DE3886709T2

DE3886709T2 - Funkhöhenmessdetektor und Annäherungszünder mit einem solchen Detektor.

Info

Publication number: DE3886709T2
Application number: DE88402952T
Authority: DE
Inventors: Jean Baricos; Raymond Crampagne; Jacques David
Original assignee: Etienne LaCroix Tous Artifices SA
Current assignee: Etienne LaCroix Tous Artifices SA
Priority date: 1987-11-27
Filing date: 1988-11-24
Publication date: 1994-04-28
Anticipated expiration: 2008-11-25
Also published as: FR2623912B1; CA1291251C; JPH01189580A; EP0318382B1; ATE99422T1; US4973967A; FR2623912A1; EP0318382A1; DE3886709D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet von Näherungsdetektoren. Sie findet insbesondere bei der Ausbildung von Näherungszündern für Nunition Anwendung.
Es ist bekannt, daß verschiedene Prinzipien der Näherungsdetektierung theoretisch für die Ausbildung von Näherungszündern verwendbar sind. Unter den Detektierungsprinzipien werden angegeben: die Verwendung des Doppler- Effekts, die Verwendung eines Funkhöhenmessers mit freguenzmoduliertem Oszillator, die Verwendung von Impulsradar, die Verwendung von Ultraschall, die Verwendung einer optoelektronischen Detektierung,
Näherungszünder sind im allgemeinen auf dem Prinzip des Doppler-Effekts konstruiert. Die Verwendung dieses Effekts ermöglicht es, eine relativ einfache Detektierungseinheit zu erhalten. Die Verwendung des Doppler-Effekts führt jedoch zu einer großen Streuung der Auslösungshöhe. Diese Streuung ist auf die Tatsache zurückzuführen, daß bei der Näherungsdetektierung unter Verwendung des Doppler- Effekts eine Diskriminierung der Amplitude der Leistung des Rückkehrsignals vorgenommen wird. Außerdem ist diese Höhe mit dem Reflexionskoeffizienten des betreffenden Hindernisses verbunden, der entsprechend der Beschaffenheit des Hindernisses sehr stark variiert. Darüberhinaus kann die Detektierung durch den Doppler-Effekt an langsamen Projektilen in dem Maße nicht verwendet werden, in dem der so erhaltene Doppler-Effekt nicht auswertbar ist. Zusammenfassend sind die Detektoren auf Basis des Doppler- Effekts, obwohl sie sich theoretisch auf Grund ihrer Einfachheit anbieten, insofern nicht zufriedenstellend, als sie eine große Unsicherheit über die Auslösungsdistanz beinhalten und für langsame Projektile nicht verwendet werden können.
Es wurde versucht, diese Unzweckmäßigkeiten zu beheben, indem Detektoren vom Funkhöhenmesser-Typ für Näherungszünder entwickelt wurden.
Die Struktur eines derartigen Detektors vom Funkhöhenmesser-Typ, der an sich bekannt ist, ist in der beigeschlossenen Fig.1 veranschaulicht.
In dieser beigeschlossenen Fig.1 ist ein durch einen Modulator 2 frequenzmodulierter Oszillator 1 ersichtlich. Der frequenzmodulierte Oszillator 1 ist mit einer Antenne 3 gekoppelt. So wird eine frequenzmodulierte Welle zum Ziel ausgesendet. Ein Teil des vom Oszillator-Emitter 1 ausgegebenen Signals wird zu einem Mischer 4 gerichtet. Letzterer empfängt außerdem das vom Ziel reflektierte Echo. Unter der Annahme, daß das mit dem Funkhöhenmesser versehene System in bezug auf das Ziel stationär ist, entspricht das Echo der ausgesendeten Welle, die um die Zeit des Hinund Rückwegs zwischen der Antenne 3 und dem Ziel verzögert ist. So wird am Ausgang des Mischers 4 eine Frequenzverschiebung oder -Überlagerung ΔF erhalten, die direkt von der Zeit des Hin- und Rückwegs der Welle, daher von der den Detektor vom Ziel trennenden Distanz, abhängig ist. Das am Ausgang des Mischers 4 erhaltene Signal wird zu einer Diskriminierungsschaltung gerichtet. Diese Diskriminierungsschaltung kann vorteilhaft durch ein selektives Niederfrequenz-Filter 5 und einen Komparator 6 gebildet werden.
In Fig.2 ist beispielsweise mit durchgehenden Linien eine lineare Modulation mit symmetrischen Sägezähnen der Frequenz des Oszillator-Emitters 1 veranschaulicht. Außerdem ist in der gleichen Fig.2 mit strichlierten Linien das empfangene und zum Mischer 4 gerichtete Echo veranschaulicht. Für einen Fachmann ist es leicht verständlich, daß eine gleiche Wegzeit Δt, die einer gleichen Distanz d entspricht, die den Detektor vom Ziel trennt, zu einer gleichen Frequenzabweichung ΔF führt. So führt im Fall einer linearen Modulation der Frequenz des Oszillator-Emitters 1 das Maß einer Distanz wieder zur Detektierung einer entsprechenden Frequenzverschiebung ΔF am Ausgang des Mischers 4. Zu diesem Zweck genügt es, das selektive Filter 5 auf die ermittelte Frequenzverschiebung ΔF einzustellen.
