DE69836955T2

DE69836955T2 - Verfahren und vorrichtung zur entfernungsbestimmung

Info

Publication number: DE69836955T2
Application number: DE69836955T
Authority: DE
Inventors: Sune Axelsson
Original assignee: Saab AB
Current assignee: Saab AB
Priority date: 1997-02-28
Filing date: 1998-02-27
Publication date: 2007-10-18
Anticipated expiration: 2018-02-28
Also published as: ES2280091T3; EP0965053A2; SE519095C2; WO1998038526A2; NO994152D0; WO1998038526A3; SE9700724L; NO994152L; EP0965053B1; DE69836955D1

Description

Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Bestimmen von Entfernungen beispielsweise in einer Radaranlage mittels ausgesendeter und reflektierter elektromagnetischer Wellen, insbesondere zum Bestimmen von kurzen Entfernungen zu einer reflektierenden Fläche.
Hintergrund
Die Radartechnik befasst sich mit dem Erfassen und Bestimmen von Entfernungen zu Objekten. Zu diesem Zweck werden in geeigneten Frequenzbereichen liegende Mikrowellen verwendet, die auch Radarwellen genannt werden. Zur genauen Bestimmung von Entfernungen, so beispielsweise zum Bestimmen kurzer Entfernungen zu einem Objekt, wird vorzugsweise ein frequenzmoduliertes Radar mit einer kontinuierlich ausgesendeten Welle, ein sogenanntes FMCW-Radar, verwendet, das allgemein in dem Buch „Introduction to Radar Systems" von M. I. Skolnik, zweite Auflage, McGraw-Hill Book Company 1981, Seiten 81 bis 98, beschrieben ist.
Eine derartige Vorrichtung, die zur Bestimmung sowohl weiter wie auch kurzer Entfernungen eingesetzt werden kann, ist in dem US-Patent mit der Nummer US-A-2,907,023 von Skinner offenbart. Eine frequenzmodulierte Radarwelle wird mit einer Dreiecks- oder Sägezahnmodulation ausgesendet. Geeignete Frequenzkomponenten des empfangenen Signals werden bei Frequenzen ausgefiltert, die gleich Vielfachen der Modulationsfrequenz sind, und es werden die Amplituden derjenigen Komponenten verglichen, die man nach dem Entfernen einer starken sinusförmigen Abhängigkeit von der Entfernung erhält. Zum Zwecke des Vergleiches wird ein Steuersignal eingesetzt. Der Vergleich muss jedoch nur bei Amplitudenwerten oberhalb eines bestimmten Schwellenniveaus vorgenommen werden, das schwierig zu bestimmen sein kann. Die Anordnung aus dem Stand der Technik ist für eine fehlerhafte Bestimmung anfällig, was von der Tatsache herrührt, dass ein ausgesendetes Signal beispielsweise von einer großen hinter einem Ziel befindlichen Fläche reflektiert werden kann, sodass ein vergleichsweise starkes empfangenes Signal, das von dieser Fläche reflektiert worden ist, erfasst wird. Beim Ausfiltern der geeigneten Frequenzkomponenten erhält man Amplituden mit einer komplizierten Abhängigkeit von der Entfernung, weshalb die verwendete Gleichheitsbedingung wenig Information über die Entfernung enthält. Darüber hinaus müssen Filter, die fest auf Frequenzen in Verknüpfung mit der Modulationsfrequenz abgestimmt sind, verwendet werden, weshalb es schwierig ist, die Modulationsfrequenz zu modifizieren oder zu variieren.
In der schwedischen Patentanmeldung von Saab-Scania AB, die zur öffentlichen Auslegung unter der Nummer 435874 veröffentlicht worden ist, wird darüber hinaus eine Radaranlage beschrieben, die zur Bestimmung von Entfernungen zu einem bewegten Körper verwendet werden kann. Diese Radaranlage setzt ein kontinuierliches Sendersignal ein, das sinusförmig frequenzmoduliert und mit dem empfangenen von einer Fläche reflektierten Echosignal gemischt wird. Das auf diese Weise erhaltene Signalspektrum umfasst unter anderem eine Mehrzahl von Tönen in Verknüpfung mit der Modulationsfrequenz, das heißt Signalkomponenten mit Frequenzen, die gleich ganzzahligen Vielfachen der Modulationsfrequenz sind. Wenn die starke Abhängigkeit von der Entfernung entfernt worden ist, variieren die Amplituden der Töne mit der Entfernung als Bessel-Funktionen J_n erster Art.
Aus diesem Signalspektrum werden zwei Bänder extrahiert, wobei beide um eine vorbestimmte Doppler-Frequenz f_d herum, die durch die Relativgeschwindigkeit v der Radaranlage und des Zieles und die Wellenlänge (λ) des Radarsignals entsprechend f_d = 2v/λ bestimmt ist, und um die doppelte Modulationsfrequenz herum gegeben sind. Die Signalstärken in diesen beiden Frequenzbändern variieren als Absolutwert der Bessel-Funktionen J₀ beziehungsweise J₂ zusätzlich zu der starken periodischen Abhängigkeit von der Entfernung, die oben bereits beschrieben worden ist. Schließlich wird ein Differenzsignal gebildet, indem die Differenz dieser beiden Signale gebildet wird, wobei dieses Differenzsignal dann eine ziemlich steil ansteigende Charakteristik aufweist, das heißt, das Niveau des Ausgangssignals wird stark verändert, wenn die Anlage näher als eine vorbestimmte kurze Entfernung an dem reflektierenden Ziel befindlich ist. Das Differenzsignal kann zudem dadurch verbessert werden, dass die Signale vor der Bildung der Differenz verstärkt werden, wodurch eine gewichtete Differenz erzeugt wird.
Dieses Verfahren aus dem Stand der Technik ist in 3a bis 3c dargestellt, wobei in dem Diagramm von 3a die Bessel-Funktionen J₀(X) und J₂(X) in Abhängigkeit von einer dimensionslosen Größe X dargestellt sind, die entsprechend dem Ausdruck X = (2πΔfR)/czu einer Entfernung R proportional ist, wobei Δf den Frequenzhub bei der Modulation, so beispielsweise 10 MHz, und c die Lichtgeschwindigkeit bezeichnen. Die Absolutwerte der Funktionen ergeben sich aus dem Diagramm von 3b, während eine auf geeignete Weise gewichtete Differenz in dem Diagramm von 3c gezeigt ist, und zwar genau wie oben als Funktionen der Größe X. In 3c wird der Gewichtungsfaktor d = 1,5 verwendet, weshalb die gezeigte Funktion folgendermaßen lautet: |J0(X)| – 1,5·|J2(X)|
Die Figuren enthalten keine vollkommen richtigen Darstellungen, da die Amplitude eines reflektierten Signals auch eine Abhängigkeit von der Entfernung, was von der Signalausbreitung herrührt, zudem eine Abhängigkeit von der eingesetzten Antenne und schließlich auch eine Abhängigkeit von der Größe des reflektierenden Bereiches aufweist. Die Abhängigkeit von der Entfernung kann von verschiedenen Arten sein, sodass die Amplitude des Echosignals beispielsweise proportional zu R^–1 oder R^–2 sein kann. Dies bedeutet, dass der Absolutwert des Differenzsignals bei großen Werten von X und damit bei großen Entfernungen R starker abfällt, als dies in 3c gezeigt ist. Es sind in 3 und 4 der genannten schwedischen Patentanmeldung Kurven gezeigt, die denjenigen in 3e und 3c entsprechen, in denen die Signale durch R geteilt sind, wohingegen in der beigefügten 3c die bloße Differenz gezeigt ist, ohne dass irgendeine Abhängigkeit von der Entfernung Berücksichtigung gefunden hätte.
Entsprechend dem vorgenannten US-Patent von Skinner wird davon ausgegangen, dass eine gewünschte Entfernung erreicht wird, wenn zwei ausgefilterte Amplituden miteinander übereinstimmen, das heißt, wenn ihre Differenz gleich Null ist. Eine Abhängigkeitsbedingung kann gleichwohl dergestalt ausfallen, dass bei Gleichheit die Amplituden nicht nahezu Null sind, da man sonst Gleichheit bei allen gemeinsamen Nullstellen erhält. Darüber hinaus werden vergleichsweise hohe Vielfache der Modulationsfrequenzen verwendet; es werden nämlich die Vielfachen 7, 9 und 11, 12 erwähnt. Eine derartige Erfassung führt, wie sich aus der vorstehenden Diskussion ergibt, leicht zu fehlerhaften Ergebnissen. Entsprechend der genannten schwedischen Patentanmeldung wird anstatt dessen davon ausgegangen, dass eine gewünschte Entfernung erreicht worden ist, wenn die gewichtete Differenz zweier Signale für zunehmende Werte der Differenz einen positiven Schwellenwert erreicht. Die beiden Signale werden auf geeignete Weise derart ausgewählt, dass bei Entfernungen um die gewünschte Entfernung herum oder kleiner als diese das Differenzsignal monoton stark zunehmende Werte aufweist, wenn die Entfernung sinkt. Bei Entfernungen, die kleiner als die gewünschte Entfernung sind, weist das Differenzsignal nur kleine Bereiche mit positiven Werten auf, wobei es in diesen Bereichen kleine Maximalwerte aufweist. Dies führt zu einer merklich sichereren Erfassung als bei demjenigen Verfahren, das in dem US-Patent beschrieben ist.
In der schwedischen Patentanmeldung von Svenska Philipsföretagen AB, die unter der Nummer 430537 zur öffentlichen Auslegung veröffentlicht worden ist, wird ein Annäherungszünder einer Art offenbart, die ähnlich derjenigen in der genannten schwedischen Patentanmeldung von Saab-Scania AB ist. Beim Vergleich der Ergebnisse beider Zweige einer Detektorbaugruppe kann eine Kombination der Doppler-Komponenten D_a1 – 1/2·D_a2 als Signal bei dem Vergleich verwendet werden, wohingegen das andere Signal D_a2 – 1/2·D_a3 ist. Hierbei sind D_a1, D_a2, D_a3 augenscheinlich Funktionen, die man für eine Sägezahnmodulation erhält, die J₁, J₂ beziehungsweise J₃ für eine sinusförmige Modulation entsprechen.
In dem US-Patent 4,660,040 von Grandos wird eine Zielerfassungsvorrichtung offenbart, bei der eine Trägerfrequenz mit einer Dreieckswelle moduliert und von einem Sensor zu einem Ziel gesendet wird. Das von dem Ziel empfangene Signal wird mit einem Teil des gesendeten Signals gemischt. Wenigstens zwei Harmonische der Modulationsfrequenz werden aus dem Ausgang des Mischers ausgefiltert und synchron mit einer Harmonischen derselben Frequenz erfasst, um ein Doppler-Signal zu erhalten, das erfasst und an einen Komparator weitergeleitet wird.
