DE3854702T2

DE3854702T2 - Alysator zur analyse hochohmiger fehler in einem elektrischen energieversorgungsnetz.

Info

Publication number: DE3854702T2
Application number: DE3854702T
Authority: DE
Inventors: Donald I Jeerings; John R Linders
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1987-01-15
Filing date: 1988-01-15
Publication date: 1996-05-09
Anticipated expiration: 2008-01-16
Also published as: EP0299060A1; AU1428288A; US4871971A; AU605847B2; JPH01502299A; WO1988005543A1; EP0299060B1; DE3854702D1; EP0299060A4

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Analysiersystem zum Ermitteln von hochohmigen Fehlern und anderen Anormalitäten in elektrischen Energieübertragungs- und Verteilungsnetzen, die sich von normalen, nicht- fehlerhaften Änderungen in der Systemlast und den Systembedingungen unterscheiden.

Stand der Technik

Im Betrieb eines Energieübertragungs- und Verteilsystems ist es möglich, daß anormale und möglicherweise gefährliche Bedingungen auftreten, die durch ein heutzutage verfügbares praktisches Ermittlungssystem nicht leicht ermittelt werden können. Eine derartige Bedingung ist die, daß ein mit einer Hochspannung gespeister Leiter auf einem Straßenpflaster oder auf trockenem Erdboden liegt. Dieses kann aus dem abbrechen eines Tragmastes resultieren, der normalerweise des gespeisten Draht oberhalb der Reichweite einer Person trägt. Eine derartige Bedingung kann entstehen, wenn der Tragmast abbricht oder durch ein Fahrzeug oder durch Unwetter niedergelegt wird. Manchmal kann ein Kabelverbinder, der zwei gespeiste Leiter miteinander verbindet, ausfallen und es ermöglichen, daß einer oder beide Leiterenden auf trockenen Boden oder auf ein Straßenpflaster fallen.
Häufig ist in derartigen Fällen der Betrag des Fehlerstromes, der von dem gespeisten Draht zur Erde abfließt, ziemlich begrenzt, nämlich durch den hohen Widerstand in dem Rückweg zur Erde. Bekannte Mittel zum Ermitteln herunterhängender Leiter oder dergleichen enthalten bekannte Typen von Einrichtungen zur Kurzschlußermittlung, wie Stromüberwachung, Schaltungsunterbrecher, Sicherungen und dergleichen. Derartige bekannte Mittel sind oft nicht empfindlich genug, um den geringen Fehlerstrom zu ermitteln, der aus hochohmigen Fehler resultiert.
In derartigen Fällen kann der hochohmige Fehlerstrom nur wenige Prozent des normalen Laststromes betragen und kann somit durch Schutzeinrichtungen kaum erkannt werden, wie sie im allgemeinen in elektrischen Energieverteilungssystem benutzt werden, wie z.B. Schutzrelais, Schaltungsunterbrecher oder Sicherungen.
Eine besonders schwierig zu erkennende Bedingung eines herabhängenden Leiters ist die, bei der der Leiter gebrochen ist, auf einem trockenen Asphalt-Straßenpflaster liegt und fast überhaupt kein Fehlerstrom fließt.
Es ist bekannt, daß ein fehler mit hoher Impedanz in einem elektischen Energie- Verteilungsnetz oftmals das Ergebbnis entweder eines instabilen Lichtbogens oder eines Lichtbogens mit beträchtlicher Länge oder das Ergebnis eines hohen Widerstandes oder eines Fehlerstromes durch trockenem Erdboden ist. In jedem dieser Fälle ist die hohe Impedanz, die den Fehlerstrom begrenzt, im algemeinen während des Spannungsüberganges des Versorgungsnetzes während einer Halbperiode nicht- linear. Es ist bekannt, daß dieses in einem verzerrten Systemstromverlauf resultiert, der, wie eine Analyse zeigt, sowohl harmonische Frequenzen als auch die Grundfrequenz-Komponente des elektrischen Energieversorgungsnetzes enthält.
Es wurde vorgeschlagen, einfach diese harmonischen Ströme in dem elektrischen Energieversorgungsnetz zu messen. Ein derartiger Versuch jedoch ist im allgemeinen nicht ausreichend, das Vorliegen einer derartigen Fehlerbedingung eindeutig zu erkennen. Ein Grund dafür ist der, daß bei einem typischen kommerziellen elektrischen Energieübertragungs- und Verteilungsnetz sich die Quellen für die Harmonischen ständig ändern und somit die normalerweise in dem System vorhandenen Harmonischen sich ebenso ändern.
Zu den Quellen für Harmonische, die normalerweise in dem System auftreten, gehören die vielen an das System angeschlossenen Transformatoren und Elektromotoren, Widerstandslampen, Lichtbogen-Öfen, Gleichrichter, Thyristor- gesteuerte Verbraucher, Fernsehempfänger und andere versorgte nichtlineare Geräte. Senken für Harmonische enthalten ale die an das System angeschlossenen Kompoenneten einschließlich einige von den Komponenten, die selbst Quellen für Harmonische sind.
Änderungen sowohl in den Quellen als auch in den Senken oder Verbrauchern von normalerweise auftretenden Harmonischen in dem Energieversorgungsnetz können Harmonische verdecken, die aufgrund des Auftretens eines Fehlers hoher Impedanz oder einer anderen Anormalität auftreten.
Ein gemeinsames Merkmal für viele dieser Quellen für Harmonische ist das, daß sie nichtlineare Induktanzen darstellen oder daß sie aufgrund ihrer Natur einen induktiven Strom erfordern wie z.B. im Falle der oben genannten elektrischen Lichtbogen-Öfen.
Der Erregerstrom eines typischen Transformators, wie er durch den Kurvenverlauf von Fig. 1a dargestellt ist, zeigt, daß einige dieser verzerrten Ströme zu einer Spitzenbildung neigen, wenn die Spannung in der Nähe ihres Nullwertes ist. Ein verzerrter abgeflachter strom, ähnlich zu der in Fig. 1b dargestellten Rechteckform, wird von einer durch einen Ein-Phasen-Thyristor gesteuerten Motorlast aufgenommen.
Eine bekannte Fehler-Ermittlungsschaltung, die die harmonischen der Signale in einem Ergieversorgungnetz prüft, ist in dem US-Patent mit der Nummer 4,313,146 beschrieben. Diese Schaltung ist jedoch nur bei Dreiphasensystemen anwendbar und arbeitet mit einem Vergleich der Phase der dritten Harmonischen-Komponente jeder der drei Phasen relativ zu den anderen und mit einer Ermittlung einer Änderung in der Phase jeder dieser Komponenten währen einer Periode, wenn die Phasen der anderen Komponenten unverändert bleiben. wie besonders beschrieben wird, erfolgt der Phasenvergleich durch EXKLUSIV-ODER-Tore, deren Ausgangsspannungen einer Schaltung zugeführt werden, die Pulsbreiten/Spannungs-Wandler, Amplitudenkomparatoren, Zeitdiskriminatoren und eine Logik zur Fehler-Identifikation, enthält.
Jedoch sind Harmonische, die bei einem Fehler hoher Impedanz auftreten, spannungs-gesteuert, so daß zur Erzeugung einer nennenswerten Referenz eine Systemspannung benutzt werden muß. In der genannten bekannten Schaltung wird keine Referenzspannung angewendet.
Im Gegensatz dazu beruht die vorliegende Erfindung auf der Erkenntnis, daß Verteilungssysteme im allgemeinen eine komplexe Impedanz (R + jX) speisen, die sich in Abhängigkeit von dem Lasttyp und den dem System auferlegten Umschaltungen kontinuierlich ändert. R und X können sich unabhängig voneinander ändern, und dieses kann in großen und unvorhersehbaren Änderungen zwischen der angelegten Spannung und dem resultierenden Strom resultieren.
Daher unterscheiden sich das Spannungs-und Systemverhalten sowohl in der Größe als auch in der Phase. Eine Änderung in dem System, die eine Änderung in einem Verhalten erzeugt, hat nicht notwendigerweise eine entsprechende Wirkung auf das andere Verhalten, entweder in der Größe oder in der Phase, und die tatsächliche Wirkung auf das andere Verhalten ist abhängig von der Art und der Lage des die Änderung erzeugenden Ereignisses.
In einer Hinsicht schafft die Erfindung ein Verfahren zum Ermitteln einer Anormalität in einem elektrischen Wechselspannungs-Energieversorgungsnetz bei einer Grundfrequenz, wobei das Verfahren die folgenden Schritte enthält:
(a) es wird ein erstes Signal, das die Grundfrequenz-Komponente einer in dem Netz auftretenden Spannung oder ein erstes Signal, das eine Harmonische einer in dem Netzwerk auftretenden Spannung darstellt, erzeugt;
(b) es wird ein zweites Signal erzeugt, das eine Harmonische eines in dem Netzwerk auftretenden Stromes darstellt; und
(c) das erste und zweite Signal werden miteinander verglichen, und daraus wird ein drittes Signal erzeugt, das das Phasen-und/oder Amplituden-Verhältnis zwischen dem ersten Signal und dem zweiten Signal anzeigt; und
(d) es wird eine Anzeige in Abhängigkeit von dem Auftreten einer vorbestimmten Änderung in dem dritten Signal erzeugt.
Änderungen in dem ersten, zweiten und/oder dritten Signal können bestimmt werden, indem die Mittelwerte des Signals über einen langen Zeitraum und über einen kurzen Zeitraum miteinander verglichen werden.
Das Phasen-Verhältnis kann durch eine Nulldurchgangs-Messung bestimmt werden.
Gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung wird ein System zum Ermitteln einer Anormalität in einem Wechselspannungs-Versorgungsnetz für elektrische Energie bei einer Grundfrequenz geschaffen, wobei das System folgendes enthält:
(a) eine Schaltung, die ein erstes Signal erzeugt, das die Grundfrequenz-Komponente einer in dem Netzwerk auftretenden Spannung darstellt, oder ein erstes Signal erzeugt, das eine Harmonische einer in dem Netzwerk auftretenden Spannung darstellt;
(b) eine Schaltung zur Erzeugung eines zweiten Signals, das eine Harmonische eines in dem Netzwerk auftretenden Stromes darstellt;
(c) eine Schaltung zum Vergleich des ersten und zweiten Signals und zur Erzeugung eines davon abhängigen dritten Signals, das das Phasen-und/oder Amplituden- Verhältnis zwischen dem ersten und zweiten Signal anzeigt; und
(d) eine Schaltung zur Erzeugung einer Anzeige in Abhängigkeit vom Auftreten einer vorbestimmten Änderung in dem dritten Signal.
Die Schaltung für den Vergleich kann eine Dioden-Brückenschaltung, eine Multiplizierschaltung oder eine andere Modulationsschaltung zum Bestimmen des Phasenverhältnisses zwischen dem ersten und zweiten Signal enthalten.
Das dritte Signal kann das Phasenverhältnis zwischen dem ersten und dem zweiten Signal darstellen, ausgedrückt in rechtwinkligen Koordinaten, oder als eine trigonometrische Funktion davon..