Die Verwendung eines Funkhöhenmeßdetektors führt zu einer Auslösungspräzision, die jener, die mit Detektoren unter Verwendung des Doppler-Effekts erhalten wird, weit überlegen ist. Die Funkhöhenmeßdetektoren sind nämlich gegenüber dem Reflexionskoeffizienten des Ziels völlig unempfindlich, da eine Diskriminierung einer Frequenzverschiebung und keine Diskriminierung der Leistungsamplitude vorgenommen wird.
Die Einstellung der für einen Funkhöhenmeßdetektor erforderlichen Auslösungsdistanz d kann durch einfache Steuerung der Steilheit des Niederfrequenz-Signals der Frequenzmodulation des Oszillator-Emitters erhalten werden.
Außerdem können Funkhöhenmeßdetektoren bei langsamen Projektilen verwendet werden. Die am Ausgang des Mischers 4 ermittelte Frequenzverschiebung ΔF ist nämlich im wesentlichen mit der Zeit des Hin- und Rückwegs des durch den Oszillator-Emitter 1 erzeugten Signals verbunden und ist im Gegensatz dazu sehr wenig von der Geschwindigkeit des verwendeten Projektils abhängig. (Nachstehend wird der Einfluß des Doppler-Effekts auf die Messung genau erläutert).
Trotz dieser theoretischen Vorteile, die Funkhöhenmeßdetektoren aufweisen, wird in der Praxis festgestellt, daß diese Funkhöhenmeßdetektoren heutzutage für die Realisierung von Näherungszündern wenig verwendet werden und dagegen die Detektoren, bei denen der Doppler-Effekt eingesetzt wird, die am häufigsten verwendeten bleiben.
Diese Abkehr von den Funkhöhenmeßdetektoren zugunsten der Doppler-Detektoren scheint auf die Tatsache zurückzuführen zu sein, daß die Funkhöhenmesser bisher insofern zu sperrigen und sehr komplizierten Realisierungen geführt haben, oder es notwendig war, mit größter Sorgfalt die verschiedenen Schaltungskomponenten, insbesondere die KomPonenten des Oszillator-Emitters 1, auszuwählen, um ein Modulationsgesetz zu erhalten, das genau dem ermittelten Gesetz entspricht.
Das Dokument INTERNATIONAL CONFERENCE RADAR'87, London, 19.-21.Oktober 1987, 5.525-529, M. LANGE et al, beschreibt einen Funkhöhenmeßdetektor für Hubschrauber, mit einem Oszillator-Emitter, einem Modulator, der zum Modulieren der Frequenz des Oszillator-Emitters gemäß einem festgelegten Gesetz eingerichtet ist, wobei der genannte Modulator einen Digitalspeicher mit einer Serie von Werten umfaßt, die das Gesetz der Frequenzmodulation des Oszillator- Emitters definieren, welche Werte die genauen Charakteristiken des Oszillators ungeachtet der Unterschiede der für die Ausbildung des Oszillators verwendeten Komponenten berücksichtigen, einem Mischer, der das vom Oszillator-Emitter ausgegebene Signal und ein von einem Ziel reflektiertes Echosignal empfängt, einer Diskriminierungsschaltung, die am Ausgang des Mischers angeschlossen ist und ein Filter umfaßt, das empfindlich auf eine Frequenzverschiebung eingestellt ist, die mit der Zeit des Hin- und Rückwegs des vom Oszillator-Emitter ausgegebenen und am Ziel reflektierten Signals verbunden ist, einem Digital-Analog-Wandler, der zwischen dem Oszillator-Emitter und dem Digitalspeicher angeordnet ist.
Die vorliegende Erfindung hat nun die Aufgabe, einen neuen Detektor vom Funkhöhenmesser-Typ vorzuschlagen, der, während er eine hohe Auslösungspräzision aufweist, deutlich wirtschaftlicher ist als frühere Realisierungen.
Diese Aufgabe wird im Rahmen der vorliegenden Erfindung durch einen Funkhöhenmeßdetektor vom an sich bekannten Typ erfüllt, mit:
- einem Oszillator-Emitter
- einem Modulator, der zum Modulieren der Frequenz des Oszillator-Emitters gemäß einem festgelegten Gesetz eingerichtet ist, welcher Modulator einen Digitalspeicher umfaßt, der eine Serie von Werten enthält, die das Gesetz der Frequenzmodulation des Oszillator-Emitters definieren, welche Werte die präzisen Charakteristiken des Oszillators ungeachtet der Unterschiede der für die Ausbildung dieses Oszillators verwendeten Komponenten berücksichtigen,