Wie vorstehend ausgeführt worden ist, kann man für den Fall, dass sich das in Rede stehende Ziel vor einer großen stark reflektierenden Fläche befindet, von dieser Fläche ein reflektiertes starkes Signal erhalten, das erfasst wird, während es gleichzeitig mit dem gewünschten Signal überlagert ist. Bei dieser großen reflektierenden Fläche können diejenigen Bereiche in dem Differenzsignal, die von dessen reflektiertem Signal herstammen, wo positive Werte vorhanden sind, derart große Maximalwerte erhalten, dass der Schwellenwert erreicht wird. Man erhält dann augenscheinlich eine fehlerhafte Erfassung. Die abgeleiteten Amplituden sind für den Fall, der eine Mehrzahl reflektierter Signale umfasst, die zur selben Zeit empfangen worden sind, auf komplizierte Weise von jedem der Signale abhängig.
Gesteigerte Sicherheit bei fehlerhafter Erfassung kann man dadurch erhalten, dass man den Schwellenwert auf einen höheren Wert einstellt, wobei eine derartige Einstellung jedoch zu einer unsicheren Bestimmung der Entfernung führt, da das reflektierte Signal stark von der Zielfläche abhängig ist, was in 3 der genannten schwedischen Patentanmeldung von Svenska Philipsföretagen AB gezeigt ist. Man strebt daher eigentlich an, die Erfassung beim Nulldurchgang beim niedrigsten Entfernungswert vorzunehmen, vergleiche hierzu die begleitende 3c. Dies ist selbstredend nicht möglich, da eine Mehrzahl von Nulldurchgängen vorhanden ist. Ein Kompromiss besteht darin, den Schwellenwert bei einem niedrigen Wert zu wählen, sodass der entsprechende Entfernungswert stets für Zielbereiche oder Echoflächen verschiedener Größe in der Nähe des beabsichtigten Nulldurchganges liegt. Dann muss eine Manipulation derart erfolgen, dass die Funktion, die für den ausgewählten Schwellenwert verwendet wird, eine ausreichende Sicherheit gegen eine fehlerhafte Erfassung bereitstellt. Bei der Auswahl der Funktion und der Signalparameter müssen erlaubte Frequenzwerte und mögliche Signalleistungen berücksichtigt werden. Die Funktion sollte derart ausgewählt werden, dass die Maximalwerte in den erwähnten Bereichen mit positiven Werten wiederum möglichst klein, das heißt sehr nahe bei Null, sind, sowie derart, dass die übrigen Bereiche so kurz wie möglich sind, damit die allgemeine Form des Differenzsignals erhalten bleibt.
Um Funktionen mit demselben allgemeinen Erscheinungsbild wie dasjenige der Funktion von 3c insbesondere für kleine Argumente zu erhalten, sollten primär Bessel-Funktionen niedriger Ordnung und entsprechende Funktionen für eine Dreiecksmodulation verwendet werden, da Funktionen höherer Ordnungen Bereiche aufweisen, die maximale Absolutwerte für große Argumente umfassen, und zwar im Allgemeinen in Bereichen, wo das Argument X annähernd gleich der Ordnung der Funktion ist, was in 5 des genannten US-Patentes 2,907,032 dargestellt ist. Dies bedeutet wiederum, dass die Erfassung der Signalkomponenten in dem empfangenen Echosignal bei niedrigen Vielfachen der Modulationsfrequenz erfolgen soll. Dies führt zu dem zusätzlichen Vorteil, dass die Abhängigkeit von R^–1 oder R^–2 zur Verringerung der Werte innerhalb der erwähnten Bereiche mit positiven Werten im Vergleich zu Werten innerhalb des Bereiches in der Nähe des Nullargumentes oder der Nullentfernung beiträgt, wo die Erfassung vorgenommen werden soll. Um das Erscheinungsbild entsprechend 3c beizubehalten, muss auch das Differenzsignal oder eines der Signale, aus denen dieses gebildet ist, einen Wert aufweisen, der bei einer Nullentfernung von Null verschieden ist, und zwar auch in demjenigen Fall, in dem die Abhängigkeit von R^–1 und R^–2 vernachlässigt wird.
Bei der Bestimmung kurzer Entfernungen werden Annäherungssensoren verwendet, die derart ausgestaltet sein können, dass sie ein Signal bereitstellen, wenn die Sensoren näher als eine vorbestimmte Entfernung am Ziel sind. Bei der Bestimmung von Entfernungen von einem Roboter oder einem ähnlichen Projektil wird üblicherweise ein Annäherungssensor mit einem radarbasierten Entfernungserfassungsmittel des vorstehend beschriebenen Typs verwendet, der Annäherungszünder genannt wird. Der Zweck eines Annäherungszünders besteht darin, in einer vorbestimmten geeigneten Entfernung von dem Ziel eine Ladung zu zünden, die von dem Roboter oder dem Projektil getragen wird. Es ist augenscheinlich, dass die Entfernung, bei der der Annäherungszünder seinen Zündpuls bereitstellt, korrekt eingestellt und auch korrekt gemessen werden muss, was höchst wichtig ist, da eine fehlerhafte derartige Einstellung oder eine fehlerhafte derartige Messung die gewünschte Wirkung des Roboters oder Projektils auf das Ziel vollständig oder teilweise beseitigt.
Die vorstehend beschriebenen Verfahren aus dem Stand der Technik weisen damit merkliche Beschränkungen beispielsweise bei der Bestimmung der Entfernung von einer erhöht in der Luft befindlichen Position zu einer in geringer Höhe über der Erdoberfläche befindlichen Fläche auf. Wird ein Annäherungszünder bei geringen Höhen verwendet, so können Reflexionen von dem darunter befindlichen Boden oder einer darunter befindlichen Wasserfläche mit dem gewünschten Signal, das heißt mit dem Signal, das von dem gewünschten Ziel reflektiert worden ist, stark interferieren. Schlimmstenfalls kann dies dazu führen, dass das von dem Ziel reflektierte Signal vollständig unterdrückt wird oder dass der Annäherungszünder seinen Zündpuls in der falschen Entfernung auslöst.
Bei einer Erfassung um ausgewählte Frequenzen herum wird prinzipiell entsprechend dem Verfahren aus dem Stand der Technik zunächst ein Mischen des empfangenen Signals mit einem Verlustsignal (leak signal) des Senders vorgenommen. Anschließend werden auf geeignete Frequenzen abgestimmte Bandpassfilter eingesetzt, die Vielfache der modulierten Frequenz darstellen, worauf sich eine Hüllkurvenerfassung anschließt. Die Bandpassfilter weisen Passbänder mit einer Breite auf, die ungefähr der Doppler-Frequenz entspricht. Hierbei ist ein Nachteil dahingehend vorhanden, dass bei einer großen Änderung der Modulationsfrequenz auch das Passband der abgestimmten Filter verschoben werden muss, was insbesondere in dem Fall zutrifft, in dem höhere Vielfache erfasst werden sollen. Entsprechend der genannten schwedischen Patentanmeldung von Saab-Scania AB kann jedoch in einem Kanal eine Kohärenzerfassung nach einer Filterung um das gewünschte Vielfache der Modulationsfrequenz herum vorge nommen werden. Anschließend wird das Signal in Bandpassfiltern mit Passbändern um die Doppler-Frequenz herum und mit oberen Grenzfrequenzen gefiltert, die niedriger als die halbe Modulationsfrequenz sind. Dabei werden keine abgestimmten Filter benötigt, da die entsprechenden Effekte mittels des Steuersignals, das bei der Kohärenzerfassung eingesetzt wird, erzielt werden.
Zusammenfassung
Eine Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Radaranlage und mittels derartiger Anlagen ausgeführte Messverfahren bereitzustellen, durch die Bestimmungen von Entfernungen mit besserem Leistungsvermögen vorgenommen werden können, als dies im Stand der Technik bislang möglich ist. Insbesondere besteht eine Aufgabe darin zu verhindern, dass ein Signal, das angibt, dass die Anlage näher als eine vorbestimmte Entfernung an einem Ziel ist, in einer falschen Entfernung auslöst, oder zu verhindern, dass ein großes unerwünschtes Signal von einem anderen als dem gewünschten Reflektor oder allgemein von einer reflektierenden Fläche außerhalb des Ziels unterdrückt wird, wodurch das von dem Ziel stammende Signal überlagert oder verborgen wird, das heißt, die Aufgabe besteht allgemein darin, dass ein kleines gewünschtes Signal, das die Entfernung zu einem betrachteten Zielbereich angibt, auf sichere Weise ermittelt werden soll.
Damit besteht eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, Radaranlagen und von diesen Radaranlagen ausgeführte Messverfahren bereitzustellen, durch die ein Signal erzeugt wird, das die Entfernung eines gewünschten Ziels angibt, wobei bei der Signalerzeugung interferierende Beimischungen in das Signal von Wasser oder Bodenflächen, die in der Nähe des Zieles befindlich sind, so beispielsweise von Flächen, die von der Radaranlage aus betrachtet unter oder hinter dem Ziel befindlich sind, verringert werden.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, Radaranlagen und von derartigen Radaranlagen ausgeführte Messverfahren bereitzustellen, durch die ein Signal erzeugt wird, das die Entfernung zu einem gewünschten Ziel angibt, wobei der Einfluss auf das Signal wirkender interferierender Beimischungen von wiederholt interferierenden Sendern entfernt oder zumindest effektiv vermindert werden kann.
Es wird damit eine Radaranlage bereitgestellt, bei der man Seitenkeulen verringerter Entfernung außerhalb des Erfassungsbereiches der Radaranlage in Abhängigkeit von den Entfernungen verschiedener Ziele/Flächen erhält.