Gemäß einer dritten Ausführungsform der Erfindung ist ein Fehler-Analysier- System für ein elektrisches Leistungsnetz zum Ermitteln hochohmiger Anormalitäten in dem Netz durch Ermitteln einer Phasenkennung einer derartigen Anormalität vorgesehen, die sich von anderen System-Ereignissen unterscheidet, wobei das System folgendes enthält:
(a) eine Schaltung zur Erzeugung eines ersten Referenzsignals, das im wesentlichen die augenblickliche Leistungs-System-Spannung an einem Punkt des Systems darstellt;
(b) Schaltung zur Erzeugung eines zweiten Signals, das im wesentlichen den augenblicklichen Leistungs-System-Strom darstellt,
(c) Schaltung zur Erzeugung eines dritten Signals, das im wesentlichen die augenblickliche Leitstungs-System-Spannung an einem Punkt in der Nähe des Punktes der Stromsignal-Messung anzeigt;
(d) Mittel zum Filtern und Verarbeiten des ersten, zweiten und dritten Signals zur Erzeugung von Signalen, die die Phasenwerte einer Harmonischen in dem zweiten Stromsignal und eine Harmonische in dem dritten Spannungssignal anzeigen, jeweils mit Bezug auf die Grundfrequenzkomponente des ersten Referenzsignals, unabhängig von Änderungen in der Nennfrequenz des elektrischen Leistungssystems und ohne Mehrdeutigkeit aufgrund einer Differenz zwischen der Grundfrequenz und der Frequenz der Harmonischen;
(e) Schaltung zum Bereitstellen eines ersten und zweiten Mittelwertes jeder der Phasenwert-Signale, wobei der Zeitraum der Mittelung des ersten Wertes klein ist gegenüber dem Zeitraum der Mittelung des den Umgebungswert darstellenden zweiten Wertes;
(f) Schaltung zum Bestimmen der Änderungen in jedem der gemittelten ersten Werte relativ zu dem entsprechenden gemittelten zweiten Wert;
(g) Schaltung zur Bildung von Grenzen jeder der Änderungen in dem Phasenverhältnis gegenüber dem ersten Referenzsignal und/oder Änderungen in der jeweiligen Größe; und
(h) Schaltung zum Ermitteln, wann die Änderungen die Grenzen überschreiten und dadurch eine hochohmige fehlerhafte Anormalität in der überwachten Schaltung anzeigen.
Bei dieser dritten Ausführungsform kann das System einen mitlaufenden Oszillator zur Phasenkopplung mit der Grundfrequenz-Komponente des ersten Referenzsignals zur Erzeugung einer dritten Harmonischen mit einem Nulldurchgang enthalten, der mit den Nulldurchgängen des ersten Referenzsignals zusammenfällt, ohne Rücksicht auf Änderungen in der Nennfrequenz des elektrischen Leistungs-Systems. Die Filter- und Bearbeitungsmittel können eine Schaltung zum Messen des Zeitraums zwischen den Nulldurchgängen des zweiten und dritten Signals relativ zu der Periodendauer der System-Frequenz enthalten.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung dienen dazu, Bedingungen in einem elektrischen Leistunssystem zu analysieren, um das Auftreten von hochohmigen Fehlern in dem System zu ermitteln, und zwar ohne die Erzeugung von unechten Anzeigen aufgrund normaler, nicht-fehlerhafter Änderungen in den System-Kenndaten, die aus normalen Änderungen in der Last und den Bedingungen des Systems resultieren.
Die Nachteile und Unzulänglichkeiten des Standes der Technik werden durch die Anwendung eines Systems und eines Verfahrens gemäß der Erfindung umgangen oder im wesentlichen beseitigt.
Gemäß einer spezifischeren Ausführungsform wird das Phasenverhältnis zwischen der Grundspannung und einem harmonischen Stromsignal durch zwei parallele Mittelwerts-Schaltungen überwacht. Eine Mittelwert-Schaltung, die über eine relativ lange Zeit mittelt, erzeugt ein Signal, das im allgemeinen dem Phasenverhältnis zwischen der Grundspannung und den harmonischen Stromsignalen des umgebenden Systems entspricht. Die andere Mittelwert-Schaltung mittelt über eine wesentlich kürzere Zeit und erzeugt ein Signal, das im wesentlichen dem jeweils vorliegenden Wert des Phasenverhältnisses zwischen der Grundspannung und den harmonischen Stromsignalen entspricht.
Der Unterschied zwischen diesen Langzeit- und Kurzzeit-gemittelten Phasendifferenzsignalen wird bei dieser Ausführungsform ermittelt, um das Auftreten eines hochohmigen Fehlers anzuzeigen. Das Langzeit-gemittelte Signal wird vorzugsweise über annähernd 10 Sekunden bis zu 10 Minuten erzeugt, um über einen Zeitraum zu mitteln, der zwar lang genug ist, um eine Systembedingung in der Umgebung darzustellen, aber dennoch kurz genug ist, um normalen Änderungen in der Last und der Bedingung von Stunde zu Stunde zu folgen. Das Kurzzeit-gemittelte Signal wird in der bevorzugten Ausführungsform über einen Zeitraum von annähernd einem Zehntel- bis fünf Sekunden gemittelt, um lang genug zu sein, ein unechtes Ansprechen auf normale Übergänge zu vermeiden, die in dem System auftreten.
Gemäß einer spezifischeren Ausführungsform wird auch die Amplitude des harmonischen Stromsignals überwacht und gemittelt, wie es oben im Zusammenhang mit den Phasenwinkel-Signalen beschrieben wurde. Wenn eine Änderung in dem Kurzzeit-gemittelten Signal für die Amplitude des harmonischen Stromes auftritt, mit Bezug auf das Langzeit-gemittelte Signal für die Amplitude des harmonischen Stroms, wird diese Eingangsspannung in einer bevorzugten Ausführungsform ebenso verwendet, und zwar in Kombination mit dem oben beschriebenenen Phasenwinkel- Änderungssignal, um das Auftreten eines hochohmigen Fehlers in dem System anzuzeigen.
In einer weiteren Ausführungsform werden sowohl ein Signal für eine harmonische Spannung als auch ein Signal für einen harmonischen Strom, vorzugsweise dieselbe Harmonische, überwacht und ihre jeweiligen Phasenwinkel zueinander verglichen. Dieser Vergleich ist analog zu der Art des Vergleichs des harmonischen Stromes zu den oben beschriebenen Grundspannungs-Signalen. Zusätzlich kann die Amplitude des Signals für die harmonische Spannung ebenso abgefühlt, gemittelt und in ihrem Wechsel ermittelt werden, analog zu der Weise, in der, wie oben beschrieben, das Signal für die Amplitude des harmonischen Stromes verarbeitet wird.
Gemäß einer spezifischeren Ausführung wird eine weitere Ausgangsspannung durch eine Verhältnisbildung des Signals für die Änderung der harmonischen Spannung zu dem Signal für die Änderung des harmonischen Stromes gewonnen.
In dieser spezifischeren Ausführungsform werden die so gewonnenen verschiedenen Ausgangsspannungen in einer spezifischen Weise über logische Verknüpfungen kombiniert, um genaue und eindeutige Anzeigen für das Auftreten von hochohmigen Fehlern und Anormalitäten in dem elektrischen Energieversorgungsnetz zu erzielen, jedoch von unechten Anzeigen zu unterscheiden, die andernfalls aufgrund des Auftretens von normalen, nicht- fehlerhaften Änderungen in den harmonischen Quellen, Senken, Übergängen und anderen Systembedingungen auftreten würden.
Gemäß einer spezifischen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden Phasenverhältnisse zwischen Signalen in verschiedenen Teilen des Netzwerks durch eine Analyse in rechtwinkligen Koordinaten bestimmt, und zwar mehr als durch eine Analyse in Polarkoordinaten. Bei solchen Ausführungsformen werden Mittel wie Diodenbrücken verwendet, um das Produkt darstellende Signale zu erzeugen, die Funktionen von trigonometrischen Funktionen von Phasenwinkeldifferenzen sind, und zwar mehr als Funktionen von Phasenwinkeln selbst.
Die spezifische Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird anhand der folgenden detaillierten Beschreibung und der Zeichnung verständlich, die folgendes zeigt:
Die Fig.1a, 1b und 2 zeigen bestimmte verzerrte Stromverläufe, die unter unterschiedlichen Arbeitsbedingungen elektrischer Energieversorgungsnetze auftreten, die hochohmige Fehler enthalten;
Fig.3 ist ein Blockschaltbild und zeigt eine Ausführungsform eines Analysators für einen hochohmigen Fehler zur Ermittlung von Fehlern an einem elektrischen Energienversorgungsnetz;
Fig.4 ist ein Blockschaltbild und zeigt eine andere Ausführungsform eines Analysiersystems zur Ermittlung hochohmiger Fehler an einem elektrischen Energieversorgungsnetz;
Die Fig.5 und 6 sind ein Schema bzw. ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform und zeigen im Detail die Durchführbarkeit einer Verwendung einer Kombination von sowohl analogen als auch digitalen Mitteln zur Erzielung der gewünschten Ergebnisse;
Fig.7 ist ein Blockschaltbild und zeigt die Anwendung eines in den Fig.3 bis 6 dargestellten Fehleranalysier-Systems auf eine elektrisches Mehrphasen- Energieversorgungsnetz;
Fig.8 ist ein Blockschaltbild und zeigt eine alternative analoge Meßtechnik für die Ausführungsform der Fig.5 und 6;
Fig.9 ist ein Phasendiagramm, das durch einen aktuellen, durch die vorliegende Erfindung gemessenen Fehler erzeugt wurde;
Fig.9 zeigt I'&sub3; und V'&sub3; als fehlerhafte dritte Harmonische;
I&sub3; und V&sub3; sind Harmonische während eines Fehlers mit niedrigem Strom; IPH und VPH sind errechnete Phasenänderungen in I&sub3; und V&sub3;. Alle Werte sind maßstabsgerecht, ausgenommen V' (REF) und I (fehlerhaft).
Fig.10 ist ein Flußdiagramm und zeigt die Wirkung der Ausführungsform der Fig.5 und 6;
Die Fig. 11 und 12 sind Blockschaltbilder und zeigen im Detail eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 13 ist eine graphische Darstellung eines Wirkungsprinzips der vorliegenden Erfindung;
Die Fig. 14 und 15 sind schematische Darstellungen eines Teiles der in den Fig. 11 und 12 in Blockform gezeigten Schaltung.

Beste Ausführungsform der Erfindung

Zur Vorbereitung für die Beschreibung von Analysiersystemen für spezifische Fehler zur Lösung von Aufgaben, die sich auf die Ermittlung von hochohmigen Fehlern beziehen, und zur Unterscheidung von Umgebungs-Systembedingungen ist es wünschenswert, in einem gewissen Ausmaß die Theorie und die Folgen des Auftretens von hochohmigen Fehlern zu diskutieren.
Fig.2 zeigt bei dem Bezugszeichen 6 einen aus einem hochohmigen Fehler resultierenden verzerrten Strom, der kurz nach den bei 8 dargestellten Spannungsmaximum eine Spitze 7 aufweist. Unter anderen Bedingungen kann der Fehler sich kurzzeitig auslöschen, wenn der Strom durch null geht, und dann eine elektrische Grade später sich in die nächste Halbperiode erstrecken. Eine Analyse dieser und anderer verzerrter Kurvenformen hat gezeigt, daß ein nennenswerter Unterschied zwischen durch normale Systembedingungen erzeugten Harmonischen und durch hochohmige Fehler und andere Anormalitäten erzeugten Harmonischen in dem Phasenverhältnis der in dem System auftretenden harmonischen Ströme und der in dem elektrischen Energieversorgungsnetz auftretenden Spannung mit der Grundfrequenzkomponente liegt.