- einem Mischer, der das vom Oszillator-Emitter ausgegebene Signal und ein entsprechendes von einem Ziel reflektiertes Echosignal empfängt,
- einer Diskriminierungsschaltung, die am Ausgang des Mischers angeschlossen ist und ein Filter umfaßt, das empfindlich auf eine Frequenzverschiebung ΔF eingestellt ist, die mit der Zeit des Hin- und Rückwegs des vom Oszillator-Emitter ausgegebenen und am Ziel reflektierten Signals verbunden ist,
- einem Digital-Analog-Wandler, der zwischen dem Oszillator-Emitter und dem Digitalspeicher angeordnet ist, und
- einem Taktgeber, der den genannten Digitalspeicher steuert,
dadurch gekennzeichnet, daß er ferner einen Zusatzdigitalspeicher umfaßt, der eine Serie von Werten enthält, die ein Variationsgesetz der FunkhöhenmeßVerschiebung entsprechend des im Digitalspeicher enthaltenen Frequenzmodulationsgesetzes des Oszillator-Emitters definieren.
Die Verwendung eines die Basis des Modulators bildenden Digitalspeichers ermöglicht den Einsatz eines klassischen Gszillator-Emitters, der mit nicht ausgewählten und an das spezifische Modulationsgesetz des verwendeten Oszillators adaptierten Komponenten realisiert ist. Mit anderen Worten ermöglicht die Verwendung eines Digitalspeichers die Senkung des Platzbedarfs und der Kosten des Detektors, da eine kritische Auswahl der Komponenten, die für die Realisierung des Oszillator-Emitters und des das Modulationsgesetz definierenden Moduls notwendig sind, vermieden wird.
Andere Charakteristiken, Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung gehen aus der detaillierten nachstehenden Beschreibung und den beigeschlossenen Zeichnungen hervor, die nur als nicht-einschränkende Beispiele angegeben sind und in denen:
Fig.1 und 2, die vorstehend beschrieben sind, den Stand der Technik veranschaulichen;
Fig.3 ein schematisches Blockbild eines Funkhöhenmeßdetektors gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig.4 ein Beispiel der Realisierung eines Oszillator- Emitter- und Mischer-Moduls gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig.5 ein schematisches Blockbild einer perfektionierten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig.6A und 6B eine lineare Frequenzmodulation des Oszillators und die entsprechende Frequenzverschiebung F veranschaulichen; und
Fig.7A und 7B eine parabelförmige Frequenzmodulation des Oszillators und die entsprechende Frequenzverschiebung F veranschaulichen.
In Fig.3 ist ein Modul 10 ersichtlich, der an eine Antenne 30 gekoppelt ist und gleichzeitig als spannungsgesteuerter Oszillator und Mischer vergleichbar mit den in Fig.1 veranschaulichten und vorstehend erwähnten Modulen 1 und 4 dient.
Der Ausgang der Mischerstufe 10 ist mit einem selektiven Niederfrequenz-Filter 50 verbunden, das selbst am Eingang eines Komparators 60 angeschlossen ist, ähnlich den in Fig.1 veranschaulichten und vorstehend erwähnten Modulen 5 und 6.
Wie oben angegeben, umfaßt gemäß der vorliegenden Erfindung der Modulator 20 einen Digitalspeicher 21. Dieser ist mit dem Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators 10 durch einen dazwischengeschalteten Digital-Analog- Wandler 22 verbunden. Der Speicher 21 wird von einem Taktgeber 23 gesteuert. Vorzugsweise ist der Digitalspeicher 21 vom ROM-Speichertyp.
Der Digitalspeicher 21 enthält eine Serie von Werten, die auf Grund der Steuerung durch den Taktgeber 23 zyklisch dem Digital-Analog-Wandler 22 und von dort dem Oszillator 10 zugeführt werden, um das Frequenzmodulationsgesetz des letzteren zu definieren. Die im Digitalspeicher 21 enthaltenen Werte berücksichtigen die präzisen Charakteristiken des Oszillators 10 ungeachtet der Unterschiede der für die Ausbildung dieses Oszillators verwendeten Komponenten.
Nun wird die Struktur des in Eig.4 veranschaulichten Oszillator-Emitter- und Mischer-Moduls 10 beschrieben. Im wesentlichen umfaßt dieser Modul 10 einen Varaktor 11 (Diode mit variabler Kapazität), einen λ/4 Resonator 12, eine Stufe 13, die als Niederfrequenz-Verstärker, UHF-Verstärker und Mischer dient, und eine Stufe 14, die als UHF- Verstärker dient.