Die gewünschte Signalform, die in einer Radaranlage gebildet werden soll und die die Entfernung eines gewünschten Zieles angibt, ist entsprechend der Diskussion im Zusammenhang mit dem Stand der Technik idealerweise eine Funktion, die Werte aufweist, die bei Entfernungen gleich Null sind, die größer als eine bestimmte Minimalentfernung sind, und die im Wesentlichen unendliche positive Werte bei Entfernungen aufweisen, die kleiner als die Minimalentfernung sind, das heißt, bei Entfernungen, die unter die Minimalentfernung sinken, nehmen die Werte der Funktion sehr stark zu. Bei einer derartigen Funktion kann man einen geeigneten Schwellenwert entsprechend vorstehender Diskussion derart bestimmen, dass genau dann, wenn die Funktion diesen Wert überschreitet, man mit großer Sicherheit näher als eine Minimalentfernung an ein gewünschtes Ziel herangekommen ist, sodass die wahre Entfernung zeitbedingt nicht auf einen Wert fallen konnte, der bei gängigerweise verwendeten Annäherungsgeschwindigkeiten sehr weit unter die Minimalentfernung liegt. Der Nullwert für größere Entfernungen, der bei bekannten Vorgehensweisen den wiederholten Nulldurchgängen entsprechend vorstehender Diskussion entspricht, kann darüber hinaus zur Bestimmung des Nullniveaus verwendet werden, aus dem der Schwellenwert gezählt oder bestimmt wird. Die bekannten Funktionen vom Bessel-Typ oder der entsprechende Typ einer Dreiecksmodulation werden derart modifiziert, dass das erhaltene Signal immer noch der idealen Signalform ähnelt. Die Maximalwerte in den Bereichen mit positiven Werten werden möglichst klein ausgestaltet, und diese Bereiche werden möglichst kurz gemacht. Die gewünschte Modifizierung wird dabei dadurch erreicht, dass prinzipiell dasselbe Vorgehen, wie im Zusammenhang mit der schwedischen Patentanmeldung von Saab-Scania AB beschrieben worden ist, eingesetzt wird, sowie dadurch, dass in wenigstens einem der Kanäle eine geeignet gewählte Linearkombination von Bessel-Funktionen oder entsprechenden Funktionen für andere Modulationsfälle gebildet wird. Die Linearkombination ist eine Kombination von entweder nur geradzahligen oder nur ungeradzahligen Bessel-Funktionen oder entsprechenden Funktionen, am häufigsten von Bessel-Funktionen und entsprechenden Funktionen niederer Ordnung, was sich aus der vorstehenden Diskussion ergibt.
Damit können allgemein beispielsweise Signale mit Amplituden entsprechend geeignet gewählten Linearkombinationen aus Bessel-Funktionen erfasst werden, die bei Entfer nungen, die größer als die Minimalentfernung sind, das heißt bei Entfernungen, die größer als die kleinere Nullstelle sind, stärker mit der Entfernung zunehmen, als dies bei der Kombination aus J₀ und J₂ der Fall ist, was vorstehend in der genannten Patentanmeldung SE6713687-9 beschrieben worden ist. Dies führt dazu, dass der Schwellenwert mit größerer Sicherheit bestimmt werden kann, wodurch es für interferierende Signale und Rauschen schwieriger wird, Einfluss auf das Signal zu nehmen, und wodurch eine Erfassung dessen, dass sich die erfassende Anlage näher als eine Minimalentfernung an einem Ziel befindet, sicherer wird.
Darüber hinaus kann bei der auf bekannte Weise erfolgenden Frequenzmodulation die Form einer Dreiecksmodulation anstelle einer Sinusform verwendet werden, was dazu führt, dass die Amplitude der Obertöne der Modulationsfrequenz nach dem Mischer des Empfängers keinen Bessel-Funktionen erster Art, sondern anstatt dessen anderen Funktionen entspricht, die ihrem Aussehen nach den Bessel-Funktionen erster Art ähneln, die jedoch Bereiche aufweisen, die stärker mit der Entfernung abnehmen, das heißt, die Hüllkurven der erhaltenen Funktionen steigen stärker mit der Entfernung als die Hüllkurven der entsprechenden einfachen Bessel-Funktionen. Werden entsprechend der vorstehenden Diskussion Linearkombinationen verschiedener Töne der Funktionen in dem Empfänger erzeugt, wobei die Funktionen entstehen, wenn das gesendete frequenzmodulierte Signal für die Dreiecksmodulation mit dem empfangenen reflektierten Signal gemischt wird, so sind weitere Verbesserungen im Zusammenhang mit der Abhängigkeit von der Entfernung erreichbar.
Mit der Absicht einer noch sichereren Bestimmung dessen, dass bei der Annäherungszünderanwendung Zündpulse in falschen Entfernungen in demjenigen Fall ausgelöst werden, dass Interferenzen in Form wiederholt interferierender Sender auftreten, kann das gesendete Signal mittels eines Modulationssignals moduliert werden, das eine mit der Zeit variierende Frequenz aufweist, so beispielsweise dadurch, dass die Frequenz oder Phase des Modulationssignals von einem Rauschsignal gesteuert wird. Als Alternative hierzu kann die Modulationsfrequenz mit der Zeit entsprechend einem vorbestimmten mehr oder weniger komplizierten Muster, das schwierig vorherzusagen ist, mit der Zeit geändert werden.
Zusätzliche Aufgaben und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung, erschließen sich teilweise von selbst aus der Beschreibung oder ergeben sich durch die praktische Umsetzung der Erfindung. Die Aufgaben und Vorteile der Er findung können mittels der Verfahren, Vorgehensweisen, Gerätschaften und Kombinationen, auf die insbesondere in den beigefügten Ansprüchen verwiesen wird, verwirklicht und erhalten werden.
Kurzbeschreibung der Zeichnung
Während die neuartigen Merkmale der Erfindung insbesondere in den beigefügten Ansprüchen niedergelegt sind, kann man ein vollständiges Verständnis der Erfindung sowohl mit Blick auf Vorgehensweisen wie auch mit Blick auf deren Gehalt sowie der vorgenannten und weiteren Merkmale derselben aus einer Betrachtung der nachfolgenden Detailbeschreibung nicht beschränkender Ausführungsbeispiele gemäß nachfolgender Beschreibung unter Bezugnahme auf die begleitende Zeichnungen erhalten. Zudem ergibt sich eine bessere Einschätzung der Erfindung aus der nachfolgenden Zeichnung, die sich wie folgt zusammensetzt.
1 ist ein Blockdiagramm einer Radarvorrichtung in einem Annäherungszünder.
2 ist ein Blockdiagramm einer alternativen Radarvorrichtung in einem Annäherungszünder.
3a ist ein Diagramm, das zwei Bessel-Funktionen erster Art darstellt.
3b ist ein Diagramm, das Kurven des Absolutwertes der Bessel-Funktionen von 3a darstellt.
3c ist ein Diagramm, das eine gewichtete Differenz der beiden Kurven von 3b darstellt.
4a ist ein Diagramm, das zwei weitere Funktionen darstellt, die von anderer Art sind und Bessel-Funktionen ähneln.
4b ist ein Diagramm, das Kurven des Absolutwertes der Funktionen von 4a darstellt.
4c ist ein Diagramm, das eine gewichtete Differenz der beiden Kurven von 4b darstellt.
5a ist ein Diagramm, das zwei Linearkombinationen von Bessel-Funktionen darstellt.
5b ist ein Diagramm, das Kurven des Absolutwertes der Funktionen von 5a darstellt.
5c ist ein Diagramm, das eine gewichtete Differenz der beiden Kurven von 5b darstellt.
6a ist ein Diagramm, das zwei Linearkombinationen von Funktionen darstellt, die von der in 4a dargestellten Art sind.
6b ist ein Diagramm, das Kurven des Absolutwertes der Funktionen von 6a darstellt.
6c ist ein Diagramm, das eine gewichtete Differenz der Kurven von 6b darstellt.
7a ist ein Diagramm, das Beispiele für Wellenformen darstellt, die bei dreiecks- beziehungsweise sägezahnförmiger Modulation verwendet werden können.
8a und 8b sind Diagramme, die Beispiele für Steuersignale an Kohärenzdetektoren darstellen.
Detailbeschreibung
In 1 ist eine Radarvorrichtung zum Bestimmen der Entfernung von einem Ziel in Form eines Blockdiagramms dargestellt. In einem Sender 1 wird in einem darin enthaltenen Oszillator 2 ein periodisches Signal mit einer Basis- oder Trägerfrequenz f₀ erzeugt, die geeigneterweise innerhalb des Mikrowellenbereiches (typischerweise zwischen 1 und 3 GHz) liegt, wobei dieses Signal mittels eines Signals aus einem Funktionsgenerator 3 frequenzmoduliert wird, und zwar beispielsweise dadurch, dass das Signal die Frequenz des Oszillators 2, der vom VCO-Typ sein kann, unmittelbar steuert. Darüber hinaus ist eine Antenne 5 in dem Senderabschnitt 4 der Radarvorrichtung enthalten, wobei die Antenne mit dem Sender 1 verbunden ist. An der Antenne 5 wird das frequenzmodulierte Signal als elektromagnetische Welle ausgesendet, um an einem mit 6 bezeichneten gewünschten Ziel reflektiert zu werden.
Dasselbe Signal, das ausgesendet worden ist, wird auch direkt als Verlustsignal (leak signal) auf einer Leitung 7 als erstes Eingangssignal an einen Mischer 9 übertragen, der in dem Empfängerabschnitt 11 der Radaranlage angeordnet ist. Elektromagnetische Wellen einschließlich derjenigen Welle, die von der Welle gebildet wird, die ausgesendet und anschließend von irgendeinem Ziel 6 reflektiert worden ist, zusammen mit verschiedenen anderen Wellen, so beispielsweise mit Rauschen und ähnlichem, werden von einer Antenne 13 in dem Empfängerabschnitt 11 empfangen. Das von der Antenne 13 empfangene elektrische Signal wird als zweites Eingangssignal dem Mischer 9 zugeleitet. Das Ausgangssignal des Mischers 9 wird anschließend an ein Bandpassfilter 15 und danach an einen Verstärker 17 übertragen.
Darauf wird die weitere Signalverarbeitung in dem Empfängerabschnitt 11 in zwei parallelen Kanälen vorgenommen, die mit a und b bezeichnet sind. Diese Kanäle umfassen jeweils einen Kohärenzdetektor 19a und 19b, an den sich jeweils ein Bandpassfilter 21a und 21b anschließt. Nach diesen sind Verstärker 23a und 23b und Hüllkurvendetektoren 25a und 25b angeordnet.
Die jeweils von den beiden Hüllkurvendetektoren 25a und 25b ausgegebenen Signale werden anschließend beide einer Differenzbildungsvorrichtung 27 zugeleitet, in der die Differenz zwischen den beiden Ausgangssignalen auf eine vorbestimmte, gewichtete Weise gebildet wird. Die Differenzbildungsvorrichtung 27 stellt ein Ausgangssignal auf einer Leitung 29 bereit, wobei das Ausgangssignal, beispielsweise nach einer geeigneten Verarbeitung, so beispielsweise nach einer Filterung in einem Filter 30 oder nach Passieren eines nicht gezeigten Diskriminators, zur weiteren Signalverarbeitung verwendet wird, so beispielsweise zur Bestimmung der Zeit, zu der die Radarvorrichtung bei ihrer Verwendung in einem Annäherungszünder den Zündpuls bereitstellt.