Die Größe dieser Harmonischen wird sich ebenso ändern, abhängig sowohl von der Art der Verzerrung und dem Verhältnis der nichtlinearen Impedanz zu den linearen Impedanzen in dem elektrischen Netzwerk. Daraus folgt, daß der harmonische Strom "Unterschrift" eines hochohmigen Fehlers sich unterscheidet von dem angeschlossener nichtlinearer Geräte an einem Leistungssystem und daß eine Ermittlung dieses Unterschiedes durchgeführt werden kann.
In dieser Beschreibung wird der Ausdruck "harmonisch" in seinem weiteren Sinne verwendet und meint jedes Signal, dessen Frequenz in Synchronismus mit der Systemfrequenz verkoppelt ist. Das schließt ein die klassische Harmonische und die Subharmonische ebenso wie die "Bruch-Harmonischen", d.h. ganzzahlige Vielfache einer Subharmonischen.
In einem praktischen elektrischen Energieversorgungsnetzwerk ändern sich die Werte der Harmonischen der Umgebung ständig aufgrund von normalen, nicht- fehlerhaften Umständen, und über den Verlauf eines normalen Tages oder einer Woche können sie sich in einem größern Ausmaß ändern als jede Änderung, die durch einen hochohmigen Fehler oder eine andere Anormalität verursacht ist. Die Harmonische der Umgebung ändert sich, wie oben erwähnt, da sich sowohl die Quellen der Harmonischen als auch die Senken für die Harmonischen beide ständig ändern. Ebenso werden Änderungen in dem Netzwerkaufbau eine Umverteilung des Flusses der Harmonischen in der Umgebung verursachen. Z.B. wann immer eine Änderung des Zustandes in einem Wechselspannungs-Netzwerk auftritt, muß ein Übergang erfolgen, von dem einigen Komponenten bei der für die Ermittlung des hochohmigen Fehlers dienenden harmonischen Frequenz liegen. Ein An- und Abschalten von Kondensatoren in dem System kann nennenswerte Änderungen in der Umgebungs-Harmonischen verursachen und kann ebenso während des aktuellen Schaltvorganges zusätzliche Harmonische erzeugen.
Deshalb wird, wie oben beschrieben, eine einfache Messung der Amplitude der Harmonischen kein zuverlässiges Ermittlungssystem für einen hochohmigen Fehler darstellen. Ähnlich wird eine einfache Ermittlung der Phase einer Harmonischen im allgemeinen nicht ausreichend unterscheiden können, um für die Ermittlung eines hochohmigen Fehlers angewendet zu werden.
Jedoch durch Überwachung der Harmonischen der Umgebung über einen relativ langen Zeitraum und durch Vergleich eines über einen kürzeren Zeitraum aufrechterhaltenen Wertes der zu überwachenden Harmonischen kann eine eindeutige Identifikation eines hochohmigen Fehlers erreicht werden. In manchen Netzwerken braucht dieses Verfahren nur die Überwachung der Phasenverhältnisse zwischen der Harmonischen und der Grundwelle zur Folge zu haben. In anderen Netzwerken können Ergebnisse über eine nützliche Ermittlung eines hochohmigen Fehlers dadurch erzielt werden, daß die Umgebungsgröße der Harmonischen mit Änderungen in dem jeweiligen Wert der Größe der Harmonischen verglichen wird. Unter anderen Bedingungen kann ein Vergleich der Umgebungsänderungen in der Größe und der Phase einen nützlichen Detektor ergeben.
Für eine allgemeinere Lösung jedoch, die frei ist von einer Fehldeutung von Änderungen in der Harmonischen aufgrund von Routine-Ereignissen, ist es wünschenswert, die Änderungen in den Phasenwerten zu überwachen, d.h. Phase und Größe der Harmonischen werden als einzige Einheit behandelt. Ein harmonischer Strom-Phasenvektor, sofern er geeignet in Beziehung gesetzt ist zu der Grundfrequenz der Spannung, bringt inhärent eine Abfrage der Richtung des Stomflusses der Harmonischen mit sich. Auf ähnliche Weise kann die Änderung in dem Phasenvektor für den harmonischen Strom, wenn er in Beziehung gesetzt ist zu der Änderung in dem Phasenvektor für die harmonische Spannung, dazu benutzt werden, zu identifizieren, ob die Anormalität ein Ereignis flußaufwärts oder flußabwärts von dem Beobachtungspunkt in dem Energieversorgungsnetzwerk ist.
Da diese flußaufwärts-flußabwärts-Bestimmung auf Änderungen in der Harmonischen von Spannung und Strom basiert, ist sie nur von der Lage und der Art des Fehlers oder der Anormalität und von den Impedanzen des gesamten Netzwerks und den Verteilungsfaktoren der Harmonischen bei der gemessenen Frequenz abhängig.
Diese letztgenannte Messung muß nicht bei einer wahren Harmonischen der Systemfrequenz durchgeführt werden, abgesehen von der Bequemlichkeit, die eine derartige Messung darstellt. Es kann so jede Frequenz benutzt werden, die durch die Anormalität erzeugt ist. Die Harmonische muß nicht ein ganzzahliges Vielfaches der System-Grundfrequenz sein, wobei das Verhältnis zwischen der Phasenvektor- Spannung zu dem Phasenvektor-Strom bedeutungsvoll ist.
Es ist von Bedeutung, daß die Funktion der Überwachung der Umgebung nicht durch Vergleich der Harmonischen auf einer Phase gegenüber denen einer zweiten Phase durchgeführt werden kann, wenn ein elektrisches Mehrphasen- Energieversorgungsnetz angewendet wird. Wenngleich im allgemeinen die Harmonischen auf den verschiedenen Phasen eines Mehrphasen-Systems vergleichbar erscheinen, sind sie in Wirklichkeit die Summe von weitgehend Einphasen-Phänomenen, und man kann sich nicht darauf verlassen, daß sie ausreichend gleich verbleiben, um ein einfaches Verfahren zur Aufrechterhaltung einer zuverlässigen Umgebungs-Referenz darzustellen.
Diese Tatsachen werden in den folgenden Veröffentlichungen bestätigt, die hier ausdrücklich als Referenz angeführt werden:
EPRI Report No. EL 2430, Poject 1285-2, June, 1982, "High Inpedance Fault Detection Using Third Harmonic", wo auf Seite vi der Projektmanager feststellt "...die Arbeit an diesem Projekt wird voraussichtlich nicht fortgesetzt...".
Das Wesentliche des in der EPRI-Veröffentlichung beschriebenen Projektes ist der Vergleich der harmonischen Ströme auf einer Phase mit denen einer anderen Phase, wie in Fig.4.1 und 4.7 der Veröffentlichung gezeigt. Dieser Vergleicht erfolgt für Stromgrößen auf einem Typ des Energiesystems und für Strom-Phasenwinkel auf einem anderen Typ. Jedoch wird ein wirklicher Phasenvergleich niemals erwähnt, noch wird ein Stromvergleich mit der Systemspannung oder einer Harmonischen der Systemspannung jemals diskutiert. Außerdem ist natürlich in einer Einphasen- Schaltung keine zweite Phase für einen Vergleich vorhanden.
Trotzdem besteht weiterhin ein Bedarf nach einem Detektor für einen Dreiphasen- Hochimpedanz-Fehler, um die Komplexität der Einrichtung an Stellen, wo eine Dreiphasen-Installation gewünscht wird, zu minimieren.
Die Ermittlung eines Hochimpedanz-Fehlers in einer Dreiphasen-Umgebung kann dadurch erfolgen, daß zwischen den drei Phasenwerten des Energiesystems und dem Analysator für die Harmonischen, wie weiter unten beschrieben, ein Trenn- Netzwerk für eine symmetrische Spannungs- und Stromfolge von einem Typ eingefügt wird, wie er in dem US-Patent 3,699,441 beschrieben wird, die hier ausdrücklich als Referenz eingeführt wird. Eine Spannung mit positiver Folge und ein Strom mit negativer Folge und ein Spannungssignal von diesen Netzwerken werden jeweils verwendet und direkt in das Einphasen-System eingespeist, das weiter unten im Detail beschrieben wird.
Auf diese Weise können die Einphasen-Analysier-Einrichtungen, wie sie später im Zusammenhang mit den Fig.3, 4 und 5 beschrieben werden, dazu herangezogen werden, die Ermittlung eines hochohmigen Fehlers in Dreiphasen-Systemen zu erleichtern, was ihre Nützlichkeit beträchtlich erhöht. Man kann ebenso Quantitäten mit einer Nullfolge für die Signale benutzen, und zwar mit den beschriebenen Analysier-Einrichtungen, um hochohmige Fehler in einem Mehrphasen-System zu identifizieren. Diese Lösung muß jedoch die gewünschte Einphasen-Information aus der Summe der Harmonischen aller drei Phasen ausloten. Die zusätzliche Signalfilterung wird bei dem genannten Folge-Trennetzwerk nicht benötigt, da die Nullfolge-Quantitäten in dem Netzwerk weitgehend beseitigt sind.
Fig.3 ist ein Blockschaltbild und zeigt ein Analysiersystem, das an ein elektrisches Energieversorgungsnetztwerk 10 angeschlossen ist, um Anzeigen aufgrund des Auftretens von hochohmigen Fehlern oder anderen Anormalitäten auf der bestimmten Schaltung in dem Energiesystem-Netzwerk zu erzeugen.
Ein Hochspannungs-Meßwandler 12 ist mit einer Phase des Energiesystem-Netzwerks 10 gekoppelt. Es sei bemerkt, daß das Ermittlungssystem von Fig.3 sowohl zur Ermittlung von hochohmigen Fehlern und auch anderen Anormalitäten anwendbar ist.
Die Ausgangsspannung der Sekundärwicklung des Wandlers 12 an den Leitungen 14 führt das augenblickliche Spannungssignal von der Phase, mit der die Primärwicklung des Wandlers 12 gekoppelt ist. Für diese Ausgangsspannung wird ein Nennwert von 120 Volt angenommen.
Das augenblickliche Wechselspannungssignal an den Leitungen 14 wird einer Spannungs-Verarbeitungseinheit 16 mit bekanntem Aufbau zugeführt, deren Aufgabe es ist, die Spannung auf einen Wert zu bringen, der verträglich ist für eine Operation und Behandlung durch Mittel der Flußabwärtsschaltung, was später noch erläutert wird. Die Auswahl des Maßes dieser Skalierfunktion liegt, wenn die Identität der Flußabwärts-Schaltung und ihre Anforderungen gegeben sind, im Rahmen des Könnens eines Fachmannes auf diesem Gebiet.