Der Varaktor 11 wird vom Ausgang des Digital-Analog-Wandlers 22 gesteuert. Der Varaktor 11 ist mit dem λ/4 Resonator 12 durch eine Verbindungskapazität C1 verbunden. Der λ/4 Resonator 12 ist mit einem positiven Anschluß +Vcc durch einen dazwischengeschalteten Polarisationswiderstand R1 verbunden. Die Stufe des NF- und UHF-Verstärkers und Mischers 13 umfaßt einen Transistor T1 vom npn-Typ, zwei Widerstände R2, R3 und eine Selbstinduktionsspule S1. Der Transistor T1 ist am gemeinsamen Emitter montiert. Seine Basis ist mit dem λ/4 Resonator 12 durch eine dazwischenge schaltete Verbindungskapazität C2 verbunden. Die Widerstände R2 und R3 sind in Serie zwischen dem Anschluß +Vcc und der Basis des Transistors T1 angeschlossen. Die Selbstinduktionsspule S1 ist zwischen dem Kollektor des Transistors T1 und dem gemeinsamen Punkt der Widerstände R2 und R3 montiert. Die Selbstinduktionsspule S1 ermöglicht die Isolierung der Niederfrequenz-Frequenzverschiebung ΔF (entsprechend einer Differenz der Augenblicksfrequenz zwischen der vom Oszillator erzeugten UHF-Welle und dem empfangenen Echo) des UHF-Signals. Die Frequenzverschiebung ΔF wird daher am gemeinsamen Punkt der Widerstände R2, R3 und der Selbstinduktionsspule 51 abgegriffen und zum selektiven NF- Filter 50 gerichtet, wobei gegebenenfalls ein Niederfrequenz-Verstärker dazwischen angeordnet ist.
Der Kollektor des Transistors T1 ist außerdem mit dem λ/4 Resonator 12 durch die dazwischengeschaltete UHF-Verstärkerstufe 14 verbunden. Die letztere umfaßt einen Transistor T2 vom npn-Typ, der am gemeinsamen Emitter und einem Widerstand R4 montiert ist. Der Kollektor des Transistors T1 ist mit der Basis des Transistors T2 durch eine dazwischengeschaltete Verbindungskapazität C3 verbunden. Der Widerstand R4 ist mit der Basis und dem Kollektor des Transistors T2 verbunden. Der Kollektor des Transistors T2 ist mit dem λ/4 Resonator 12 verbunden.
Selbstverständlich ist das Schema des in Fig.4 veranschaulichten Moduls 10 nur als nicht-einschränkendes Beispiel angegeben. Es ist jedoch die Kompaktheit und Einfachheit der in der Fig.4 dargestellten Ausführungsform ersichtlich.
Der λ/4 Resonator 12 kann direkt als Strahlungselement dienen, oder gegebenenfalls kann eine Antenne mit dem Resonator 12 gekoppelt sein.
Das Frequenzmodulationsgesetz des Oszillators 10, das im Digitalspeicher 21 gespeichert ist, kann einer linearen Modulation entsprechen, wie mit durchgehenden Linien in Fig.6A veranschaulicht ist. In diesem Fall bleibt die am Ausgang des Mischers 10 erhaltene Frequenzverschiebung ΔF für eine gleiche Distanz d konstant, die den Detektor vom Ziel trennt, wie mit durchgehenden Linien in Fig.6B veranschaulicht ist.
Die vom Digitalspeicher 21 definierte lineare Modulation kann außerdem einer Modulation mit symmetrischen Sägezähnen, wie in Fig. 6A veranschaulicht ist, oder auch einer Modulation mit nicht-symmetrischen Sägezähnen entsprechen.
Das Modulationsgeseytz, das durch die im Digitalspei cher 21 enthaltenen Werte definiert wird, ist jedoch nicht auf eine lineare Modulation beschränkt.
Auf an sich bekannte Weise kann das Modulationsgesetz beispielsweise vom sinusförmigen, parabelförmigen oder auch pseudozufälligen Typ sein.
Mit durchgehenden Linien ist in Fig.7A eine Parabelförmige Frequenzmodulation des Oszillators und in Fig. 7B die entsprechende Verschiebung ΔF veranschaulicht.
Derartige nicht-lineare Modulationsgesetze sind beispielsweise im Dokument US-A-3 109 172 angegeben, auf das zum Verständnis des Prinzips der Höhenmeßdetektierung durch nicht-lineare Frequenzmodulation des Oszillator-Emitters vorteilhaft bezuggenommen wird.
In dem Fall, in dem die Frequenzmodulation des Oszillators 10 nicht linear ist, variiert jedoch die am Ausgang des Mischers erhaltene Frequenzverschiebung ΔF im Laufe einer Modulationsperiode für eine gleiche Distanz d, die den Detektor vom Ziel trennt, in dem Maße, in dem die Steilheit des Modulationsgesetzes nicht konstant ist. Daher ist es wünschenswert, wenn das Frequenzmodulationsgesetz des Oszillator-Emitters 10 nicht linear ist, folglich die Frequenzen des Sperrbereichs des Filters 50 anzupassen. Zu diesem Zweck schlägt die vorliegende Erfindung, wie in Fig.5 veranschaulicht, in einer bevorzugten Ausführungsform die Verwendung eines spannungsgesteuerten und von einer Zentraleinheit 51 gesteuerten Filters 50 vor. Diese Zentraleinheit 51 ist außerdem