Bei diesem ersten Ausführungsbeispiel, das in dem Blockdiagramm von 1 dargestellt ist, wird in einem ersten Fall davon ausgegangen, dass der Sender 1 von einer sinusförmigen Signalwelle frequenzmoduliert wird. Zudem wird davon ausgegangen, dass der Funktionsgenerator 3 ein sinusförmiges Ausgangssignal mit einer Frequenz f_m bereitstellt, mit der das Signal der Trägerfrequenz f₀ moduliert wird, das an der Antenne 5 gesendet werden soll. Die gesendete elektromagnetische Welle wird von irgendeiner reflektierenden Fläche eines angepeilten Zieles 6 reflektiert, das in einer ausfindig zu machenden Entfernung R von den Antennen 5 und 13 entfernt befindlich ist. Das gesendete und reflektierte Signal wird nach einer Zeitspanne entsprechend der Ausbreitungszeit der Welle von der Empfangsantenne 13 empfangen, die gegebenenfalls mit der Senderantenne 5 identisch sein kann. Diese Bedingung kann auch dergestalt ausgedrückt werden, dass eine bestimmte Verzögerung T zwischen den entsprechenden elektrischen Signalen besteht, die dem Mischer 9 zugeführt werden. Diese Verzögerung T ist proportional zur Entfernung R zwischen den Antennen 5 und 13 und dem Ziel 6 entsprechend der Beziehung T = 2R/c, wobei c die Lichtgeschwindigkeit bezeichnet. Sind darüber hinaus die Antennen 5, 13 in Bezug auf das Ziel 6 in Bewegung, so ist die Frequenz des Signals um einen Betrag gleich der Doppler-Frequenz versetzt.
Das an der Antenne 13 empfangene Signal und das direkt von dem frequenzmodulierten Sender 1 über die Leitung 7 an den Empfänger 11 übertragene Signal werden beide dem Mischer 9 zugeführt, damit sie dort auf geeignete Weise gemischt werden können. Das von dem Mischer 9 ausgegebene Signal wird anschließend dem Bandpassfilter 15 zugeleitet, das derart ausgelegt ist, dass es die interferierenden Signale und weitere unerwünschte Signalkomponenten, so beispielsweise die Trägerfrequenz, ausfiltert. Das Bandpassfilter 15 ist weiter derart ausgestaltet, dass es Frequenzen bis zu dem höchsten gewünschten Oberton der Modulationsfrequenz und einschließlich derselben, das heißt bis zu dem sechsten Oberton und einschließlich desselben, durchlässt, das heißt, die obere Grenzfrequenz des Filters kann bei 6,5 f_m festgelegt werden, wobei Signale über dieser Frequenz unterdrückt werden. Die untere Grenzfrequenz wird derart ausgewählt, dass die Frequenzen entsprechend der niedrigsten berechneten Doppler-Frequenz nicht verschwinden. Aus dem Bandpassfilter 15 wird das gefilterte Signal an einen Verstärker 17 geleitet und darin auf ein Niveau verstärkt, das für die weitere Verarbeitung geeignet ist. Die Signalverarbeitung erfolgt anschließend parallel in den parallelen Kanälen a beziehungsweise b.
Zunächst erfolgt in diesen parallelen Kanälen eine Kohärenzerfassung in den Blöcken 19a und 19b. Die Kohärenzdetektoren in den Blöcken 19a und 19b bedienen sich der Größen v_ref,a und v_ref,b als Bezugssignale, die über die Leitungen 31 beziehungsweise 33 von dem Funktionsgenerator 3 in dem Sendeabschnitt 4 der Radaranlage herkommen. Die Steuersignale v_ref,a beziehungsweise v_ref,b bestehen aus einer Summe von Sinustönen mit vorbestimmten Phasenpositionen und Amplituden. Diese Sinustöne weisen Frequenzen auf, die Vielfache der Modulationsfrequenz f_m sind. Im einfachsten Fall beste hen sie nur aus einem einzelnen Sinuston. Beispiele für Summen von Sinustönen sind nachstehend in Gleichung (12c) angegeben.
Darauf wird eine Bandpassfilterung der kohärent erfassten Signale in den beiden Filtern 21a und 21b vorgenommen. Diese Bandpass- oder Doppler-Filter 21a und 21b lassen Signale um die gewünschte Doppler-Frequenz herum durch, wobei die Doppler-Frequenz f_d mittels der Beziehung f_d = 2v/λ berechnet wird. Die Passbänder der Filter sind für eine Variation der Relativgeschwindigkeit v ausgelegt, die vorliegt, wenn jemand eine Entfernung bestimmen will. Für kleine Relativgeschwindigkeiten können Tiefpassfilter verwendet werden. Darüber hinaus wird die Modulationsfrequenz f_m derart gewählt, dass die obere Grenzfrequenz für die Doppler-Filter 21a und 21b kleiner als die Hälfte der Modulationsfrequenz, das heißt < 1/2·f_m, ist. Üblicherweise kann die Modulationsfrequenz f_m zwischen 100 und mehreren 100 kHz liegen, so beispielsweise bei 150 kHz, wohingegen die Doppler-Frequenz in einem Bereich zwischen einigen Kilohertz und einigen 10 kHz für den Fall einer Annäherungszünderanwendung liegt, wenn sich ein Projektil auf ein Ziel zu bewegt.
Die gefilterten Signale werden in den Verstärkern 23a beziehungsweise 23b verstärkt. Daraufhin werden die verstärkten Signale den Hüllkurvendetektoren 25a beziehungsweise 25b zugeleitet, in denen eine stark periodisch variierende Abhängigkeit von der Entfernung beseitigt wird, die wiederum von der Tatsache herrührt, dass sich die Antenne schnell der reflektierenden Fläche nähert. Die von diesen beiden Hüllkurvendetektoren 25a und 25b ausgegebenen Signale, das heißt die Hüllkurven der Signale, die an den Ausgängen der Bandpassfilter 21a beziehungsweise 21b bereitstehen, werden anschließend als Eingangssignale für die Summiervorrichtung 27 bereitgestellt. Die Summiervorrichtung 27 ist derart ausgelegt, dass das Signal aus dem Kanal b mit einem umgekehrten Vorzeichen versehen wird, wodurch das Ausgangssignal aus der Summiervorrichtung 27 im Grunde genommen zur Differenz der beiden Eingangssignale wird. Mittels dieser Differenzerzeugung kann man unter Verwendung geeigneter Steuersignale und Gewichtungen erreichen, dass das Ausgangssignal einen wohlbegrenzten Entfernungsbereich, der dann als Zielerfassungsbereich bezeichnet wird, aufweist, in dem es ein positives Vorzeichen erhält. Außerhalb dieses Bereiches weisen die verschiedenen Signale ein negatives Vorzeichen oder sehr kleine positive Werte auf, weshalb eine Zielerfassung außerhalb dieses Bereiches effektiv unterdrückt werden kann, was nachstehend noch beschrieben wird.
Darüber hinaus kann in der Summiervorrichtung 27, wie vorstehend bereits beschrieben worden ist, eine Verstärkung der beiden Eingangssignale vorgenommen werden, die für das jeweilige Eingangssignal jeweils verschieden sein kann. Dadurch kann eine willkürliche gewichtete Differenz der beiden Eingangssignale erzeugt werden. Eine Gewichtung kann auch durch die Tatsache erreicht werden, dass die Komponenten in jedem Zweig, so beispielsweise den Verstärkern 23a und 23b, derart ausgelegt sind, dass sie verschiedene Verstärkungen oder Dämpfungen aufweisen, wobei selbstredend mit Blick auf die Genauigkeit des Ergebnisses von Vorteil ist, wenn die beiden Kanäle derart ausgestaltet sind, dass sie genau die gleichen Komponenten aufweisen. Die vergleichsweise empfindliche Signalverarbeitung in den Kanälen stellt dann direkt vergleichbare Ergebnissignale bereit, und eine Optimierung kann vorgenommen werden, indem nur die Gewichtungsbalance in der Differenzbildungsvorrichtung 27 geändert wird.
Unter Verwendung dieses Aufbaus wird erreicht, dass Funktionen, die nicht J₀ und J₂ verwenden, zur Bildung einer Linearkombination in einem Kanal verwendet werden können. In einem Kanal kann eine willkürliche Linearkombination von Tönen entsprechend den Amplituden verschiedener Bessel-Funktionen erfasst werden. Dies führt gegebenenfalls zusammen mit der Tatsache, dass mehr als zwei Bessel-Funktionen verwendet werden, was selbstredend eine kompliziertere Erzeugung einer Differenz oder einer Summe der sich ergebenden Signale bedingt, dazu, dass ein Signal mit einer steilen Charakteristik, das heißt mit monoton stark zunehmenden positiven Werten für sinkende Entfernungen vom Ziel und mit sehr kleinen positiven Maxima außerhalb des Annäherungsbereiches des Zieles, an dem Ausgangsanschluss des Summiervorrichtung auftreten kann, sodass das Risiko dahingehend merklich kleiner wird, dass eine Ladung bedingt durch die Tatsache, dass eine falsche Entfernung gemessen worden ist, zündet. Durch Verwendung geeigneter Steuersignale für die Kohärenzdetektoren muss nur eine einfache Differenz in der Summiervorrichtung 27 gebildet werden.
Mit der Absicht, die Unterdrückung der Seitenkeulen der sich ergebenden Funktionen, die von den Bessel-Funktionen entsprechend der vorstehenden Beziehung gebildet weiden, weiter zu verbessern, wobei sich die Seitenkeulen mit der Entfernung vergrößern, das heißt mit der Absicht zu erreichen, dass die Maxima der sich ergebenden Funktionen außerhalb der Hauptkeule möglichst klein gehalten werden, kann man anstatt der Modulation des Sendesignals eine sinusförmige Dreiecksmodulation verwenden, wie in dem vorgenannten US-Patent bereits vorgeschlagen worden ist. Ein Beispiel für die bei einer Dreiecksmodulation verwendete Signalform ist durch die Kurve in dem Diagramm von 7a dargestellt, wo eine geringfügig asymmetrische Dreiecksform gezeigt ist, die abfallende rechteckige Teile aufweist, die ein wenig steiler als die ansteigenden rechteckigen Teile sind.
Für den Fall, dass diese Form der Modulation verwendet wird, entsprechen die Amplituden der Töne in dem Signalspektrum, die das Signal nach dem Mischer 9 aufweist, nicht mehr den Bessel-Funktionen erster Art J_n. Anstatt dessen sind die Amplituden Funktionen von einem anderen Typ, der seinem Erscheinungsbild nach den Bessel-Funktionen ähnelt, der sich jedoch unter anderem, was bei dieser Anwendung von großer Bedeutung ist, von diesen durch die Tatsache unterscheidet, dass die zugehörigen Seitenkeulen hinsichtlich der Hauptkeule stärker mit der Entfernung abfallen, als dies im entsprechenden Fall bei den gewöhnlichen Bessel-Funktionen der Fall ist.