Eine skalierte Spannung erscheint an der Leitung 18 und wird zu einem Filternetzwerk 20 übertragen. Das Filternetzwerk 20 dient dazu, im wesentlichen alle Frequenzen in der an der Leitung 18 auftretenden Wechselspannung mit Ausnahme der Grundfrequenz zu unterdrücken. In der Ausführungsform von Fig. 3 wird die Grundfrequenz mit 60 Hz angenommen. Es sei jedoch bemerkt, daß dann, wenn eine anderen Grundfrequenz verwendet wird, das Filternetzwerk 20 so bemessen ist, daß es im wesentlichen nur die Grundfrequenz durchläßt.
Die Bearbeitungsschaltung 16 für die Spannungsskalierung ist in dieser Ausführungsform so bemessen, daß sie die Ausgangsspannung an der Leitung 18 in die Nähe von 5 Volt bringt.
Ein Hochspannungs-Stromtransformator 22 (es ist nur die Sekundärwicklung gezeigt) ist ebenso mit derselben Phase gekoppelt, mit der Hochspannungs-Wandler 12 gekoppelt ist. Die Sekundärwicklung des Wandlers 22 erzeugt an den Leitungen 24 ein Signal, das dem Augenblickswert des Stromes in der gemessenen Phase entspricht. Das Signal an den Leitungen 24 wird einer Stromverarbeitungseinheit 26 zugeführt, deren Aufgabe es ist, einen Strom mit einem Nennwert von 5 A auf einen niedrigeren Spannungspegel umzusetzen, der geeignet ist für eine einfache Behandlung und Verarbeitung durch die weiter unten beschriebene Hußabwärts- Schaltung. In der Ausführungsform von Fig.3 wird der Strom durch die Stromverarbeitungseinheit 26 auf einen Wert umgesetzt, der durch ein Spannungssignal in der Nähe von 5 Volt dargestellt wird.
Die Stromverarbeitungseinheit 26 enthält vorzugsweise einen geeigneten Strom- Nebenschluß oder -Wandler. Es werden sowohl für die Stromverarbeitungseinheit 26 als auch für die Spannungsverarbeitungseinheit 16 Wandler bevorzugt.
Die Stromverarbeitungseinheit 26 erzeugt an einer Leitung 28 ein skaliertes Wechselspannungssignal entsprechend dem Augenblickswert des Stromes in der gemessenen Phase, an die die Primärwicklung des Wandlers 22 angeschlossen ist. Das Signal an der Leitung 28 gelangt auf eine 180 Hz-Filterschaltung 30, die dazu dient, in dem Signal an der Leitung 28 im wesentlichen alle Frequenzkomponenten zu unterdrücken außer der dritten Harmonischen der Grundfrequenz. In dieser Ausführungsform hat diese Komponente eine Frequenz von 180 Hz.
Die gefilterte oder "saubere" Grundfrequenzsspannung wird über eine Leitung 32 einem Nulldurchgangsdetektor 34 zugeführt. Der Spannungsdurchgangsdetektor 34 erzeugt ein Signal bei jedem Nulldurchgang dieser Spannung mit der Grundfrequenzkomponente.
Der gefilterte oder "saubere" Strom mit der dritten Harmonischen wird über eine Leitung 36 einem weiteren Nulldurchgangsdetektor 38 zugeführt. Der Nulldurchgangsdetektor 38 erzeugt ein Signal bei jedem Nulldurchgang des die dritte Harmonische des Stroms anzeigenden Signals.
Vorzugsweise enthalten die Filterschaltungen 20, 30 schmale Bandpaß-Filter, um Auswirkungen jedes Signals in unmittelbarer Frequenznähe zu dem Signal zu minimieren, das durchgelassen werden soll. Um jedoch die Auswirkungen von Phasenverschiebungen von Frequenzabweichungen in der Systemgrundfrequenz zu minimieren, sollten die Filter 20, 30 auch für eine minimale Phasenverschiebung im Durchlaßbereich ausgelegt sein und annähernd gleichen Aufbau haben und genau auf das Verhältnis von drei zu eins des gewünschten Durchlaßbereiches abgestimmt sein.
Die an den Leitungen 40, 42 auftretenden Nulldurchgangssignale mit 60 Hz bzw. 130 Hz werden in einer Phasenwinkel-Detektoreinheit 44 miteinander verglichen. Die Phasenwinkel-Detektoreinheit 44 enthält eine Schaltung bekannter Art, um jede Mehrdeutigkeit aufgrund der Tatsache zu beseitigen, daß drei Stromnulldurchgänge für jeden Spannungsnulldurchgang bestehen aufgrund des Verhältnisses von drei zu eins zwischen den Signalen. Diese Mittel zur Beseitigung einer Mehrdeutigkeit enthalten vorzugsweise eine Schaltung identisch zu der in Fig.5, eine Einrichtung, die mit den Bezugszeichen 245 bis 249 und 268 bis 273 bezeichnet ist. Darin wird das RS Hop-Flop durch den Nulldurchgang in positiver Richtung der 60 Hz Referenzkurvenform gesetzt und durch den ersten Nulldurchgang eines ähnlichen Nulldurchgangs in positiver Richtung des harmonischen Signals zurückgesetzt. Darauffolgende harmonische Nulldurchgänge werden so ignoriert, bis das Flip-Flop durch den nächsten Nulldurchgang der Grund-Referenzfrequenz gesetzt wird.
Das Signal für den harmonischen Strom an der Leitung 36 wird zusätzlich einer Amplitudendetektorschaltung 46 zugeführt. Da dieses Signal im wesentlichen Sinusform hat, wird ein Amplitudendetektor für den Effektivwert oder den Mittelwert bevorzugt. Jedoch wird in Anbetracht des möglichen niedrigen Pegels dieses Signals ein Präzisionsgleichrichter vorgeschlagen. Ein derartiger Gleichrichter besteht aus einem entsprechend geschalteten Operationsverstärker mit einer Diode im Rückkopplungsweg, so daß in aufeinanderfolgenden Halbperioden aufgrund der Auslöschung in diesen aufeinanderfolgenden Halbperioden kein Ausgangssignal auftritt. Da die Diode in der hochohmigen Rückkopplungsschaltung arbeitet, wird ihre Nichtlinearität vernachlässigt. Siehe "IC OP-AMP Cookbook" von W.G. Jung, Seiten 198 - 200.
Die Ausgangsspannung der Phasenwinkel-Detektoreinheit 44 ist eine Wechselspannung, die die Phasenwinkeldifferenz zwischen der Grundspannung und den Signalen für den harmonischen Strom darstellt, der dem Phasenwinkel-Detektor über die Leitungen 40, 42 zugeführt wird. Diese Ausgangsspannung von dem Phasenwinkel-Detektor wird als eine Eingangsspannung einer Langzeit- Mittellungsschaltung 48 und einer Kurzzeit-Mittelwertschaltung 50 zugeführt. Die Langzeit-Mittellungsschaltung 48 erzeugt an einer Leitung 52 eine Ausgangsspannung mit einem Gleichspannungswert entsprechend dem Umgebungswert der Phasendifferenz zwischen dem Spannungssignal für die Grundfrequenz und dem Signal für den harmonischen Strom, abgeleitet über die Langzeit-Mittelung. Vorzugsweise ist die Langzeit-Mittellungsschaltung 48 mit Mitteln zum Einstellen der Mittelungszeit zwischen ungefähr 10 Sekunden und 10 Minuten versehen. Es sei jedoch bemerkt, daß in einigen Fällen eine feste Mittelungszeit ausreichend sein kann.
Auf ähnliche Weise erzeugt die Kurzzeit-Mittelungsschaltung 50 an einer Leitung 54 eine Ausgangsgleichsspannung, die den Mittelwert der Phasendifferenz zwischen dem Spannungssignal für die Grundfrequenz und dem Signal für den harmonischen Strom über einen kürzeren Zeitraum darstellt als der, über den in der Langzeit- Mittelungsschaltung 48 gemittelt wird. Vorzugsweise ist die Kurzzeit- Mittelungsschaltung 50 mit einer einstellbaren Mittelungszeit zwischen etwa 0,1 Sekunden und 5,0 Sekunden versehen.
Der Unterschied zwischen dem Langzeit-Mitieiungswert bei 52 und dem Kurzzeit- Mittelungswert bei 54, entsprechend der Änderung in dem Phasenwinkel des Signals mit der dritten Harmonischen des Stroms zu dem Spannungssignal mit der Grundfrequenz kann durch bekannte Mittel gemessen werden. Die bevorzugten, in Fig.3 dargestellten Mittel bestehen aus einem Differenzverstärker 56.
Die Ausgangsspannung des Amplitudendetektors 46, entsprechend der Amplitude des Signals für die Stromharmonische, wird in einer ähnlichen Weise behandelt wie die, die oben in Verbindung mit der Ausgangsspannung der Phasenwinkel- Detektoreinheit 44 beschrieben wurde. Das bedeutet, die Ausgangsspannung des Amplitudendetektors 46 wird parallel den jeweiligen Eingängen einer Langzeit- Mittelungsschaltung 58 und einer Kurzzeit-Mittelungsschaltung 60 zugeführt. Die Ausgangsspannungen der Mittelungsschaltungen 58, 60 werden dann in einer Differenzverstärkerschaltung 62 miteinander verglichen.
Die Amplituden-Mittelungsschaltungen 58, 60 sind mit Einstellmitteln für die Mittelungszeit versehen, die vergleichbar sind mit denen, die den oben beschriebenen Mittelungsschaltungen 48,50 zugeordnet waren. Vorzugsweise sind die beiden Langzeit-Mittelungsschaltungen 48, 58 so eingestellt, daß sie über denselben Zeitraum mitteln. Es auch vorzuziehen, die den Kurzzeit- Mittelungsschaltungen 50, 60 zugeordneten Einstellmitteln für die Mittelungszeit auf denselben Wert einzustellen, der kürzer ist als der den Langzeit- Mittelungsschaltungen 48, 58 zugeordnete Wert.
Vorzugsweise ist das Verhältnis zwischen den Langzeit- und Kurzzeit- Mittelungszeiten etwa dasselbe wie für die Phasenwinkel-Messung.
Die Differenzverstärker-Schaltungen 56, 62 erzeugen jeweils eine Ausgansspannung, die eine Gleichspannungsfunktion der Differenz zwischen ihren jeweiligen Eingangsspannungen ist. Diese Signale erscheinen an Ausgangslseitungen 64 bzw. 66. Diese Ausgangssignale stellen die Änderungen aus der Umgebungsmittelung dar, die durch das Auftreten eines hochohmigen Fehler oder einer anderen Anormalität verursacht werden. Diese Ausgangssignale werden dann in Pegeldetektoren 68, 70 vom Fenstertyp verarbeitet. Jeder Fenster-Pegeldetektor erzeugt eine Ausgangsspannung, wenn sein Eingang einen Wert hat, der innerhalb des durch die Fenster-Detektorschaltung bestimmten Fensters liegt. Die Einstellung der oberen und unteren Fensterwerte in jeder Fenster-Detektorschaltung kann fest sein. Vorzugsweise jedoch sind getrennte Einstellmittel 72, 74 für die Fenster- Pegeldetektoren 68 bzw. 70 vorgesehen.