mit einem Digitalspeicher 52 (vom ROM-Typ) verbunden, der Werte enthält, welche die Entwicklung des Einstellwertes der Frequenzverschiebung ΔF für eine spezifische Detektierungsdistanz d entsprechend dem im Digitalspeicher 21 festgelegten Modulationsgesetz definieren. So entspricht beispielsweise bei einem parabelförmigen Modulationsgesetz mit einer von der Mischerstufe 10 ausgegebenen Frequenzverschiebung ΔF auf Grund der Funkhöhenmeßdetektierung, die sich für eine gleiche Distanz d linear entwickelt, wie in Fig.7B veranschaulicht, das Gesetz der Verschiebung ΔF, das als Einstellwert im Digitalspeicher 52 gespeichert ist, einem linearen Gesetz.
In Fall einer sinusförmigen Frequenzmodulation des Oszillator-Emitters 10 entwickelt sich die von der Mischerstufe 10 ausgegebene Frequenzverschiebung sinusförmig für eine gleiche Distanz, die den Detektor vom Ziel trennt. Im Fall einer sinusförmigen Frequenzmodulation des Oszillator- Emitters ist daher das als Einstellwert im Digitalspeicher 52 gespeicherte Gesetz der Verschiebung ΔF sinusförmig.
Allgemein ausgedrückt berücksichtigt im Fall einer pseudozufälligen Frequenzmodulation des Oszillator-Emitters 10 das als Einstellwert im Digitalspeicher 52 gespeicherte Gesetz der Verschiebung ΔF das Gesetz der Entwicklung der Frequenzverschiebung ΔF, die vom Oszillator-Emitter 10 für eine gleiche Distanz d, welche den Detektor vom Ziel trennt, ausgegeben wird.
In den vorstehenden Erläuterungen wurde die Frequenzverschiebung Δf, die mit dem Doppler-Effekt verbunden ist, auf Grund der relativen Bewegung Detektor/Ziel nicht berücksichtigt. Die mit dem Doppler-Effekt verbundene Frequenzverschiebung Δf kann nämlich unter Verwendung einer Steilheit der Frequenzmodulation des Oszillator-Emitters vernachlässigt werden, da die Verschiebung ΔF, die auf die Funkhöhenmeßdetektierung zurückzuführen ist (und der Augenblicksdifferenz zwischen der Frequenz der vom Oszillator- Emitter 10 ausgesendeten Welle und der Frequenz der am Mischer nach der Reflexion am Ziel empfangenen verzögerten Welle entspricht), der Frequenzverschiebung Δf auf Grund des Doppler-Effekts weit überlegen ist.
Die mit dem Doppler-Effekt verbundene Frequenzverschiebung Δf legt sich nämlich über die Verschiebung ΔF. Zur Verbesserung der Meßpräzision kann daher diese mit dem Doppler-Effekt verbundene Frequenzverschiebung Δf berücksichtigt werden. Um zu vermeiden, daß das Filter 50 die Verschiebung Δf zurückwirft, ist es hingegen in diesem Fall vorteilhaft, die Steilheit der Modulation des Oszillator-Emitters 10 derart zu bestimmen, daß die Frequenzverschiebung ΔF, die am Ausgang des Mischers 10 erhalten wird und auf die Funkhöhenmeßdetektierung zurückzuführen ist (das heißt die Augenblicksdifferenz zwischen der Frequenz der vom Oszillator-Emitter ausgesendeten Welle, die in bezug auf das Ziel theoretisch immobil ist, und der nach der Reflexion am Ziel empfangenen Welle), die Größe der Verschiebung Δf auf Grund des Doppler-Effekts aufweist.
Als Beispiel weist im Fall eines Detektors, der sich mit einer Geschwindigkeit von 200 m/s bei einer mittleren Frequenz der ausgesendeten Welle mit einer Größe von 10 GHz bewegt, die Verschiebung Δf auf Grund des Doppler-Effekts eine Größe von 13 kHz auf. Um es dem Filter 50 zu ermöglichen, gleichzeitig die Frequenzverschiebung ΔF auf Grund der Funkhöhenmeßdetektierung und die Frequenzverschiebung Δf auf Grund des Doppler-Effekts zu berücksichtigen, kann die Steilheit der Frequenzmodulation des Oszillator-Emitters 10 derart bestimmt werden, daß die Frequenzverschiebung ΔF auf Grund der Funkhöhenmeßdetektierung eine Größe von 50 bis 100 kHz aufweist.
Außerdem entwickelt sich in dem Maße, in dem sich die Geschwindigkeit des Projektils im Verlauf der Bahn entwickelt, die Verschiebung Δf auf Grund des Doppler-Effekts ebenso stark. Wenn die Verschiebung Δf auf Grund des Doppler-Effekts in bezug auf die Verschiebung ΔF auf Grund der Funkhöhenmeßdetektierung nicht vernachlässigbar ist, ist es in diesem Fall vorteilhaft, wie in Fig.5 veranschaulicht, in einem Digitalspeicher 53 (vom ROM-Typ) das Geschwindigkeitsprofil des vorgesehenen Systems zu speichern; dieses Geschwindigkeitsprofil bestimmt ein Variationsgesetz der Verschiebung Δf auf Grund des Doppler-Effekts entsprechend der Frequenz (mittlere oder Augenblicksfrequenz) der ausgesendeten Welle.