Darüber hinaus stellt sich, siehe für diesen Fall auch das vorgenannte US-Patent, heraus, dass auch eine Sägezahnmodulation zu Funktionen führt, deren Seitenkeulen in Bezug auf die Hauptkeule stärker abfallen als die Seitenkeulen der entsprechenden Bessel-Funktionen in Bezug auf die zugehörige Hauptkeule. Damit kann auch eine Sägezahnmodulation mit Vorteil eingesetzt werden. Ein Beispiel für eine Modulationsfunktion, die bei der Sägezahnmodulation eingesetzt wird, wird durch die Kurve in 7b dargestellt, die rechteckig abfallende Teile aufweist, die nahezu senkrecht zur Zeitachse sind.
In 2 ist ein weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel dargestellt. Dieses Ausführungsbeispiel stimmt mit Blick auf seinen allgemeinen Aufbau mit dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel überein, mit der Ausnahme, dass ein Produktmodulator 35 zwischen dem Ausgang des Verstärkers 17, der nach dem Mischer 9 eingebaut ist, und der Gabelung in Kanäle angeordnet ist. Die einzelnen Komponenten können in den beiden Ausführungsbeispielen gleichwohl verschieden sein.
Der Produktmodulator 35 wird mit der Absicht eingeführt, das Leistungsspektrum des erhaltenen Signals zu konzentrieren. Dies wird dergestalt vorgenommen, dass das Ausgangssignal des Mischers, dessen Leistungsspektrum Maxima um die Modulationsfrequenz herum und um deren Vielfache herum enthält, durch Produktmodulation mit einem geeigneten Signal, beispielsweise einem Ton mit einer Frequenz gleich der Modulationsfrequenz f_m, moduliert wird, um hierdurch ein Signal mit einem Leistungsspektrum zu erzeugen, das einen größeren Teil seiner Energie um diejenigen Frequenzen herum aufweist, die in der nachfolgenden Signalverarbeitung herausgefiltert werden sollen. Zu dem Spektrum des Signals werden damit keine neuen Frequenzen hinzugefügt, sondern es wird nur eine Umverteilung der Leistung der in dem Spektrum enthaltenen Frequenzen vorgenommen.
Der Produktmodulator 35 kann als Kohärenzdetektor implementiert sein, dessen Bezugssignal v_ref,p mit der Modulationsfrequenz f_m und den Obertönen hiervon verknüpft ist.
Als Bezugssignal für den Produktmodulator 35 wird bei diesem Ausführungsbeispiel das Signal v_ref,p verwendet, das auf dieselbe Weise wie die Signale v_ref,a und v_ref,b von dem Funktionsgenerator 3 in dem Sendeabschnitt 4 der Anlage erzeugt wird und das an den Produktmodulator 20 über eine Leitung 37 übertragen wird. Das Signal v_ref,p umfasst im allgemeinen Fall eine Summe verschiedener Sinustöne mit vorbestimmten Phasen und vorbestimmten Amplituden, wobei diese Sinustöne in dem Signalspektrum des Signals v_ref,p Frequenzen aufweisen, die Vielfache der verwendeten Modulationsfrequenz f_m, siehe auch nachstehende Beschreibung, sind.
Bei diesem Ausführungsbeispiel sind auch die Signalspektren derjenigen Steuersignale v_ref,a und v_ref,b, die bei der Kohärenzerfassung in den Detektoren 19a und 19b verwendet werden, stärker beschränkt, das heißt nur ein Sinuston mit einer geeigneten Phasenposition muss im Vergleich zu demjenigen Fall verwendet werden, bei dem die entsprechende Erfassung bei dem Ausführungsbeispiel verwendet wird, das in Verbindung mit 1 beschrieben worden ist. Diese Signalspektren umfassen bei diesem Ausführungsbeispiel jeweils vorzugsweise nur eine Frequenz, wobei diese Frequenzen für die verschiedenen Steuersignale verschiedene Vielfache der Modulationsfrequenz sein können, sodass die beiden Steuersignale v_ref,a und v_ref,b verschiedene Obertöne des Modulationssignals darstellen. Bei einem Ausführungsbeispiel stellen diese Steuersignale v_ref,a und v_ref,b das Doppelte beziehungsweise Vierfache der Modulationsfrequenz f_m dar.
Im Allgemeinen kann davon ausgegangen werden, dass die Steuersignale zu dem hier dargestellten Zweck, dass heißt dazu, dass das Ausgangssignal der Summiervorrichtung 27 für derartige Entfernungen d, die größer als eine Entfernung sind, die diejenige Entfernung leicht übersteigt, in der die Ladung gezündet werden soll, möglichst kleine Absolutwerte aufweisen soll oder allgemein durchweg möglichst nahe an einem konstanten Wert sein soll, das Nullniveau soll, wenn möglich, derart ausgewählt werden, dass entweder beide ungeradzahlige Vielfache der Modulationsfrequenz f_m sind oder dass beide geradzahlige Vielfache der Modulationsfrequenz f_m sind. Es kann zudem, um zu erreichen, dass die positiven Werte in den isolierten Bereichen für größere Entfernungen möglichst klein sind, von Vorteil sein, die Signalstärken, wie vorstehend bereits beschrieben worden ist, um mehr als zwei Signale herum in dem Signalspektrum zu verwenden und anschließend mittels der Summiervorrichtung 27 eine gewichtete Differenz hieraus zu bilden. In diesem Fall können mehr als zwei Kanalzweige verwendet werden, um mehr Töne in dem Spektrum zu erzeugen. Die interessanteste Linearkombination der Töne des Ausgangssignals des Mischers wird wie oben mittels der Produktmodulation und der Kohärenzerfassung und der Wahl der Steuersignale daran erzeugt.
Bei einem dritten bevorzugten Ausführungsbeispiel, das eine Weiterentwicklung der beiden in Verbindung mit 1 und 2 beschriebenen Ausführungsbeispiele darstellt, wird der Funktionsgenerator 3 von einer Hilfseinheit 37 für eine geeignete schnelle willkürliche Variation der Frequenz des Modulationssignals gesteuert, wobei die Größe der Modulation konstant bleibt. Die Hilfseinheit 37 kann als wesentliches Element einen Rauschgenerator 39 enthalten. Sie kann eine analoge Rauschquelle umfassen, deren Signal in einem geeigneten Bandpassfilter gefiltert wird, oder einen Pseudorauschgenerator, beispielsweise in Form eines Schieberegisters, das derart eingebaut ist, das es die Rückkopplung auf geeignete Weise nutzt, und das von einer geeigneten Frequenz getaktet wird. Das Ausgangssignal aus dem Rauschgenerator 39 steuert einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO 41 (voltage controlled oscillator VCO). Das Ausgangssignal, das man dann erhält, wird durch einen Faktor N in einem Block 43 geteilt, woraufhin in dem Funktionsgenerator 3 das vollständige Modulationssignal erzeugt wird. In dem Block der Reihe werden, genau wie vorstehend beschrieben, die Vielfachen der Modulationsfrequenz erzeugt, die für die Steuersignale v_ref,a, v_ref,b beziehungsweise v_ref,p erforderlich sind.
Der Vorteil dieses Ausführungsbeispieles besteht darin, dass die Modulation nicht mehr vollständig periodisch ist, wenn sie über Zeitintervalle mit einer vergleichsweise großen Länge in dem betrachteten Fall gesehen wird, und damit ihre Periodenzeit oder hierzu gleichbedeutend ihre Frequenz mit der Zeit ändert, sodass man in jedem Augenblick davon ausgehen kann, dass man eine definierte Frequenz f_m(t) enthält, die eine Funktion der Zeit t ist. Es ergibt sich, dass beispielsweise ein wiederholt interferierender Sender nicht mehr falsche Zündpulse auslösen kann. Bedingt durch die Tatsache, dass das ausgesendete Signal und die zugehörigen Obertöne durchweg als Bezugssignale in den Kohärenzdetektoren 19a und 19b beziehungsweise in dem Produktmodulator 20 ver wendet werden, arbeitet der Empfängerabschnitt 11 durchweg mit der gleichen Geschwindigkeit wie der Senderabschnitt 4.
Mit der Absicht, ein besseres Verständnis der Radaranlage zu ermöglichen, wird der Betrieb derselben nachstehend mathematisch beschrieben.
Es wird davon ausgegangen, dass das von dem Sender 5 der Radaranlage ausgesendete Signal durch ein periodisches oder fastperiodisches Signal f(t) frequenzmoduliert wird. Das von der Antenne 5 ausgesendete Signal kann dann durch den folgenden Ausdruck beschrieben werden. νs(t) = A·sin[ω0t + ϕ(t) + ϕ0] (1)
Hierbei ist die Phasenmodulation φ(t) durch den nachfolgenden Ausdruck gegeben. ϕ(t) = 2π0∫tf(τ)dτ (2)
Hierbei bezeichnen ω₀ die Winkelfrequenz der Trägerwelle, die gleich 2πf₀ ist, und φ₀ eine Phasenkonstante.
Das Signal, das von der Antenne 13 von einem Zielreflektor 6 in der Entfernung R empfangen wird, wird um die Zeit T = 2R/c verzögert und kann dann folgendermaßen geschrieben werden. vr(t) = B·sin[ω0(t – T) + ϕ(t – T) + ϕ0] (3)
Nach Passieren des Mischers 9 und des Bandpassfilters 15 lautet das Signal folgendermaßen. vm(t) = C·cos[ω0T + ϕ(t) – ϕ(t – T)] (4)
Ist die Phasenmodulation periodisch, so ist auch v_m(t) periodisch und kann in einer Fourier-Reihe entwickelt werden. Die entsprechende Entwicklung kann für eine fastpe riodische Modulation in Näherung gebildet werden, vorausgesetzt, dass die Abweichungen von der periodischen Modulation eine Zeitkonstante aufweisen, die sehr viel größer als die Zeitkonstante der Frequenzmodulation ist.
Die Abweichung von einer vollständig periodischen Phasenmodulation kann in Gleichung (1) eingebaut werden, wenn in Gleichungen (1) und (2) φ₀ durch φ_b(t) ersetzt wird. Das Ausgangssignal des Mischers lautet in diesem Fall folgendermaßen. vm(t) = C'·cos[ω0T + ϕ(t) – ϕ(t – T) + Δϕb(t, T)] (4a)
Hierbei gilt: Δϕb(t, T) = ϕb(t) – ϕb(t – T)
Durch geeignete Auswahl von φb(t) ergibt sich, dass gilt: Δφ_b(t, T) → 0 oder ≈ 0, wenn die gemessene Entfernung R kurz ist. Diese Bedingung ist bei einem Annäherungszünder erfüllt. Bei großen Messentfernungen oder bei einem wiederholt interferierenden Sender entfaltet bei größeren Entfernungen die Phasenrauschmodulation φ_b(t) demgegenüber ihre volle Wirkung. Der Zweck der Radaranlage besteht darin, einen vernachlässigbaren Einfluss der Rauschmodulation innerhalb eines Annäherungsbereiches des Zieles zu erreichen, wobei gleichzeitig die Rauschmodulation die Reaktion von den wiederholt interferierenden Sendern bei größeren Entfernungen stark stört.
