vorkommen, daß der Spannungsabfall am Strombegrenzungswiderstand R11 nicht so weit absinkt, daß der Transistor V10 gesperrt wird und der MOSFET V12 durchschalten kann. Für diesen Fall befindet sich in der Emitter-Leitung des Transistors V10 die Leuchtdiodenstrecke eines Opto-Kopplers U9, dessen Schaltstrecke zur Steuerung nicht dargestellter Schaltmittel verwendet werden kann, die parallel zur Kapazität C_E liegende Lasten in Phasen, in denen der Strombegrenzungswiderstand R11 wirksam sein soll, abschalten.

Der npn-Transistor V8, dessen Basis-Emitter-Strecke dem Widerstand R7 parallelliegt, hat die Aufgabe, die Basis-Emitter-Spannung des Transistors V10 kurzzuschließen, sobald dessen Schaltstrecke hochohmig geworden ist und mit der Source-Gate-Spannung des MOSFET auch die Spannung am Widerstand R7 angestiegen ist. Der MOSFET V12 ist damit gegen unbeabsichtigtes Abschalten durch den Transistor V10 z.B. infolge eines kurzzeitigen Stromimpulses gesichert.

Der in der Reihenschaltung zur Einstellung der Source-Gate-Spannung des MOSFET V12 befindliche pnp-Transistors V4 dient der Abschaltung der Strombegrenzung bei Abnahme der Versorgungsspannung U_S unter einen vorgegebenen Wert. Seine Basis ist hierzu mit dem Mittelabgriff eines Spannungsteilers aus den Widerständen R1 und R2 verbunden, der in Reihe mit einer eine Spannungsschwelle bildenden Z-Diode V3 an der Versorgungsspannung liegt.

Im rechten Teil der in der Fig. dargestellten Schaltung ist ein weiterer Strombegrenzungswiderstand R20 dargestellt, der durch die Source-Drain-Strecke eines weiteren MOSFET V21 überbrückt wird. Die Source-Gate-Spannung des MOSFET V21 wird aus der Source-Gate-Spannung des MOSFET V12 über einen aus den Widerständen R14 und R16 bestehenden Spannungsteiler gewonnen. Auch diese Source-Gate-Spannung wird von der Schaltstrecke eines npn-Transistors V15 kurzgeschlossen, wenn der Spannungsabfall am Strombegrenzungswiderstand R20 einen Wert erreicht, der größer ist, als die Summe der zur Durchschaltung erforderlichen Basis-Emitter-Spannung des Transistors V15 und einer Spannungsschwelle, die durch eine Z-Diode V19 in der Basiszuleitung des Transistors V15 erzeugt wird. Widerstände R22 und R17 dienen der Strombegrenzung bzw. der Entladung eines der Z-Diode V19 parallelgeschalteten Kondensators C18.

Der Strombegrenzungswiderstand R20 und seine Beschaltung haben die Aufgabe, Stromstöße, die durch Spannungsänderungen während des Betriebes hervorgerufen werden, zu begrenzen.

Tritt während des Betriebes, bei durchgeschaltetem MOSFET V21, eine sprunghafte Erhöhung der Eingangsspannung auf, bewirkt dies einen steilen Anstieg des über die Source-Drain-Strecke des MOSFET fließenden Stromes und wegen des Innenwiderstandes des MOSFET einen Anstieg des Spannungsabfalles an dieser Strecke. Infolge der kapazitiven Überbrückung der Z-Diode V19 durch den Kondensator C18 wird dieser Spannungsanstieg unter Umgehung der Schaltschwelle der Z-Diode, direkt an die Basis des Transistors V15 weitergegeben. Der Transistor V15 schaltet durch und sperrt damit den MOSFET V21. Der bisher über den MOSFET geflossene Strom fließt nun über den Strombegrenzungswiderstand R20 und zwar so lange, bis der an diesem Widerstand auftretende Spannungsabfall mit Abklingen des Stromstoßes so gering wird, daß er zur Durchschaltung des Transistors V15 über die Z-Diode V19 nicht mehr ausreicht und die Wiedereinschaltung des MOSFET V21 erfolgt.

Claims (6)

1. Schaltungsanordnung zur Begrenzung des Einschaltstromes von Baugruppen mit eingangsseitigen Kapazitäten, bei der in die Versorgungsspannungszuleitung ein Strombegrenzungswiderstand geschaltet ist, der von einem von einer Steuerschaltung betätigten Schaltglied überbrückt wird, wenn der an ihm auftretende Spannungsabfall einen vorgegebenen Schwellwert unterschreitet, dadurch gekenn­ zeichnet, daß als überbrückendes Schaltglied ein erster MOSFET (V12) verwendet wird, dessen Source-Drain-Strecke dem Strombegrenzungswiderstand (R11) parallelliegt und daß die Steuerschaltung einen ersten Transistor (V10) enthält, dessen Schaltstrecke eine durch Teilung aus der Versorgungsspannung (U_S) gewonnene, den MOSFET durchschaltende Source-Gate-Spannung kurzschließt, solange eine an seiner Basis-Emitter-Strecke anliegende, vom Spannungsabfall am Strombegrenzungswiderstand abhängige Spannung zu seiner Durchsteuerung ausreicht.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit der Schaltstrecke des ersten Transistors (V10) die Leuchtdiodenstrecke eines Opto-Kopplers (U9) angeordnet ist, über dessen Schaltstrecke die vorübergehende Abschaltung von Dauerlasten bewirkt wird, die den aufzuladenden eingangsseitigen Kapazitäten (C_E) parallelliegen.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Transistor (V8) vorgesehen ist, an dessen Steuerstrecke eine Spannung anliegt, die um einen vorgegebenen Betrag niedriger ist als die Source-Gate-Spannung des ersten MOSFET (V12) und dessen Schaltstrecke die Basis-Emitter-Strecke des ersten Transistors (V10) kurzschließt, sobald die Source-Gate-Spannung des ersten MOSFET die zur Durchsteuerung des zweiten Transistors (V8) an dessen Basis-Emitter-Strecke erforderliche Spannung um mehr als den vorgegebenen Betrag übersteigt.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein dritter Transistor (V4) vorgesehen ist, über dessen Schaltstrecke die Source-Gate-Spannung des ersten MOSFET abgeschaltet wird, wenn die Versorgungsspannung unter einen vorgegebenen Wert absinkt.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Strombegrenzungswiderstand (R20) in die Versorgungsspannungszuleitung geschaltet ist, der von der Source-Drain-Strecke eines zweiten MOSFET (V21) überbrückt wird und daß ein vierter Transistor (V15) vorgesehen ist, dessen Schaltstrecke eine aus der Versorgungsspannung gewonnene, den zweiten MOSFET durchschaltende Source-Gate-Spannung kurzschließt, sobald eine am zweiten Strombegrenzungswiderstand abfallende, über eine Z-Diode (V19) an seine Basis-Emitter-Strecke angelegte Spannung einen durch die Z-Diode vorgegebenen Wert übersteigt.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die den zweiten MOSFET (V21) durchschaltende Source-Gate-Spannung über einen Spannungsteiler (R14, R16) aus der den ersten MOSFET (V12) durchschaltenden Source-Gate-Spannung gewonnen wird.