Nun legt die Zentraleinheit 51 an das gesteuerte Filter 50 ein Steuersignal an, das gleichzeitig das im Speicher 52 gespeicherte Gesetz der Verschiebung ΔF und der Verschiebung Δf auf Grund des Doppler-Effekts entsprechend der Augenblicksgeschwindigkeit des Systems, die vom im Speicher 53 gespeicherten Geschwindigkeitsprofil abgeleitet wird, berücksichtigt. Es wird festgestellt, daß die Doppler-Verschiebung Δf von der Verschiebung ΔF abgezogen wird, wenn die Steilheit der Frequenzmodulation des Oszillators positiv ist. Im Gegensatz dazu wird die Doppler-Verschiebung Δf zur Verschiebung ΔF addiert, wenn die Steilheit der Frequenzmodulation des Oszillators negativ ist (siehe Fig.6A, 6B, 7A und 7B).
Vorteilhaft kann ein reelles Ziel von einem natürlichen Hindernis, wie einem Busch oder Strauch, durch welches das mit dem Höhenmeßdetektor gemäß der vorliegenden Erfindung versehene System hindurchgeht, durch einen mit dem Detektor assoziierten Magnetsensor 54 diskriminiert werden. Die Verwendung eines Magnetsensors 54 erweist sich als besonders vorteilhaft, wenn der Höhenmeßdetektor bei einem Projektil vorgesehen ist, das in einer bestimmten Distanz von einem metallischen Körper mit großem Volumen, wie einem Panzer, abgefeuert werden muß.
Wenn der Höhenmeßdetektor gemäß der Erfindung bei einer Munition verwendet werden muß, die in einer Höhe vom Boden abgefeuert wird, beispielsweise einer Panzerabwehrmunition, ist es notwendig, daß das verwendbare Echo in der Richtung des Ziels eine Amplitude aufweist, die dem parasitären Echo, das vom Boden kommt, klar überlegen ist. Daher ist die Verwendung einer Antenne vorteilhaft, die eine erhöhte Verstärkung in der Bewegungsrichtung aufweist. Wenn eine Rotation des Projektils mit der Bewegung kombiniert ist, ist außerdem die Verwendung einer Kreispolarisierung wünschenswert.
Der in Fig.3 veranschaulichte Funkhöhenmeßdetektor (wobei angenommen wird, daß sein Oszillator 10 linear frequenzmoduliert wird) erzeugt ein Validierungssignal am Ausgang des Komparators 60, das eingerichtet ist, um die Auslösung des Zünders sicherzustellen, wenn die folgenden beiden Bedingungen zutreffen:
- die am Ausgang des Mischers erhaltene Frequenzverschiebung ΔF fällt in das Durchlaßband des selektiven NF-Filters 50 und entspricht der ermittelten Distanz des Ziels, und
- die Amplitude des Echos des verwendeten Ziels, die vom Komparator 60 detektiert wird, ist ausreichend.
Diese Steuerung der Amplitude des empfangenen Echos ermöglicht nicht nur die Diskriminierung eines verwendeten Echos in der Bewegungsachse von einem radialen parasitären Echo, sondern auch die Aufhebung von Unsicherheiten bezüglich der Distanz, das heißt die Diskriminierung der Verzögerung τ auf Grund einer Distanz d, die durch die Verzögerungen τ + nT oder T ermittelt wird, die größeren Distanzen aber ebenso der Verschiebung ΔF entsprechen, stellt die Modulationsperiode dar. Diese Steuerung der Amplitude des Echos hat jedoch einfach die Steuerung zum Ziel, daß der Detektor in einen Bereich der Distanz in bezug auf das Ziel gesetzt wird, der die Distanz der ermittelten Auslösung d umfaßt, und kann nicht mit der grundlegenden Detektierung der Amplitude in Fall eines Systems auf Basis des Doppler-Effekts verglichen werden, gemäß dem es sich nicht um die Verifikation handelt, daß die Signalamplitude in einen gegebenen Bereich fällt, sondern um die Verifikation, daß die Signalamplitude einem genauen Wert entspricht.
Der in Fig.5 dargestellte weiterentwickelte Höhenmeßdetektor erzeugt das Validierungssignal am Ausgang des Komparators 60 angesichts der Auslösung des Zünders, wenn zusätzlich zur Verifikation der Amplitude am empfangenen Echo, die durch den Komparator 60 bewirkt wird, die am Ausgang des Mischers 10 erhaltene Frequenzverschiebung der Summe der Frequenzverschiebungen Δf und ΔF, die durch die Speicher 52 und 53 bestimmt werden, entspricht und daher dem angepaßten Durchlaßband des Filters 50 entspricht (es sei erneut darauf hingewiesen, daß die Verschiebung Δf von der Verschiebung ΔF abgezogen oder zu dieser addiert wird, je nachdem, ob die Steilheit der Frequenzmodulation Positiv oder negativ ist).