Die Ausgangsspannungen der Fenster-Pegeldetektorschaltungen 68, 70 werden an Ausgängen 76 bzw. 78 bereitgestellt und ebenso als Eingangsspannung einem UND- Tor 80 zugeführt. Das UND-Tor 80 erzeugt an 82 eine Ausgangsgleichspannung, wenn (1) die Phasenänderung in dem Stromsignal mit der dritten Harmonischen von ihrem Umgebungswert aufgrund eines hochohmigen Fehlers oder einer anderen Anormalität in einer vorgeschriebenen Beziehung zu dem Spannungssignal mit der Grundfrequenz steht und (2) wenn die Amplitude des Stromsignals der Harmonischen sich um einen vorbestimmten Betrag von der Umgebung ändert.
Zusätzlich erscheinen Gleichspannung-Ausgangssignale, die die Wechselspannungs- Anteile für den ungefilterten und gefilterten Spannung und Strom darstellen, an den Ausgängen von Wandlern 84, 86, 87 und 88, wie in Fig.3 gezeigt.
Fig.4 zeigt eine Abwandlung des Systems von Fig.3, in dem der Ermittlung des hochohmigen Fehlers eine Redundanz hinzugefügt ist. Diese Redundanz bestätigt durch andere Mittel die Richtung (flußaufwärts oder flußabwärts) von der Stelle, an der der Fehler oder die andere Anormalität in dem elektrischen Energieversorgungssystem liegt. In dieser Abwandlung ist das Verhältnis der Änderung in der harmonischen Spannung zu der Änderung in dem harmonischen Strom ebenso bestimmt. Dieses Verhältnis wird eine Funktion sein der Impedanz der Systemsenke bei der gemessenen harmonischen Frequenz, betrachtet von der Meßstelle. Da diese harmonische Senkenimpedanz im allgemeinen nennenswert unterschiedlich flußaufwärts und flußabwärts von dem Beobachtungspunkt ist, bildet diese Größenmessung ein unabhängiges Mittel für die Bestimmung der Richtung zu der Anormaltiät. Der Quadrant, in dem die Änderung liegt, wird zusätzlich anzeigen, ob die hochohmige Anormalität flußaufwärts oder flußaufwärts zu dem Meßpunkt liegt.
In Fig. 4 sind die Komponenten 112, 116, 122, 126 und 130 etwa dieselben wie die entsprechenden Komponenten 12, 16, 22, 26 und 30, wie sie in Zusammenhang mit der Fig.3 beschrieben wurden. Das Filter 120 von Fig.4 ist jedoch etwas anders abgestimmt als in dem Fall von Fig.3 das Filter 20. In Fig.4 ist das Filter 120 ein Bandpaßfilter, das auf dieselbe Harmonische der Grundfrequenz des Energiesystems 110 abgestimmt ist wie das Filter 130. Dies steht im Kontrast zu der Ausführungsform in Fig.3, in der das Filter 20 auf die Grundfrequenz und das Filter 30 auf die dritte Harmonische abgestimmt war.
Wie in den Filtern von Fig.3 haben die Filter 120,130 von Fig. 4 denselben grundsätzlichen Aufbau, so daß Phasenverschiebungen aufgrund von Änderungen in der Nennfrequenz des Systems den Abgleich des Systems nicht stören.
Das an dem Ausgang des Filters 120 erzeugte harmonische Spannungssignal wird einer Amplitudendetektor-Schaltung 191 sowie Lang- und Kurzzeit- Mittelungsschaltungen 192, 193, einem Differenzverstärker 194 und einer Detektorschaltung für Amplitudenänderungen 195 zugeführt. Diese Komponenten arbeiten ähnlich wie die Komponenten 46, 58, 60, 62 und 70, die dem in Zusammenhang mit Fig. 3 beschriebenen Stromsignalweg zugeordnet waren.
Die Verarbeitung des harmonischen Stromsignals in dem System nach Fig.4 ist analog zu der Verarbeitung des harmonischen Stromsignals in dem System nach Fig.3, bezüglich Amplitudendetektor 146, Lang- und Kurzzeit-Mittelungsschaltungen 158, 160, Differenzverstärker 162 und Änderungsdetektor 170. Die Funktion der Phasendetektierung in Fig.4 erfolgt identisch zu Fig.3, mit der Ausnahme, daß das Referenz-Spannungssignal vom Filter 120 die harmonische Frequenz hat, während in Fig.3 das Referenz-Spannungssignal vom Filter 20 die Grundfrequenz ist. Der Nulldurchgang des Spannungssignals wird in 134 und für das Stromsignal in 138 bestimmt.
Die Änderung in dem harmonischen Spannungssignal von dem Detektor 195 und die Änderung in dem harmonischen Stromsignal von dem Detektor 170 werden in einer Teilerschaltung 196 ins Verhältnis gesetzt, die ein Gleichspannungssignal erzeugt, das dem Verhältnis zwischen den Spannungs- und Stromänderungssignalen entspricht. Das harmonische Spannungs- und das harmonische Stromsignal werden über Nulldurchgangsdetektoren 134 bzw. 138 übertragen, deren Funktion analog ist zu den Detektoren 34, 38 in Fig.3. Die Phasen des harmonischen Spannungssignals und des harmonischen Stromsignals werden dann in einem Phasenwinkeldetektor 144 miteinander verglichen, der analog zu dem Detektor 44 in Fig.3 ist. Das Phasendifferenz-Ausgangssignal von dem Phasenwinkel-Detektor 144 wird parallel über Langzeit- und Kurzzeit-Mittelungsschaftungen 148, 154 und einem Differenzverstärker-Detektor 156 zugeführt. Die Wirkungsweise der Schaltungen 148, 154, 156 ist analog zu der der Schaltungen 48, 50, 56 in Fig.3. Die Änderung in dem Phasendifferenz-Signal wird dem Eingang eines Phasen-Änderungsdetektors 168 zugeführt, der in einer Weise analog zu der des Detektors 68 von Fig.3 arbeitet. Das Phasenänderungs-Signal erscheint an einem Ausgang 176 von dem Detektor 168.
Die Phasenänderung-Ausgangsspannung an der Leitung 176 wird direkt parallel den UND-Torschaltungen 197 bzw. 180 zugeführt. Das Amplitudenänderungs-Signal entsprechend dem harmonischen Strom wird von der Klemme 178 dem anderen Eingang des UND-Tores 180 zugeführt. Das harmonische Stromänderungs-Signal an der Leitung 178 wird ebenso als ein zweites Eingangssignal einer Verhältnis- Teilerschaltung 196 zugeführt. Die Schaltung 196 ist dadurch in der Lage, die Verhältnisbindungsfunktion zwischen dem Änderungssignal für die Spannung mit der harmonischen Größe durchzuführen, die zu dem Änderungssignal für den harmonischen Strom ins Verhältnis gesetzt werden soll.
Aus der vorangehenden Beschreibung ist ersichtlich, daß, wenn (1) das Verhältnis zwischen dem Änderungssignal in der harmonischen Spannung und dem Änderungssignal des harmonischen Stromes und (2) die Phasendifferenz zwischen dem Signal für die harmonische Spannung und dem Signal für den harmonischen Strom beide innerhalb vorbestimmter Grenzen liegen, an der Leitung 198 eine Ausgangsspannung von dem UND-Tor 197 erscheint. Wenn eine dieser Bedingungen nicht erfüllt ist, erscheint keine Ausgangsspannung an der Leitung 198.
Wie im Falle der Ausführungsform von Fig.3, ist eine Ausgansspannung an der Leitung 182 von dem UND-TOR 130 nur dann anwesend, wenn die Phasendifferenz zwischen dem Änderungssignal der harmonischen Spannung und dem Änderungssignal für den harmonischen Strom innerhalb eines vorbestimmten Bereiches liegt und wenn die Amplitudenänderung des Signals für den harmonischen Strom ebenso innerhalb eines vorbestimmten Bereiches liegt.
Die Bedeutung der verschiedenen Zustände der Ausgangsspannungen an den Leitungen 182, 198 ist folgendermaßen: Das Signal 182 ist vergleichbar mit dem Signal 82 von Fig.3 und bildet eine Ausgangsspannung, wenn die Größenänderung und die Änderung in der Phase der Eingangssignale innerhalb festgestzter Grenzen liegen. Das Signal 198 stellt nur dann eine Ausgangsspannung dar, wenn das Verhältnis der Änderung in den Signalen für die Spannung und den harmonischen Strom innerhalb eines vorgeschriebenen Bereiches liegt und zusätzlich die Änderung in dem Phasenwinkel innerhalb der gesetzten Grenzen liegt.
Die obige Beschreibung wurde als Funktionsbeschreibung ausgeführt und ist ebenso anwendbar auf Schaltungen, die mit analogen Komponenten oder digitalen Komponenten, Mikroprozessor-Bauteilen oder einer Kombination dieser Techniken arbeiten.
Die Funktionen, die im Zusammenhang mit einer der in den Fig. 3 und 4 beschriebenen Ausführungsformen beschrieben wurden, können noch flexibler und allgemein weitgehender anwendbar durch die Anwendung einer Kombination der Ausführungsform mit analogen und digitalen Techniken ausgebildet werden, wie sie in den Fig.5 und 6 dargestellt sind. Die Ausführungsform nach Fig.5 enthält Mittel zur Ableitung von drei Eingangsspannungs-Signalen.
Die Ausführungsform der Fig.5 erzeugt ein Spannungssignal an 233, das die Spannung gegen Erde in der Schaltung bei der Überwachung des Energiesystems drstellt. Die Ausführungsform nach Fig.5 erzeugt ebenso ein Stromsignal an 232, das den Strom in der Schaltung bei Überwachung des Leistungssystems anzeigt. Die Ausführungsform nach Fig.5 erzeugt auch ein Referenzsignal 231, das dazu ausgewählt werden kann, irgendein stabiles Spannungs- oder Stromsignal innerhalb desselben Leistungssystems darzustellen.
Oftmals wird dieses Referenzsignal an 231 dasselbe Signal sein wie das Spannungssignal, das an 233 erscheint. Dieses Referenzsignal bildet, zusätzlich zu der Erzeugung der Flexibilität einer beliebigen Referenz, ein Mittel, um die richtige Wirkungsweise der Einrichtung mit dem Detektorsystem zu überprüfen.
Mit drei Eingangssignalen können drei Vergleiche zwischen den drei von diesen drei Signalen abgeleiteten Spannungen durchgeführt werden, selbst dann, wenn zwei der Eingangssignale dasselbe Signal sind. Wann immer diese drei Vergleiche nicht rational sind, d.h. sich nicht zu null auf einer Phasengrundlage ergänzen, liegt ein Fehler in dem Signalverarbeitungssystem vor.
Ähnlich zu den Ausführungsformen von Fig.3 und 4 sind in der Ausführungsform von Fig.5 Mittel bei 234, 235 und 236 vorgesehen, die jedes der Eingangssignale auf einen Spannungswert umsetzen, der geeignet ist für eine Behandlung und Verarbeitung durch die flußabwärts liegende elektronische Schaltung, die später beschrieben wird. Wenn Wandler für diese Signal-Behandlung benutzt werden, ist vorzugsweise eine elektrostatische Abschirmung vorgesehen, um allgemeine Schwingungsstörungen zu minimieren. Es kann auch ein kleiner Parallelkondensator vorgesehen sein, um Hochfrequenzstörungen in den ankommenden Signalen auf den Leitungen 231, 232, 233 zu verringern.