Bei einer symmetrischen Dreiecksmodulation unter Verwendung der Modulationsfrequenz f_m und des Frequenzhubes Δf für das bandpassgefilterte Ausgangssignal des Mischers erhält man folgendes. vm(t) = C·{cos(ω0T)A0(X) + + 2cos(ω0T)·ΣA2k(X)·cos[2k(2πfmt – ϕm)) – – 2sin(ω0T)·ΣA2k-1(X)·cos[(2k – 1)(2πfmt – ϕm)]} (5)
Hierbei gilt: ϕm = πfmT = 2πfmR/c An(X) = 2X·sin[π(X – n)/2]/(π(X2 – n2)] (6)
Bei der Annäherungszünderanwendung wird die Modulationsfrequenz f_m derart gewählt, dass für den Phasenwinkel in dem von Interesse seienden Entfernungsintervall gilt φ_m = 0.
Das Argument X ist mit der Entfernung R des Reflektors und dem Frequenzhub Δf entsprechend dem nachfolgenden Ausdruck verknüpft. X = 4ΔfR/c (7)
Für die sinusförmige Frequenzmodulation unter Verwendung von f(t) = (Δf/2)cos(2πfmt) (8)erhält man einen ähnlichen Ausdruck für das bandpassgefilterte Ausgangssignal des Mischers, wenn in Formel (5) die Koeffizienten A_2k(X) durch (–1)^kJ_2k(X) und die Koeffizienten A_2k-1(X) durch (–1)^kJ_2k-1(X) ersetzt werden. Hierbei bezeichnet J_n Bessel-Funktion erster Art, und das Argument X ist anstatt dessen durch den nachfolgenden Ausdruck gegeben. X = 2πΔfR/c (9)
Das Aussehen der Funktionen J_n(X) und A_n(X) ist in 3a beziehungsweise 4a für die Werte n = 0 und n = 2 zu sehen, wobei die Kurve für n = 0 mit einer durchgezogenen Linie dargestellt ist, wohingegen die Kurve für n = 2 mit einer gestrichelten Linie dargestellt ist. Es wird von einem Frequenzhub Δf = 10 MHz ausgegangen. Man beachte, dass die Einheit X auf der Ordinatenachse auf verschiedene Weisen von der Entfernung R des Zieles abhängt. Bei Betrachtung der verschiedenen Skalierung auf der Ordinatenachse weisen A₀(X) und A₂(X) annähernd ebenso gut eingegrenzte Hauptkeulen wie J₀(X) beziehungsweise J₂(X) auf, das heißt, ihre erste Keule beziehungsweise ihr erster Bereich mit dem ersten Extremwert weisen, wenn X von 0 auf positive Werte ansteigt, annähernd gleich große Entwicklungen in X-Richtung auf, was sich aus den Diagrammen für die Absolutwerte von 3b und 4b ergibt. Demgegenüber weisen A₀(X) und A₂(X) niedrigere Seitenkeulen auf, die stärker als die Bessel-Funktionen J_n(X) abnehmen, das heißt, die Extremwerte für A₀(X) und A₂(X) weisen für höhere X-Werte kleinere Absolutwerte als die Absolutwerte der Extremwerte innerhalb der entsprechenden Bereiche von J₀(X) beziehungsweise J₂(X) auf. Entsprechendes gilt auch für die anderen Werte von n, das heißt, A_n(X) weist eine im Allgemeinen annähernd gleich gut eingegrenzte Hauptkeule (diejenige Keule, die am nächsten bei X = 0 ist) und niedrigere Seitenkeulen auf. Aus diesem Grunde wird die Dreiecksmodulation gegenüber einer sinusförmigen Modulation vorgezogen, da die Dreiecksmodulation ein besseres Ergebnis erzielt, wenn sie beispielsweise bei demjenigen Verfahren eingesetzt wird, das in der vorgenannten schwedischen Patentanmeldung von Saab-Scania AB beschrieben ist. In 4c ist eine gewichtete Differenz mit demselben Gewichtungsfaktor d wie in 3c für die Funktionen |A₀(X)| und |A₂(X)| gezeigt, das heißt, es wird |A₀(X)| – 1,5|A₂(X)| gezeigt, woraus sich der Vorteil einer Dreiecksmodulation eindeutig ablesen lässt.
Allgemein kann man neue Funktionen mit gewünschten Eigenschaften dadurch synthetisch erzeugen, dass kohärent einzelne Töne in jedem Kanal für eine Anzahl verschiedener ausgewählter Frequenzen kf_m erfasst werden, wobei k als verschiedene nichtnegative ganze Zahlen k = 0, 1, 2... ausgewählt werden, woraufhin für eine sinusförmige Modulation einer Linearkombination der Amplituden der erfassten Töne folgendermaßen gebildet wird. F(X) = kΣak(X) (10a)
Hierbei wird die Summe über den ausgewählten k-Werten gebildet, und die Koeffizienten a_k werden auf geeignete Weise gewählt. Auf entsprechende Weise wird bei einer Dreiecksmodulation eine geeignet gewählte Linearkombination gemäß dem folgenden Ausdruck gewählt. F(X) = kΣakAk(X) (10b)
Worauf man bei der Verwendung der Radaranlage als Annäherungssensor abstellt, das heißt bei Erfassung kurzer Entfernungen, ist, dass der Wert der Signale innerhalb eines begrenzten Entfernungsintervalls von dem Ziel groß ist und die Signalwerte außerhalb des Intervalls möglichst klein sind. In dem Blockdiagramm der Radaranlage entsprechend 1 kann man primär auf die Auswahl der kombinierten Töne Einfluss nehmen sowie anschließend auf die Entfernungsabhängigkeit der Ausgangssignale der Kanäle durch Auswählen verschiedener Steuersignale v_ref,a, v_ref,b für die Kohärenzdetektoren 19a und 19b, siehe nachstehende Beschreibung.
Durch Studieren der 4a und 4b und der entsprechenden Kurven A_k(X) und |A_k(X)| für andere ganzzahlige Werte k erkennt man, dass eine Seitenkeulenunterdrückung, die besser als für die einzelnen Funktionen A_n(X) ist, bereits dadurch erhalten werden kann, dass man zwei Funktionen B_k(X) = A_k-1(X) + A_k+1(X) addiert, das heißt, dass man nur zwei Terme in der Summe entsprechend (10b) verwendet, denen dieselbe Gewichtung zugewiesen wird. Auf diese Weise entspricht die Erfassung in einem Kanal annähernd der Gesamterfassung (Man beachte, dass |J₀| – |J₂| = J₀ + J₂ innerhalb eines begrenzten Intervalls in der Nähe von 0 gilt) entsprechend der vorgenannten schwedischen Patentanmeldung von Saab-Scania AB, und zwar auch dann, wenn eine sinusförmige Modulation verwendet wird. In 6a ist mit Blick auf die erhaltene Linearkombination für k = 1 die Kurve B, mit einer Darstellung durch eine durchgezogene Linie und für k = 3 die Kurve B₃ mit einer Darstellung in einer gestrichelten Linie gezeigt. In 6b und 6c sind die Kurven dargestellt, die sich hieraus auf dieselbe Weise ergeben, wie sich die Kurven in 4b und 4c aus 4a ergeben, das heißt, in 6b und 6c sind die Absolutwerte |B₀(X)| und |B₂(X)| beziehungsweise die gewichtete Differenz |B₀(X)| – 1,5·|B₂(X)| gezeigt. Eine besser eingegrenzte Hauptkeule sowie Seitenkeulen mit verringerten Amplituden erhält man bei einem Differenzsignal im Vergleich zu der Kurve von 3C.
In 8a und 8b sind die Steuersignale v_ref,a und v_ref,b gezeigt, die in diesem Fall zum Extrahieren von B₁ und B₃ verwendet werden, wenn das Ausführungsbeispiel entsprechend 1, bei dem keine Produktmodulation zum Einsatz kommt, verwendet wird. Die Kurven sind für die Modulationsfrequenz f_m = 150 kHz aufgetragen. Entsprechend vorstehender Diskussion gilt die nachfolgende Beziehung für die Steuersignale (k = 1 und k = 3). vref,a = cos(0·2πfmt) + cos(2·2πfmt) = 1 + cos(2·2πfmt) vref,b = cos(2·2πfmt) + cos(4·2πfmt)
In 5a sind Kurven entsprechend denjenigen in 6a für eine sinusförmige Modulation gezeigt, das heißt, diejenigen Kurven, die man durch Addieren zweier Bessel- Funktionen erhalten hat, und damit die Kurven C_k(X) = J_k+1(X) + J_k+1(X) für k = 1 für die Kurve, die mit C, bezeichnet und mit einer durchgezogenen Linie dargestellt ist, und für k = 3 für die Kurve C₃, die mit einer gestrichelten Linie dargestellt ist. In 5a und 5e sind auf eine zu 3a und 3b analoge Weise die Absolutwerte |C₀(X)| und |C₂(X)| beziehungsweise die gewichtete Differenz |C₀(X)| – 1,5·|C₂(X)| dargestellt. Eine geringfügig besser eingegrenzte Hauptkeule und beträchtlich niedrigere Seitenkeulen erhält man bei einem Interferenzsignalvergleich mit der Kurve von 3e.
Die erhaltene Verbesserung bei dem ausgewählten Beispiel kann auch für eine sinusförmige Modulation analytisch nachgewiesen werden, da die nachfolgende mathematische Beziehung gilt. Jk-1(X) + Jk+1(X) = (2k/X)Jk(X) (11)
Steigt X, so sinkt die Summe stärker als die einzelnen Bessel-Funktionen, deren Hüllkurve asymptotisch gemäß X^–1/2 ist.
Ähnliche Ergebnisse ergeben sich für eine Dreiecksmodulation, wobei man hier von Gleichung (6) ausgeht.