Zusätzlich kann, wie vorstehend angegeben, das Validierungssignal am Ausgang des Komparators 60 nur nach der Aktivierung eines assoziierten Magnetsensors 54 erzeugt werden. Die Sicherheit des Systems kann noch weiter erhöht werden, indem der Detektor mit einer chronometrischen Sicherheitsvorrichtung versehen wird, welche die Inbetriebnahme des Höhenmeßdetektors nur nach einer Zeit sicherstellt, die nach einem anfänglichen Moment der Abschuß des Systems oder der verwendeten Munition bestimmt wird. Diese bestimmte Zeit wird auf Basis einer Näherung der Distanz, die das Abschußsystem vom Ziel trennt, beispielsweise durch ein Telemeter gemessen, und der Bewegungsgeschwindigkeit definiert.
In den vorstehenden Erläuterungen wird angenommen, daß das Validierungssignal am Ausgang des Komparators 60 erzeugt wird, sobald die am Ausgang des Mischers 10 erhaltene Frequenzverschiebung momentan dem Durchlaßband des selektiven Filters 50 entspricht.
Zur weiteren Verbesserung der Detektierung kann nicht durch die Detektierung des Erreichens eines Einstellwertes in einem gegebenen Augenblick vorgegangen werden, sondern durch dynamische Verifikation, daß die Frequenzverschiebung am Ausgang des Mischers der erwarteten Entwicklung entspricht.
Mit anderen Worten besteht, wenn die Verschiebung Δf auf Grund des Doppler-Effekts in bezug auf die Verschiebung ΔF vernachlässigbar ist, die dynamische Detektierung aus der Verifikation, daß die Entwicklung der Verschiebung ΔF am Ausgang des Mischers 10 der im Speicher 52 gespeicherten Entwicklung des Einstellwertes entspricht.
Wenn die Verschiebung Δf auf Grund des Doppler-Effekts in bezug auf die Verschiebung ΔF nicht vernachlässigbar ist, besteht die dynamische Detektierung aus der Verifikation, daß die Entwicklung der Verschiebung ΔF am Ausgang des Nischers 10 der Summe der Effekte, die durch das im Speicher 52 gespeicherte Gesetz des Einstellwertes (für ffi\F) und das im Speicher 53 gespeicherte Gesetz des Einstellwertes (für Δf) definiert werden, entspricht. Es sei erneut darauf hingewiesen, daß die Verschiebung Δf von der Verschiebung ΔF bei einer positiven Steilheit der Frequenzmodulation abgezogen wird und im Gegensatz dazu zur Verschiebung ΔF bei einer negativen Steilheit der Frequenzmodulation addiert wird.
Die dynamische Detektierung kann für eine Modulationsperiode, einen Teil der Modulationsperiode oder auch eine Vielzahl von Modulationsperiode erfolgen.
Die Höhenmeßdetektor gemäß der vorliegenden Erfindung kann bei zahlreichen Systemen, insbesondere vielen Munitionstypen, wie Fliegerbomben, Flugkörpern, Raketen, Unterwassermunitionen, Luftsprengkörpern, Granaten oder anderen, verwendet werden.
Der Näherungshöhenmeßdetektor gemäß der Erfindung hat den Vorteil, daß er eine reduzierte Größe aufweist, gegenüber dem Auftreffen eines Projektils unempfindlich ist, in konstanter Höhe eines Hindernisses ausgelöst wird, leicht steuerbar und unabhängig von der Beschaffenheit des Ziels ist sowie bei jeder Geschwindigkeit funktioniert.
Außerdem weist der Höhenmeßdetektor gemäß der vorliegenden Erfindung eine gute Immunität in bezug auf Gegenmaßnahmen auf. Diese Immunität resultiert unter anderem aus der Beschaffenheit des verwendeten Signals, nämlich einem frequenzmodulierten Signal, der Notwendigkeit der gleichzeitigen Detektierung mehrerer präziser Informationen zur Betätigung der Auslösung (ΔF, Δf, Höhe der Amplitude, gegebenenfalls magnetische Detektierung), der Verzögerung der Inbetriebnahme in bezug auf den Abschuß, die gegebenenfalls durch eine chronometrische Sicherheitsvorrichtung erteilt wird. Schließlich ist ersichtlich, daß das Gesetz der Frequenzmodulation jedes Detektors entsprechend den spezifischen Charakteristiken des betreffenden Oszillator-Emitters definiert wird. Mit anderen Worten ist die Modulation nicht auf eine Standard-Frequenz zentriert. Sie kann beträchtlich und auf zufällige Weise zwischen zwei Detektoren variieren.
Es ist klar, daß die vorliegende Erfindung nicht auf besondere Ausführungsformen, die eben beschrieben wurden, beschränkt ist, sondern alle Varianten gemäß ihrem Prinzip umfaßt.