Wenn die Schaltung für das Stromsignal Mittel für die Umsetzung oder Konditionierung des Stromsignals 232 in ein Spannungssignal enthält, d.h. ein Parallelwiderstand und ein Operationsverstärker wie bei 296, wird der Aufbau der elektronischen Einrichtung von Fig.5 vereinfacht.
Bandpaßfilter, wie bei 237, 238, 239, sind vorgesehen, um jedes der drei Signale zu filtern und unerwünschte Informationen und/oder Störungen zu unterdrücken. Das Referenzsignal-Filter 237 entfernt im wesentlichen alle Frequenzen, die nennenswert oberhalb und unterhalb der System-Grundfrequenz liegen. Die Bandbreite dieses Filters 237 ist vorzugsweise groß genug, um normale Änderungen in der Grundfrequenz des Systems ohne übermäßige Änderung in seiner Phasenverschiebung zu erdulden.
Die Strom- und Spannungsfilter 238 bzw. 239 sind Bandpaßfilter, die die gewünschte Harmonische durchlassen und Harmonische mit höherer Frequenz und Störkomponenten unterdrücken. Die Filterschaltungen 238, 239 enthalten ebenso Mittel, um eine Bandunterdrückung (Notch)-Filterfunktion durchzuführen, und sind so abgestimmt, daß sie die System-Grundfrequenz unterdrücken. Diese Filterschaltungen 237, 238, 239 können vom passiven, aktiven oder digitalen Typ sein.
Es ist eine Quadrierschaltung 240 vorgesehen, um das bei 231 auftretende Referenzsignal zu quadrieren, so daß die Nulldurchgänge des Signals mit Genauigkeit hergestellt werden.
Die Schaltung 241 empfängt das Ausgangssignal von der Quadrierschaltung 240, um einen 18 kHz "tracking"-Oszillator in der Phase zu verkoppeln. Mittels bekannter integrierter Schaltungen, bezeichnet mit 242, 243, 243', 243", wird das Signal zweimal durch 10 und einmal durch 3 geteilt, um ein Leitungsfrequenzsignal mit 60 Hz zu erzeugen, das in der Phase verglichen und mit dem Referenz-Eingangssignal in einer bekannten Schaltung phasengekoppelt wird.
Für den 18 kHz-Oszillator sind so Mittel vorgesehen, um die Änderungen in der Leistungsfrequenz des Energieversorgungsnetzes zu ermitteln und ein genaues Phasenverhältnis zwischen dem Oszillator und den Nulldurchgängen der Systemfrequenz aufrechtzuerhalten.
Die Schaltung 241 bildet auch, in der Frequenzteilung, Mittel für ein 180 Hz quadriertes Signal (wenn die dritte Harmonische der Analyse unterworfen ist) an der Leitung 244, wobei dieses Signal ebenso mit der Systemfrequenz phasenverkoppelt ist.
Das 180 Hz Signal wird in einem Kondensator 245 mit Pufferstufen und Polaritätsumschaltern 246, 247, 248 differenziert. Diese Wirkung resultiert in kurzen Impulsen ( in der Größenordnung von 1 Microsekunde) an einer Verbindung 249. Die Vorderflanken dieser Impulse sind immer mit den Nulldurchgängen der Grundkomponente des Referenzsignals phasenverkoppelt.
Das Stromsignal, das an der Leitung 232 entsteht und nachdem dieses in der Filterschaltung 238 gefiltert ist, wird in einem Operationsverstärker 297 zwischengespeichert und dann in einem programmierbaren digitalen Bandpaßfilter 250 gefiltert. Eine bevorzugte Ausführung des Filters 250 ist ein National-MF10CN. Dieses digitale Filter wird durch die 18 kHz Taktfrequenz betrieben, die in dem Oscillator 241 erzeugt wird und verkoppelt ist, um in bekannter Weise eine 180 Hz Bandpaßfilter-Kennlinie darzustellen. Die Ausgangsspannung des Filters 250 wird in einem Operationsverstärker 251 zwischengespeichert und erzeugt an der Verbindung 252 eine Sinusschwingung der 180 Hz dritten harmonischen Komponente des Eingangsstromsignals.
Die Sinusschwingung ist in richtiger Phase mit dieser Komponente des Eingangssignals an der Leitung 232 und ist auf die richtige Größe gebracht. Diese dritte Harmonische des Stromsignals wird dann in einer Quadrierschaltung 253 quadriert, um genaue Nulldurchgangsbestimmungen sicherzustellen, und dann in einem Kondensator 254, mit Zwischenspeichern und Polaritätsumschaltern 255, 256, 257 differenziert.
Dieser Vorgang resultiert in Impulsen an einer Verbindung 258 mit Vorderflanken, die immer zeitlich zusammenfallen mit den Nulldurchgängen der dritten Harmonischen des Eingangsstromsignals an der Leitung 232.
Das Eingangsspannungssignal an der Leitung 233 wird in genau der gleichen Weise wie das Stromsignal von der Leitung 232 behandelt. Das Ausgangssignal des Filters 239 wird weiterhin in einem programmierbaren digitalen Filter 259 gefiltert, in einem Operationsverstärker 260 zwischengespeichert, resultierend in einer Sinusschwingung von 180 Hz an einer Verbindung 261, und in einer Quadrierschaltung 262 quadriert. Das Signal wird daraufhin in einem Kondensator 263 differenziert und in der mit 264, 265 und 266 bezeichneten Schaltung in seiner Polarität geändert.
Das Ergebnis ist, daß Impulse an einer Verbindung 267 auftreten. Diese Impulse haben Vorderflanken, die immer zeitlich zusammenfallen mit den Nulldurchgängen der dritten Harmonischen des Eingansspannungssignals, das ursprünglich an 233 auftritt.
Die Zeitunterschiede zwischen den drei Impulsfolgen, die an den Verbindungen 249, 258 bzw. 267 auftreten, werden in einer später beschriebenen Weise in bekannten Flip-Flop-Schaltungen gemessen. Genauer gesagt, setzt die Referenzsignal- Impulsfolge an der Verbindung 249 das RS Flip-Flop 268. Die Stromimpulsfolge an der Verbindung 258 setzt das Flip-Flop 268 zurück. Auf dieses Weise hat die Ausgangsspannung des Flip-Flop 268 in der Form von Impulsen eine Dauer proportional zu der Zeit, um die der Nulldurchgang des Eingangsstromsignals gegenüber dem Nulldurchgang des Referenzsignals nacheilt.
Die Impulsfolge an dem Ausgang des Flip-Flop 268 wird zunächst integriert oder in einem Operationsverstärker 270 gemittelt und in einem Operationsverstärker 271 zwischengespeichert. Das resultierende Signal stellt ein analoges Gleichspannungssignal dar, dessen Wert den Phasenunterschied zwischen der Harmonischen in dem Stromsignal an der Leitung 232 und der Grundfrequenz in dem Referenzsignal an der Leitung 231 darstellt. Das Ergebnis wird in einem Potentiometer 272 auf richtige Größe gebracht, das ein Ausgangssignal an einer Leitung 273 liefert, das für eine weitere elektronische Verarbeitung geeignet ist.
Auf ähnliche Weise wird die Impulsfolge von dem Eingangsspannungssignal an der Verbindung 267 mit dem Referenzsignal an der Leitung 249 in einem RS-Flip-Flop 274 verglichen. Dadurch wird ein Impuls erzeugt, dessen Impulse eine Dauer proportional zu dem Phasenunterschied zwischen der Harmonischen in dem ursprünglich an der Leitung 233 auftretenden Ausgangsspannungssignal und dem Referenzsignal aufweisen. Die Impulsfolge wird dann in einem Operationsverstärker 276 integriert, in einem Operationsverstärker 277 zwischengespeichert und durch ein Potentiometer 278 auf die richtige Größe gebracht. Dadurch wird ein analoges Ausgangssignal an der Leitung 279 erzeugt, das den Phasenunterschied zwischen der Harmonischen in dem Eingangsspannungssignal an der Leitung 233 und dem Referenzsignal an der Leitung 231 darstellt.
Die Spannungs- und Stromsignalimpulse werden auf ähnliche Weise mit den Stromsignalimpulsen an der Verbindung 258 verglichen und setzen ein RS-Flip-Flop 280. Das Spannungssignal an der Leitung 267 setzt das Flip-Flop 280 zurück. Die Ausgangsspannung des Flip-Flop 280 wird in einem Operationsverstärker 282 integriert, in einem Operationsverstärker 283 zwischengespeichert und dann mit einem Potentiometer 284 auf die richtige Größe gebracht. Dieser Vorgang erzeugt ein analoges Signal an einer Leitung 285, das den Phasenunterschied zwischen den Harmonischen in den Eingangsstrom- bzw. Spannungssignalen an den Leitungen 232 bzw. 233 darstellt. Das Signal an der Leitung 285 sollte gleich dem Signal an der Leitung 273 sein, abzüglich des Signals an der Verbindung 279, wenn das Fehlerermittlungssystem richtig abgeglichen ist.
Diese Phasenbeziehungen darstellenden drei Ausgangssignale 273, 279, 285 (und andere Größen, die später in dem digitalen Bereich des bevorzugten Ausführungsbeispiels beschrieben werden) werden in einen Mikroprozessor 301 mit einem Tastenfeld 302 geführt, der in allgemeiner Form in Fig. 6 dargestellt ist. In dem Mikroprozessor wird jedes dieser drei Signale zunächst digitalisiert und in bekannter Weise kodiert, um digitale Ausgangssignale 273E, 279E, 285E als Ausgangssignale des Mikroprozessors 301 zu erzeugen. Während der spezifische Aufbau des Mikroprozessors, bei den genannten funktionellen Anforderungen, im Rahmen fachmännischen Könnens liegt, sind die vollständigen funktionellen Anordnungen in dem Mikroprozessor 301 für Nicht-Fachleute in Fig. 10 dargestellt. Diese enthalten zusätzlich in dem Mikroprozessor 301 zwei Mittelwertsignale, die für jedes der drei Signale 273E, 279E, 285E bestimmt sind. Jedes Mittelwertsignal wird vorzugsweise exponentiell abgeleitet, das heißt die vorangehende Mittelung wird um einen vorgegebenen Prozentsatz verringert und der neue Wert mit einem Wert gleich 100% minus dieses Prozentsatzes hinzugefügt. Durch Programmierung dieses Prozentsatzes auf unterschiedliche Beträge kann die wirksame Mittelungszeit über weite Grenzen geändert werden. Wenn der Wert des Prozentsatzes klein ist, wird die Mittelungszeit lang sein. Ein kleiner Wert des Prozentsatzes wird benutzt um den Mittelwert des den Phasenwinkel der Umgebung darstellenden Signals zu erzeugen. Die resultierenden Mittelwertsignale werden als Ausgangssignale 273L, 279L, 285L bereitgestellt.
Wenn der Wert des Prozentsatzes groß ist, wird die Mittelungszeit kurz sein. Ein großer Wert des Prozentsatzes wird benutzt, den Stromwert der die Phasenwinkel der Umgebung darstellenden Signale 273S, 279S, 285S zu bilden. Dle Subtraktion des Langzeitmittelwertes von der Kurzzeit-Mittelung jedes Signals erzeugt Signale D273E, D279E, D285E:, die die Änderung in der Phasenlage der Eingangssignale 273, 279 bzw. 285, aus welchem Grunde auch immer, darstellen. Signale 273S, 279S, 285S, D273E, D279E und D285E werden ebenso als Ausgangssignale zur Verfügung gestellt.