Aus Gleichung (5) ergibt sich, dass man auch die Funktion Bk(X) für den Fall einer Dreiecksmodulation dadurch erzeugen kann, dass man das Ausgangssignal von dem Mischer 5 mit dem nachfolgenden Signal multipliziert, was in dem Produktmodulator 36 bei dem Ausführungsbeispiel gemäß 2 vorgenommen werden kann. vref,p(t) = cos(2πfmt) (12a)
Hieran schließt sich eine kohärente Erfassung beim k-ten Oberton der Modulationsfrequenz (das heißt kf_m) an. Auf entsprechende Weise erhält man für den Fall einer sinusförmigen Modulation Ck(X) durch Multiplikation mit dem nachfolgenden Ausdruck. vref,p(t) = sin(2πfmt) (12b)
Für den Fall einer Dreiecksmodulation selbstredend direkt aus dem Ausgangssignal v_m(t) des Mischers 9 entsprechend Gleichung (5) kann Bk(X) extrahiert werden, indem man anstatt eines einzigen sinusförmigen Steuersignals v_ref,a, v_ref,b an den Kohärenzdetektoren 19a, 19b eine Summe von Tönen bereitstellt, die gleich große Koeffizienten vref,a,b(t) = cos[(k – 1)2πfmt] + cos[(k + 1)2πfmt] = 2·cos(2πfmt)·cos(2πkfmt) (12c)aufweisen, das heißt Sinus-/Kosinusfunktionen, wobei die verschiedenen Werte von k für die Kanäle ausgewählt werden sollen. Dies kann derart verallgemeinert werden, dass ein Satz neuer Funktionen G(X) gebildet werden kann, der von der normierten Entfernung X abhängt, indem ein Steuersignal an dem Kohärenzdetektor 19a und 19b verwendet wird, das eine Linearkombination von Obertönen darstellt. Um eine gleichzeitige Abhängigkeit von cos(ω₀T) und sin(ω₀T) in Gleichung (5) zu vermeiden, sollte man nur geradzahlige oder ungeradzahlige Obertöne verwenden, wenn diese Linearkombination gebildet wird.
Das Steuersignal vref,a,b(t) = 2[a0 + a1cos(ωmt) + a2cos(2ωmt)]cos(2kωmt) (13a)mit einer ganzen Zahl k, sodass zwei 2k dem Wert k von Gleichung (12c) entspricht, kann beispielsweise in jedem Kohärenzdetektor verwendet werden, wobei ω_m diejenige Winkelfrequenz ist, die der Modulationsfrequenz f_m entspricht und wobei verschiedene Werte von k für jeden Detektor ausgewählt werden. Aus Beziehung (5) für φ_m = 0 für eine Dreiecksmodulation nach einem Doppler-Filter 23a, 23b ergibt sich folgendes, wenn das Steuersignal entsprechend 13a verwendet wird. vkohdet,a,b = 2a0A2k(X)cos(ω0T) – – a1[A2k-1(X) + A2k+1(X)]sin(ω0T) + + a2[A2k-2(X) + A2k+2(X)]cos(ω0T) (13b)
Die Entfernungsabhängigkeit des Signals wird hier sowohl durch X als auch durch T dargestellt. Die Abhängigkeit von T wird anschließend in den Hüllkurvendetektoren 23a, 23b ausgefiltert, da für die üblichen Annäherungsgeschwindigkeiten v die Zeitabhängigkeit von ω₀T sehr viel stärker im Vergleich zu X ist. Hierbei sollte entweder a, = 0, sodass nur die geradzahligen Entfernungsfunktionen Beiträge nach der Hüllkurvenerfassung liefern, oder a₀ = a₂ = 0, weshalb dann Gleichung (13a) gleichwertig zu Gleichung (12a) ist, ausgewählt werden. Wird cos(2kω_mt) in Gleichung (13a) durch cos[(2k – 1)ω_mt] ersetzt, so wird anstelle a₁ = 0 die entsprechende Kombination aus angrenzenden ungeradzahligen Tönen gebildet.
Sind Terme mit sin(ω₀T) und cos(ω₀T) gleichzeitig vorhanden, so ist die erfasste Spannung v_kohdet,a,b in (13b) stärker indefinit, wenn ω₀T variiert. Dies wird in demjenigen Fall noch deutlicher, in dem verschiedene Reflexionen gleichzeitig auftreten. Ist die Differenz der beiden Hüllkurven gemäß Bildung aus den Funktionen vom Typ (13b) gebildet, wobei sowohl sin(ω₀T) als auch cos(ω₀T) vorkommen, so enthalten diese Funktionen für dieselben Werte von ω₀T keine Nullstellen, was beispielsweise für das gewünschte Aussehen der Entfernungsfunktion bei Anwendung als Annäherungssensor problematisch ist, wenn erforderlich ist, dass das Entfernungssignal für X < X₀ größer als 0 ist, wobei X₀ ein nicht zu kleiner Entfernungswert ist und sämtliche Werte von ω₀T in dem Intervall [0...2π] liegen.
Die vorstehend genannten Steuersignale an den Kohärenzdetektoren 19a und 19b sind nur Beispiele für das große Ausmaß, in dem man das Aussehen der Entfernungsfunktionen bei der Demodulation durch Verwendung einer Linearkombination ungeradzahliger oder geradzahliger Obertöne der Modulationsfrequenz als Steuersignal beeinflussen kann.
Allgemeiner lautet das Steuersignal der Kohärenzdetektoren 19a, 19b für verschiedene k-Werte der verschiedenen Kanäle folgendermaßen. vref,a,b = nΣancos(2πnfmt)cos[2πkfmt] = = (1/2)nΣan{cos[(k – n)2πfmt] + cos[(k + n)2πfmt]} (14)
Hierbei wird die Summe für Werte von n genommen, die entweder eine Auswahl nur geradzahliger ganzer Zahlen 0, 2, 4... oder nur ungeradzahliger ganzer Zahlen 1, 3, 5... ist.
Aus Gleichungen (12c), (13a) und (14) ergibt sich, dass man das Verfahren entsprechend dem Ausführungsbeispiel von 2 in zwei Schritten ausführen kann: (a) zunächst eine Produktmodulation des Mischersignals unter Verwendung von v_ref,p(t) = _nΣa_ncos(2πnf_m) als Steuersignal und danach (b) ein Erfassen der Signalkomponenten, die anschließend neugebildet werden und von der Entfernung abhängig sind, bei dem Oberton kf_m durch kohärentes Erfassen unter Verwendung von cos(kω_mt) als Steuersignal v_ref,a und v_ref,b an den Detektoren 19a und 19b unter Verwendung verschiedener k-Werte für den jeweiligen Detektor.
Wie sich aus 5c ergibt (vgl. auch 3c), so wird auch für den Fall einer sinusförmigen Modulation eine Verbesserung der Seitenkeulenunterdrückung beobachtet, die man erhält, wenn man das vorstehend beschriebene Verfahren unter Einbeziehung des Bezugssignals v_ref,p = sin(2πf_mt) verwendet, das dem Produktmodulator 35 zugeführt wird. Die entsprechende Verbesserung ergibt sich aus 6c im Vergleich zu 4c für den Fall einer Dreiecksmodulation und das Bezugssignal v_ref,p entsprechend Gleichung (12a).
Aus 3c, 4c, 5c und 6c, von denen eine sinusförmige Modulation in 3c und 5c und eine Dreiecksmodulation in 4c und 6c gezeigt ist, ergibt sich, dass eine Demodulation entsprechend dem vorstehend Vorgeschlagenen einschließlich einer Erfassung wenigstens zweier Frequenzen in jedem Kanal in Kombination mit einer Dreiecksfrequenzmodulation das Leistungsvermögen, das man vorher erhalten hat, stark verbessert. Eine Sägezahnmodulation gibt ähnliche Verbesserungen mit Blick auf die Seitenkeulenunterdrückung. Das vorstehend beschriebene Verfahren verleiht darüber hinaus eine große Freiheit bei der Beeinflussung des Aussehens der Entfernungsfunktionen mittels der Signalverarbeitung in dem Empfänger beispielsweise durch Beeinflussen der Seitenkeulenunterdrückung, wie vorstehend nachgewiesen worden ist.
Das vorstehend beschriebene Verfahren, bei dem wenigstens zwei Frequenzkomponenten in jedem Kanal erfasst werden, kann auch bei anderen Radaranlagen verwendet werden, um unter Verwendung von Gleichung (10) Ausgangssignale mit vollständig verschiedenen Eigenschaften bezüglich der gewünschten Entfernungsabhängigkeit synthetisch zu erzeugen.
Die Signalverarbeitung kann auch digital vorgenommen werden, wobei die tatsächlichen Signale dann zunächst A/D-gewandelt werden. Bei der digitalen Signalverarbeitung wird im allgemeinen Fall mit einer Produktmodulation zur Erfassung des k-ten Obertones der Ausdruck vkohdet,a,b(t) = o∫Tvm(t – τ)vrefa,b(t – τ)vp(t – τ)dτ (15) verwendet, wobei v_m(t) das Signal nach dem Mischer, v_ref,a,b(t) das Steuersignal, das bei der Kohärenzerfassung für den Kanal a beziehungsweise b verwendet wird, und v_p(t) das Produktmodulationssignal bezeichnen, wobei v_kohdet,a,b entsprechend dem Vorstehenden dem Ausgangssignal der Kohärenzdetektoren nach der Filterung entspricht.
Da v_ref,a,b(t) und v_p(t) im allgemeineren Fall Linearkombinationen aus Signalen mit Frequenzen entsprechend der Modulationsfrequenz f_m und Obertönen hiervon sind, kann man den Algorithmus als Prozedur implementieren, die die nachfolgenden drei Schritte umfasst.

(a) Zunächst werden die verschiedenen Töne Ak(X) entsprechend Gleichung (5) kohärent in dem Frequenzspektrum erfasst.
(b) Anschließend wird eine Linearkombination gebildet, die die gewünschten Eigenschaften entsprechend der vorstehenden Diskussion aufweist, und zwar mittels des nachfolgenden Ausdruckes. Fk(X) = kΣakAk(X) (16)
(c) Schließlich wird eine weitere Signalverarbeitung ausgeführt, beispielsweise anhand der Form der Hüllkurvenerfassung, gefolgt von der Bildung der Differenz von zwei von den Tönen, wie in 5c und 6c gezeigt ist, wo entsprechend der vorstehenden Diskussion die Ergebnisse des Bildens einer Differenz von Hüllkurven der in den beiden Kanälen erhaltenen Signale gezeigt ist.

Die diskrete Fourier-Transformation (DFT), die in Verbindung mit der Spektralerfassung bei Schritt (a) berechnet wird, kann mit Vorteil insbesondere in demjenigen Fall eingesetzt werden, in dem viele Töne bei den Schritten (b) und (c) verwendet werden, wobei dies mittels eines geeigneten Algorithmus ausgeführt wird, so beispielsweise mittels eines Algorithmus vom FFT-Typ (Fast Fourier Transform FFT, schnelle Fourier-Transformation).