Claims

1. Funkhöhenmeßdetektor, vom Typ mit:

- einem Oszillator-Emitter (10),

- einem Modulator (20), der zum Modulieren der Frequenz des Oszillator-Emitters gemäß einem festgelegten Gesetz eingerichtet ist, wobei der Modulator (20) einen Digitalspeicher (21) umfaßt, der eine Serie von Werten enthält, die das Gesetz der Frequenzmodulation des Oszillator-Emitters (10) definieren, welche Werte die präzisen Charakteristiken des Oszillators (10) ungeachtet der Unterschiede der für die Ausbildung dieses Oszillators verwendeten Komponenten berücksichtigen,

- einem Mischer, der das vom Oszillator-Emitter (10) ausgegebene Signal und ein entsprechendes von einem Ziel reflektiertes Echosignal empfängt,

- einer Diskriminierungsschaltung (50, 60), die am Ausgang des Mischers angeschlossen ist und ein Filter (50) umfaßt, das empfindlich auf eine Frequenzverschiebung ΔF eingestellt ist, die mit der Zeit verbunden ist, die für den Hin- und Rückweg des vom Oszillator-Emitter ausgegebenen und am Ziel reflektierten Signals ermittelt wird,

- einem Digital-Analog-Wandler (22), der zwischen dem Oszillator-Emitter (10) und dem Digitalspeicher (21) angeordnet ist,

- einem Taktgeber (23), der den Digitalspeicher (21) steuert,

dadurch gekennzeichnet, daß er ferner einen Zusatzdigitalspeicher (52) umfaßt, der eine Serie von Werten enthält, die ein Variationsgesetz der FunkhöhenmeßVerschiebung ΔF entsprechend dem im Digitalspeicher (21) enthaltenen Frequenzmodulationsgesetz des Oszillator-Emitters definieren.

2. Funkhöhenmeßdetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Digitalspeicher (21) eine lineare Frequenzmodulation für den Oszillator-Emitter definiert.

3. Funkhöhenmeßdetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Digitalspeicher (21) eine sinusförmige Frequenzmodulation des Oszillator-Emitters (10) definiert.

4. Funkhöhenmeßdetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Digitalspeicher (21) eine parabelförmige Frequenzmodulation des Oszillator-Emitters (10) definiert.

5. Funkhöhenmeßdetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Digitalspeicher eine pseudozufällige Frequenzmodulation des Oszillator-Emitters (10) definiert.

6. Funkhöhenmeßdetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß er ferner eine Zentraleinheit (51) umfaßt, die ein gesteuertes Filter (50) steuert, das am Ausgang des Mischers (10) angeschlossen ist, um die Frequenz des Sperrbereichs des gesteuerten Filters (50) entsprechend dem im Zusatzdigitalspeicher (52) gespeicherten Variationsgesetz der FunkhöhenmeßVerschiebung ΔF anzupassen.

7. Funkhöhenmeßdetektor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Zentraleinheit (51) dynamisch verifiziert, daß die Entwicklung der Frequenzverschiebung am Ausgang des Mischers (10) dem im Zusatzdigitalspeicher (52) gespeicherten Variationsgesetz der der FunkhöhenmeßVerschiebung ΔF entspricht.

8. Funkhöhenmeßdetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß er ferner einen zweiten Digitalspeicher (53) umfaßt, der eine Serie von Werten enthält, die das Geschwindigkeitsprofil des vorgesehenen Systems und hiervon ein Entwicklungsgesetz einer DopplerVerschiebung Δf definieren.

9. Funkhöhenmeßdetektor nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß er ferner eine Zentraleinheit (51) umfaßt, die ein gesteuertes Filter, das am Ausgang des Mischers (10) angeschlossen ist, auf Basis der im Zusatzspeicher (52) und im zweiten Speicher (53) enthaltenen Informationen steuert.

10. Funkhöhenmeßdetektor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Zentraleinheit (51) dynamisch verifiziert, daß die Entwicklung der Frequenzverschiebung am Ausgang des Mischers (10) der Summe der FunkhöhenmeßVerschiebung ΔF und der DopplerVerschiebung Δf, die durch den Zusatzdigitalspeicher (52) und den zweiten Digitalspeicher (53) definiert werden, entspricht.

11. Funkhöhenmeßdetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß er einen am Ausgang eines Filters (50) angeschlossenen Komparator (60) umfaßt, wobei der Komparator eine Amplitudendiskriminierung vornimmt.

12. Funkhöhenmeßdetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der verwendeten Digitalspeicher (21, 52 und 53) vom ROM-Speichertyp ist.

13. Funkhöhenmeßdetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator-Emitter und der Mischer (10) aus einem Varaktor (11), einem Resonator (12), einer Transistorstufe (13), die als NF-Verstärker, UHF-Verstärker und Mischer dient, und einer Transistorstufe (14), die als UHF-Verstärker dient, gebildet sind.

14. Funkhöhenmeßdetektor nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die als NF-Verstärker, UHF-Verstärker und Mischer dienende Transistorstufe (13) eine Selbstinduktionsspule (S1) aufweist, die zum Trennen der Niederfrequenz-FunkhöhenmeßVerschiebung ΔF vom UHF-Signal dient.

15. Funkhöhenmeßdetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die UHF-Transistorstufe (14) den Ausgang der Transistorstufe (13), die als NF-Verstärker, UHF-Verstärker und Mischer dient, mit dem Resonator (12) verbindet.

16. Funkhöhenmeßdetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß er ferner eine chronometrische Sicherheitsvorrichtung, die die Inbetriebnahme des Detektors verzögert, umfaßt.

17. Näherungszünder, mit einem Funkhöhenmeßdetektor nach einem der Ansprüche 1 bis 16.