Die oben beschriebene Mittelungstechnik wird im Detail in der folgenden Veröffentlichung beschrieben, die ausdrücklich als Referenz eingeführt wird: "Power System Harmonics" von Arrillaga, Bradley & Badger, veröffentlich durch John Wiley, Seiten 146-149 und 158.
In der bevorzugten Ausführungsform ist der Mikroprozessor 301 ein 6502 CPU. Das Tastenfeld ist ebenso von bekannter Art.
Die anderen Signale werden so verarbeitet, wie es in Fig. 5 gezeigt ist, und dann den Eingängen des Mikroprozessors (Fig. 6) zugeführt. Das Eingangsstromsignal an 286 wird in einem Wandler 287 (siehe Fig. 5) in ein Gleichspannungssignal umgewandelt und erzeugt dadurch ein Gleichspannungsausgangssignal an 288, das die Größe des Eingangsstromsignals 232 darstellt. Auf ähnliche Weise wird das Eingangsspannungssignal bei 289 in einem Wandler 290 in ein Signal an 291 umgewandelt, das die Größe des Eingangsspannungssignals 233 darstellt. Nachdem das Eingangsstromsignal an 232 gefiltert ist, um die gewünschte Harmonische zu bilden, wie an der Verbindung 252, wird es in einem Transduktor 292 in ein Gleichspannungssignal umgewandelt. Dadurch wird ein Gleichspannungsausgangssignal an der Leitung 293 erzeugt, das die Größe der ausgewählten Harmonischen in dem Eingangsstromsignal 232 darstellt. In gleicher Weise wird das gefilterte harmonische Spannungssignal, das an der Leitung 261 auftritt, in einem Wandler 294 in ein Gleichspannungssignal umgewandelt, der an einer Leitung 295 ein Gleichspannungssignal erzeugt, das die Größe der Harmonischen in dem Eingangsspannungssignal 233 darstellt.
Die vier Signale an den Leitungen 288, 291, 293, 295, die die oben beschriebenen Größen darstellen, werden den Eingängen des Mikroprozessors 301 zugeführt. Die Signale an den Leitungen 288, 291, die die Größen der Eingangsstrom- und Spannungssignale des Energiesystems darstellen, werden verarbeitet, indem sie digitalisiert, auf die richtige Größe gebracht und in bekannter geeigneter Weise kodiert werden. Die Ergebnisse dieser Vorgänge werden als Ausgangssignale an Leitungen 288E, 291E erzeugt. Diese sowie alle anderen Ausgangssignale können, wenn erwünscht, mit einem geeigneten Speicher wie einer Platte aufgezeichnet werden und können ebenso einem Wiedergabegerät und irgendeiner anderen gewünschten externen oder peripheren Einrichtung zugeführt werden. Die Größen der Harmonischen des Stroms und der Spannung, dargestellt durch Signale an den Leitungen 293, 295 in Fig. 5, werden in ähnlicher Weise verarbeitet wie die, wie sie für die oben beschriebenen, Phasenwinkel darstellenden Signale 273, 275, 285 angewandt wurde, das heißt sie werden zunächst digitalisiert, dann kodiert, um Ausgangssignale an Leitungen 293E, 295E zu bilden.
Zusätzlich werden Langzeit-Mittelungen als Signale an den Leitungen 293L, 295L ausgegeben, sowie Kurzzeit-Mittelungen 293S, 295S für jedes der Signale an den Leitungen 293, 295 gebildet. Der Langzeit-Mittelwert wird von dem Kurzzeit- Mittelwert subtrahiert, um die Änderung in der Größe jedes der Signale zu erhalten, und dann an den Leitungen D293E bzw. D295E ausgegeben. Diese Mittelungszeiträume können für jeden gewünschten Wert geschaffen werden. Es wird jedoch vorgezogen, alle Langzeit-Mittelungszeiträume gleich und auf ähnliche Weise alle Kurzzeit- Mittelungen in dem System gleich zu machen. Es sei bemerkt, daß die Änderung in der Größe eines gegebenen Signals auf der Änderung ihres eigenen Wertes beruht, wogegen die Änderung in dem Phasenwinkel definiert ist relativ zu der Grundfrequenzkomponente des Referenzsignals, und in dem Fall V&sub3; gegen I&sub3; mit Bezug auf I&sub3;.
Die Änderung in der Größe und der Phase jedes Signals bestimmt den Phasenwert dieser Änderung.
Die Phasenwerte werden durch konventionelle trigonometrische Formeln bestimmt, wie z.B. durch Anwendung des Cosinusgesetzes, wie: a² = b² + c² - 2bc*cosA, wobei abc die Seiten des Rechteckes und ABC die gegenüberliegenden Winkel sind.
In den Ausdrücken von Fig. 5 und 6 bedeutet dies für die harmonischen Stromsignale If = [(293L)² + (293S)² - 2*(293L)*(293S)*cos(D273E), wobei If die Größe des Phasenvektors der Änderung in dem harmonischen Stroms ist.
A = sin&supmin;¹[(293L/If) * sin(D273E)] , wobei A der Winkel zwischen den Phasenvektoren der Änderung um dem Langzeit-Mittelwert ist.
F = [(273L) + 180º - A], wobei F der Winkel des Phasenvektors der Änderung in der Referenzspannung des Systems ist.
Die Phasenvektoränderung des harmonischen Spannungssignals wird in einer ähnlichen Weise bestimmt.
Die Wirksamkeit dieser Gleichungen und der Wert der Bestimmung der Phasenänderung im Gegensatz zu einfachen Pegeldedektoren zur Erkennung der Änderung ist in Fig. 9 gezeigt. Diese Figur ist eine Darstellung von aktuellen Felddaten, die aus den in Figuren 5 und 6 beschriebenen Systemen während hochohmiger Fehler abgeleitet sind. Nicht gezeigt sind die normalen Werte der Phasenvektoränderungen Iph, die aus der sich ständig ändernden Umgebung resultieren. Diese Werte sind zu klein und zu zufällig, um dargestellt zu werden.
Der Mikroprozessor bildet ein Fenster, so daß nur ein vorgegebener Bereich von Phasenvektorwerten an eine Ausgangsschaltung übertragen wird. Das Größenfenster wird getrennt von dem des Phasenwinkelfensters festgesetzt. Diese einstellbaren Fenster verbessern die Anwendung des Systems als Suchwerkzeug für eine Harmonischen-Überwachung eines Leistungssystems, indem sie als Alarmpunkte dienen, um eine außerhalb des zulässigen liegende Bedingung genau zu zeigen. Sie bilden ebenso Mittel zur Änderung der gesetzten Werte der Ausgangssignale des Systems, wenn dieses in erster Linie als eine Schutzeinrichtung verwendet wird.
Das Ausgangssignal an der Leitung 273/293W ist ein "EIN"-Signal wenn der Phasenwert der Änderung in der dritten Harmonischen in dem Eingangsstromsignal 232 innerhalb der Fenster sowohl der Größe als auch des Phasenwinkels liegt. Auf ähnliche Weise ist das Signal an der Leitung 279/295W "EIN", wenn der Phasenwert der Änderung in der dritten Harmonischen des Eingangsspannungssignals innerhalb der Fenster sowohl für die Größe als auch für den Phasenwinkels liegt.
Der Mikroprozessor 301 kann die Anpassungsfähigkeit haben, daß er von einem vorprogrammierten internen ROM oder einem zugeordneten Tastenfeld 302 oder einer Kombination von beiden gesteuert wird. Alle Änderungen in den Setzpunkten, Mittelungsparametern, Phasenfenstern, Druckanweisungen und alle Verwaltungsfunktionen werden vorteilhafterweise einem Eingang des Mikroprozessors 301 von dem Tastenfeld 302 zugeführt. Für die Interfaceeinrichtung 303 sind Mittel vorgesehen, um dem Mikroprozessor Eingangsanweisungen zuzuführen, die auf einer Reaktion auf äußere Bedingungen basieren. Diese äußeren Bedingungen könnten z.B. sein eine größere Änderung in dem Generatorprogramm oder den Schaltleitungen, Transformatoren, Belastungen, Kondensatoren oder irgendeinem anderen meßbaren Ereignis, das mit Wahrscheinlichkeit die Verteilungsfaktoren in dem Energieversorgungsnetz der unter Beobachtung stehenden harmonischen Phasenströme nennenswert ändert. Diese aktualisierenden Instruktionen von 303 können manuell oder automatisch in das Systems eingefügt werden. Es kann sich um einen Eingang für unverarbeitete Daten oder um über ein Zwischengerät verarbeitete Daten handeln. Alle Werte und Instruktionen für den Prozessor können zu jeder Zeit auf Befehl ausgelesen werden und erscheinen dann am Ausgang 1xx.
Die Bestimmung des Phasenwertes der Änderung, die durch einen hochohmigen Fehler oder eine andere Anormalität verursacht wurde, kann auch durch analoge Mittel genau bestimmt werden, wie in Fig. 8 gezeigt, die in Zusammenhang mit Fig. 5 oder einem anderen System mit Trennung der Grundharmonischen verwendet wird. In Fig. 8 sind Eingangssignale des Phasenwinkels und der Größe der dritten Harmonischen durch Signale bei 273 und 295 von Fig. 5 dargestellt und auf richtige Werte gebracht. Es werden dann die Langzeit- und Kurzzeitmittelwerte jedes Signals bestimmt, wie es bei den Bezugszeichen 352 und 354 sowie 360 und 262 gezeigt ist. jedes Signal wird dann verarbeitet, wie es in jedem Block gezeigt ist, um die obigen drei Gleichungen gemäß Fig. 6 zu erfüllen. Die Lösung in Fig. 8 arbeitet ungefähr so, daß der Sinus, der Tangens und der Winkel für sehr kleine Winkel annähernd gleich sind. Da bei den meisten Anwendungen nur Winkel von über 30 nicht zu erwarten sind und da alle Signale in der gleichen Weise bearbeitet werden, ist der Rechenfehler klein und kann in der Eichung und den Alarm-Festsetzungen wenn nötig ausgeglichen werden. Fig. 8 dient dazu, zu zeigen, daß sowohl analoge Lösungen als auch digitalisierte Lösungen durchführbar sind. Änderungen in diesen mathematischen Behandlungen sowohl in den digitalen als auch den analogen Lösungen liegen solange innerhalb des Schutzumfanges dieser Erfindung, solange sie zu der Bestimmung der Phase in der Änderung der Harmonischen führen.
Eine wichtige Anwendung des Fehler-Analysiersystems der vorliegenden Erfindung liegt bei einer Dreiphasenschaltung. Dieses kann durchgeführt werden mit Analysiergeräten für einen Dreiphasenfehler, wie er im Zusammenhang mit den Fig.3, 4, 5 und 6 beschrieben wurde. Es kann auch ein Gerät verwendet werden, in dem symmetrische Folgenetzwerke zwischen dem Leistungssystem und einem Analysator für Harmonische Fehler eingefügt werden, wie in Fig.7 gezeigt.