Claims

Vorrichtung zum Bestimmen von Entfernungen mittels elektromagnetischer Wellen, wobei die Vorrichtung umfasst: einen Sendeabschnitt (4) mit einem Sender (1), der derart ausgelegt ist, dass er ein Sendersignal (v_s) bereitstellt, dessen Frequenz durch ein Modulationssignal mit einer Modulationsfrequenz (f_m) moduliert ist, einen Empfangsabschnitt (11) mit einem Mischer (9) zum Mischen eines Teiles des von dem Sendeabschnitt an den Empfangsabschnitt direkt übertragenen Sendersignals mit einem von einer reflektierenden Fläche (6) empfangenen Echosignal (v_r), zwei parallele Signalverarbeitungskanäle (a, b), die mit dem Mischer derart verbunden sind, dass sie Signale von dem Mischer empfangen, wobei der erste von den beiden parallelen Signalverarbeitungskanälen derart ausgelegt ist, dass er in den von dem Mischer empfangenen Signalen Signale um erste Frequenzen herum erfasst, und der zweite von den beiden parallelen Signalverarbeitungskanälen derart ausgelegt ist, dass er in den von dem Mischer empfangenen Signalen Signale um zweite Frequenzen herum erfasst, sodass man von jedem der parallelen Signalverarbeitungskanäle ein erfasstes Signal erhält, und eine Bewertungsschaltung (27, 31), deren Eingänge mit den Ausgängen der beiden parallelen Signalverarbeitungskanäle derart verbunden sind, dass sie die erfassten Signale empfangen, wobei die Bewertungsschaltung derart ausgelegt ist, dass sie aus den empfangenen Signalen ein Ausgangssignal erzeugt, das ein Maß für das Ausmaß ist, in dem die erfassten Signale miteinander übereinstimmen, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Frequenzen nur Frequenzen um geradzahlige Vielfache der Modulationsfrequenz (f_m) herum umfassen und die zweiten Frequenzen nur Signale mit Frequenzen um ungeradzahlige Vielfache der Modulationsfrequenz herum umfassen, sodass der eine von den ersten und zweiten parallelen Signalverarbeitungskanälen derart ausgelegt ist, dass er nur Signale mit Frequenzen um geradzahlige Vielfache der Modulationsfrequenz herum erfasst, und der andere von den ersten und zweiten parallelen Signalverarbeitungskanälen derart ausgelegt ist, dass er nur Signale mit Frequenzen um ungeradzahlige Vielfache der Modulationsfrequenz herum erfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Frequenzen und/oder die zweiten Frequenzen derart ausgelegt sind, dass sie nur ein erstes Vielfaches der Modulationsfrequenz (f_m}, darin enthalten das Vielfache 0 für die ersten Frequenzen, und ein zweites Vielfaches der Modulationsfrequenz umfassen, wobei die Ordnungszahlen der Vielfachen eine Differenz gleich 2 aufweisen.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 2, gekennzeichnet durch einen Produktmodulator (35), der in Reihe nach dem Mischer (9) des Empfangsabschnittes (11) eingebaut ist, um Signale von dem Mischer zu empfangen, wobei die beiden parallelen Verarbeitungskanäle (a, b) die Signale von dem Mischer empfangen, nachdem diese den Produktmodulator passiert haben.
Vorrichtung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch eine Bezugssignalleitung, die den Sendeabschnitt (4) und den Produktmodulator (35) direkt verbindet.
Vorrichtung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch Mittel (3) in dem Sendeabschnitt (4) zum über die Bezugssignalleitung erfolgenden Bereitstellen eines eine gewichtete Summe von Sinussignalen umfassenden Bezugssignals (v_ref,p) für den Produktmodulator (35).
Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (3) derart ausgelegt sind, dass sie Bezugssignale mit Frequenzen bereitstellen, die Vielfache der Modulationsfrequenz (f_m) sind.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der parallelen Signalverarbeitungskanäle (a, b) derart ausgelegt ist, dass er in den von dem Produktmodulator (35) empfangenen Signalen Signale mit nur einer einzigen Frequenz erfasst.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der parallelen Signalverarbeitungskanäle (a, b) einen Kohärenzdetektor (19a, 19b) umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Kohärenzdetektoren (19a, 19b) derart ausgelegt sind, dass sie Bezugssignale (v_ref,a, v_ref,b) verwenden, die von dem Sendeabschnitt (4) stammen und direkt von diesem überfragen werden.
Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Sendeabschnitt (4) Mittel (3) zum Bereitstellen von eine gewichtete Summe verschiedener Sinussignale umfassenden Bezugssignalen umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (3) derart ausgelegt sind, dass sie Bezugssignale mit Frequenzen bereitstellen, die Vielfache der Modulationsfrequenz (f_m) sind.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Sendeabschnitt (4) Mittel (3, 37) zum Erzeugen eines Modulationssignals umfasst, dessen Modulationsfrequenz (f_m) und/oder Phase mit der Zeit variieren/variiert.
Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (3, 37) zum Erzeugen eines Modulationssignals einen Rauschgenerator (39) umfassen.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Bewertungsschaltung eine Summiervorrichtung (27) umfasst, deren Eingänge mit den Ausgängen der parallelen Signalverarbeitungskanäle (a, b) verbunden sind und die derart ausgelegt ist, dass sie ein Ausgangssignal erzeugt, das eine Linearkombination der erfassten Signale ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Sender (1) einen Oszillator (2) umfasst, der von einem Funktionsgenerator (3) gesteuert wird, der derart ausgelegt ist, dass er ein Modulationssignal mit einer Dreiecksform oder einer Sägezahnform derart bereitstellt, dass beim Bereitstellen des frequenzmodulierten Sendersignals (v_s) dieses dreiecks- oder sägezahnmoduliert ist.
Verfahren zum Bestimmen von Entfernungen durch Aussenden elektromagnetischer Wellen mit einer Trägerfrequenz (f₀), wobei das Verfahren die nachfolgenden Schritte umfasst: Erzeugen eines Modulationssignals mit einer Modulationsfrequenz (f_m), Modulieren der Frequenz eines die Trägerfrequenz aufweisenden Signals mit dem Modulationssignal, um ein frequenzmoduliertes Signal (v_s) zu erzeugen, Aussenden des frequenzmodulierten Signals als elektromagnetische Wellen, Empfangen eines Echosignals der elektromagnetischen Wellen, um ein empfangenes Signal (v_r) zu empfangen, Mischen (9) eines Verlustsignals des frequenzmodulierten Signals mit dem empfangenen Signal, um ein gemischtes Signal zu erzeugen, in dem gemischten Signal erfolgendes Erfassen (a, b) erster Signale mit Frequenzen um erste Frequenzen herum und zweiter Signale mit Frequenzen um zweite Frequenzen herum, um erfasste Signale zu erzeugen, und Erzeugen (27, 30) eines Bewertungssignals aus den erfassten Signalen, dadurch gekennzeichnet, dass beim Erfassen der ersten und zweiten Signale in dem gemischten Signal die ersten Frequenzen derart genommen werden, dass sie nur Signale mit Frequenzen um geradzahlige Vielfache der Modulationsfrequenz (f_m) herum umfassen, und die zweiten Frequenzen derart genommen werden, dass sie nur Signale mit Frequenzen um ungeradzahlige Vielfache der Modulationsfrequenz herum umfassen.
Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass beim Erfassen der ersten und zweiten Signale in dem gemischten Signal die ersten Frequenzen oder die zweiten Frequenzen derart genommen werden, dass sie nur ein erstes Vielfaches der Modulationsfrequenz (f_m), darin enthalten das Vielfache 0 für die ersten Frequenzen, und ein zweites Vielfaches der Modulationsfrequenz umfassen, wobei die Ordnungszahlen der Vielfachen eine Differenz gleich der Zahl 2 aufweisen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 17, gekennzeichnet durch die nachfolgenden zusätzlichen Schritte: Erzeugen (3) eines Bezugssignals (v_ref,p), und Produktmodulieren (35) des gemischten Signals mit dem Bezugssignal bei oder vor dem Erfassen (a, b) der ersten und zweiten Signale.
Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass bei dem Schritt des Erzeugens (3) des Modulationssignals auch das Bezugssignal (v_ref,p) erzeugt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 18 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass bei dem Schritt des Erzeugens (3) des Bezugssignals (v_ref,p) das Bezugssignal derart erzeugt wird, das es eine gewichtete Summe periodischer Signale umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 18 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass bei dem Schritt des Erzeugens (3) des Bezugssignals (v_ref,p) die periodischen Signale derart ausgewählt werden, dass sie Frequenzen aufweisen, die Vielfache der Modulationsfrequenz (f_m) sind.
Verfahren nach einem der Ansprüche 18 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass bei dem Schritt des Erfassens (a, b) der ersten Signale und der zweiten Signale die ersten Signale und/oder die zweiten Signale dadurch erfasst werden, dass nur eine einzelne Frequenz in dem Signal, das produktmoduliert (35) worden ist, erfasst wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass bei dem Schritt des Erfassens (a, b) der ersten Signale und der zweiten Signale die ersten Signale und/oder die zweiten Signale durch Kohärenzerfassung (19a, 19b) erfasst werden.
Verfahren nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Kohärenzerfassung (19a, 19b) Bezugssignale (v_ref,a, v_ref,b) verwendet werden, die bei dem Schritt des Erzeugens (3) des Modulationssignals erzeugt werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 23 bis 24, dadurch gekennzeichnet, dass bei dem Schritt des Erzeugens (3) der Bezugssignale die Bezugssignale derart erzeugt werden, dass sie eine gewichtete Summe verschiedener Sinussignale umfassen.
Verfahren nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, dass bei dem Schritt des Erzeugens (3) der Bezugssignale die Bezugssignale derart erzeugt werden, dass sie Frequenzen aufweisen, die Vielfache der Modulationsfrequenz (f_m) sind.
Verfahren nach einem der Ansprüche 25 bis 26, dadurch gekennzeichnet, dass bei dem Schritt des Erzeugens (3, 37) eines Modulationssignals die Modulationsfrequenz (f_m) derart erzeugt wird, dass sie mit der Zeit variiert.
Verfahren nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass bei dem Schritt des Erzeugens (3, 37) eines Modulationssignals die Modulationsfrequenz dadurch erzeugt wird, dass ein Rauschsignal (39) in ein Signal mit einer geeigneten Frequenz und einem geeigneten Leistungsspektrum umgewandelt (41, 43) wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 28, dadurch gekennzeichnet, dass bei dem Schritt des Erzeugens eines Bewertungssignals eine Linearkombination der beiden erfassten Signale erzeugt (27) wird.
Verfahren nach Anspruch 29 dadurch gekennzeichnet, dass die Linearkombination eine gewichtete Differenz ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 30, dadurch gekennzeichnet, dass bei dem Schritt des Erzeugens (3) eines Modulationssignals das Modulationssignal derart erzeugt wird, das es eine Dreiecksform oder eine Sägezahnform aufweist.