In Fig.7 bilden Sätze von Leitungen 412, 413, 414 und 415, 416, 417 Verbindungen von den Transformatoren für Strom und Spannung des Energiesystems und den Strom- und Spannungsfolgenetzwerken 410 bzw. 411. Die Folgenetzwerke 410, 411 sind von bekannter Bauart und können durch einen Fachmann auf diesem Gebiet bereitgestellt werden. Für diejenigen, die auf diesem Gebiet nicht bewandert sind, ist jedoch der Aufbau derartiger Folgenetzwerke ausgeführt in der US-Patentschrift mit dem Titel "Polyphase Signal Monitoring System", Nr. 3,699,441, die hier ausdrücklich als Referenz angeführt wird.
Es kann auch ein Einphasen-Fehleranalysator benutzt werden, um die Bedingungen in einem Dreiphasensystem durch Messung der "Nullfolge"-harmonischen Komponenten zu messen. Das hat jedoch den Nachteil, daß die umgebenden Harmonischen um einen Faktor bis zu drei ansteigen, während zur gleichen Zeit möglicherweise die Fehleranzeige nennenswert verringert wird, und zwar wegen des Parallelschalteffektes der anderen beiden Phasen.
Schaltungsmittel verbinden das Stromausgangssignal für die negative Folge an einer Leitung 418 von dem Netzwerk 410 mit dem Eingangsinterface 435 eines Harmonischen-Analysators. Auf ähnliche Weise koppeln Schaltungsmittel das Ausgangsspannungssignal für die positive Folgen, das an der Leitung 419 erscheint, von dem Netzwerk 411 mit dem Analysier-Eingangsgerät 434 für eine Harmonische. Die Schaltung erzeugt auch das Ausgangssignal für die negative Folge an einer Leitung 420 von dem Netzwerk 411 zu der Analysier-Eingangseinrichtung 436 für die Harmonische. Das Eingangsinterface gibt Signale bei 434, 435 und 436 aus, die ähnlich sind den Eingangseinheiten 234, 235 und 236 von Fig.5, deren Eingang so eingestellt ist, daß die Ausgangssignalwerte der Folgefilter 410 und 411 angepaßt sind.
Die an den Leitungen 418, 420 auftretenden Signale, die den Strom für die negative Folge bzw. die Spannung für die negative Folge darstellen, enthalten eine Zusammensetzung der aus der zugehörigen Energieschaltung existierenden dritten Harmonischen und haben keine direkte Beziehung zu irgendeiner Phasenbedingung. Wenn jedoch eine Einphasen-Anormalität auftritt wie ein herunterhängender Leiter, so wird die Änderung in der dritten Harmonischen in den Ausgangssignalen 418, 420 der Filter für die negativen Folgen im wesentlichen derselbe sein, unabhängig davon, welche Phase betroffen ist. Die Phasenfenster, wie sie in dem Mikroprozesseor 301 zur Ableitung von eine anormale Bedingung anzeigenden Signalen gesetzt sind, werden etwas unterschiedlich sein, wenn der Analysator für die Harmonischen durch die Trennschaltungen für die drei Phasenfolgen gespeist wird und weniger unmittelbar durch die Signale des Einphasen-Energiesystems, wenn die internen Phasenverschiebungen in diesen Netzwerken nicht vollständig frequenzkompensiert sind.
Jedes der beschriebenen Ausführungsformen kann einen hochohmigen Fehler ermitteln, wie ein Studium der Fig.9 zeigen wird. Auf diese Weise wird die Wahl, welche Ausführungsform man verwenden sollte, in großem Maße von den nichtfehlerhaften Änderungen in der Umgebung abhängen. Die Ausführungsform der Fig.5 und 6 ist am meisten anpassungsfähig und sicher und kann eingesetzt werden, um ein sicheres Ausgangssignal für jeden Typ von System und Umgebung zu erzeugen. Es erfordert außerdem ein Minimum in der Anwendung von Feldbeobachtung. Typische Festsetzungen für das Fenster für die Größe der 3. Harmonischen auf 0,1 % der Einspeiserate und eines Phasenwinkelfensters von 100º, zentriert um einen entweder gemessenen oder berechneten Winkel, sollte in einer einwandfreien Empfindlichkeit bis herunter zu einem Fehlerstrom von 1 % der Schaltung resultieren.
Die Ausführungsform von Fig.3 würde man dann anwenden, wenn die Kenndaten des primären Fehlers immer in einer ausreichenden Änderung entweder in der Größe der 3. Harmonischen oder der Phasenwinkeländerung resultieren, um eine Festsetzung zu erzielen, die nicht unerwünschten Operationen ausgesetzt ist. Ein ähnliches Winkelfenster und ein Fenster mit höheren Amplitude, nämlich bis zu 10 mal demjenigen für die Fig.5 und 6, könnte in einigen Fällen geeignet sein.
In der Ausführungsform nach Fig.4 ist der Fig.3 eine Redundanz hinzugefügt. Auf diese Weise könnte die Amplitude näher an diejenige der Ausführungsform der Fig.5 und 6 gesetzt sein als zu der von Fig.3, wobei die Verhältnismessung durch eine Analyse der offensichtlichen Impedanzen für Fehler flußaufwärts und flußabwärts von der Lage des Analysators bestimmt ist.
Die Langzeit- und Kurzzeit-Mittelungszeiträume wären dieselben für alle Ausführungsformen. Diese sind so gewählt, wie bereits vorher erwähnt, daß sie lang genug sind, um einen guten Mittelungswert für die Umgebung zu erzeugen, und kurz genug, um eine schnelle Identifikation zu ermöglichen, wenn ein hochohmiger Fehler auftritt.
Wichtig ist es, zu erkennen, daß, wenngleich der Mikroprozessor der Fig.5 und 6 ein Bauteil einer bevorzugten Ausführungsform dieser Erfindung darstellt, es dennoch nicht notwendig ist, daß ein Mikroprozessor oder Rechner angewendet wird. Ein Fachmann auf diesem Gebiet wird aus der detaillierten Beschreibung der Funktionsweise und der durch den Mikroprozessor 301 durchgeführten Signalverarbeitung erkennen, daß andere Mittel wie eine Verdrahtung, Relais oder andere logische Schaltungen und Einstellmittel, wie sie in Fig.8 beschrieben sind, in Verbindung mit den Ausführungsformen der Fig.3, 4 und 5 verwendet werden können, um Ergebnisse analog zu denen sicherzustellen, die in Verbindung mit der Wirkungsweise dieses Systems dargelegt sind, wie es im Zusammenhang mit den Fig.5 und 6 beschrieben wurde.
Einige der oben diskutierten Ausführungsformen enthalten Schaltungen zur Ermittlung der Beziehungen zwischen verschiedenen Signalen in dem Netzwerk in Form von Polarkoordinaten. Einige dieser Schaltungen sind dazu bestimmt, eine Mittelung der Nulldurchgangsphänomene verschiedener Signale in dem Netzwerk durchzuführen.
Es ist wünschenswert, eine Beschreibung von anderen Ausführungsformen zu bringen, die eine Umwandlung verschiedener Signale in dem Netzwerk in rechtwinklige Koordinaten bewirken und diese Signale in rechtwinkligen Koordinaten verarbeiten. Versuche haben gezeigt, daß in einigen Fällen die Signalverarbeitung vereinfacht werden kann, wenn die Signale in Ausdrücken ihrer rechtwinkligen Koordinaten ausgedrückt werden und weniger in ihren Polarkoordinaten. In einigen Fällen benutzten Ausführungsformen unter Verwendung von Signalen, die in ihren rechtwinkligen Koordinaten ausgedrückt sind, Schaltungen zum Erzeugen von Produktsignalen anstelle der oben beschriebenen Ermittlungsschaltungen für Nulldurchgänge. Dieses wird deutlich aus der folgenden Erläuterung:
Die oben beschriebenen Ausführungsformen haben gezeigt, daß einige Funktionen für die Signalverarbeitung sowohl mit passiven als auch mit aktiven analogen oder digitalen Methoden durchgeführt werden können. Die folgende Beschreibung beschreibt Ausführungsformen, die die Bedeutung dieser Anpassungsfähigkeit der Anordnung näher zeigen. Im einzelnen können die gewünschten Phasenverhältnisse durch andere Mittel bestimmt werden als durch die Nulldurchgangs-Methode von Fig.5, ohne von dem Schutzumfang der Erfindung abzuweichen. Derartige andere Mittel zur Phasenbestimmung enthalten Modulationsschaltungen, Multiplizierschaltungen oder Phasenvergleichsschaltungen. Manchmal werden diese Schaltungen typenmäßig bezeichnet als "Ringdiodenbrücke", Doppelbrückendioden, Vier-Quadranten- Vervielfacher oder andere ähnliche Ausdrücke, die die spezielle Anwendung oder den Aufbau beschreiben.
Ein jeder dieser Schaltungen gemeinsamer Leistungskennwert besteht darin, daß dann, wenn zwei Signale gleicher Frequenz an die Eingänge angelegt sind, ein Gleichspannungs-Ausgangssignal gebildet wird, das proportional ist zu den Phasenwinkeln zwischen den beiden Eingangssignalen. Diese Gleichspannung kann auch proportional sein zu der Größe einer oder beider Eingangssignale, abhängig von der speziellen Schaltung und von den Signalwerten. Zusätzlich kann die Ausgangsspannung einen Wechselspannungsanteil doppelter Frequenz enthalten mit einer Größe proportional zu den Größen der Eingangssignale.
Die Eingangssignal-Größenkomponente in dem Ausganssignal kann unterdrückt, kompensiert oder vorteilhaft verwendet werden, abhängig von der jeweils ausgewählten Schaltung, basierend auf der Zuordnung von Funktionen zwischen dieser Schaltung und der darauffolgenden Signalverarbeitung, die notwendig ist, zu der gewünschten Phasenänderung in dem bearbeiteten Signal zu gelangen. In allen Fällen muß der Dynamikbereich des Eingangssignals sorgfältig berücksichtigt werden.
Fig. 11 zeigt eine Ausführungsform mit einer derartigen analogen Schaltung. In dieser Ausführungsform enthält die Schaltung zur Bestimmung des Phasenwinkels Multiplizierer 502, 505 mit einem dualen Eingang wie z.B. einen Burr-Brown MPY- 100-Multiplizierer Teiler anstelle der Nulldurchgangs-Lösung der Fig.5 und 6.
Es sind auch andere Arten von Multiplizier oder Modulationseinrichtungen geeignet einschließlich elektromechanischer Einheiten, wie sie allgemein in Schutzüberwachungen verwendet werden, wie aus der folgenden Beschreibung ersichtlich wird. Die Eingangsspannungen des Multiplizierers bestehen aus dem 180 Hz Signal 244 von dem Mitlaufoszillator 241, in den Filterkomponente 501 geeignet gefiltert, um ein Signal 512 zu bilden, das von allen unerwünschten Frequenzen befreit ist. Die 180 Hz Signale 252, 261 enthalten jeweils die gewünschte Stromsignal- Information und die Spannungssignal-Information. Die Gleichspannungskomponente der Ausgangssignale 507, 509 des Multiplizierers von diesen Multiplizierern enthält die gewünschte Phasenwinkel-Information und eine Wechselspannungskomponente mit doppelter Frequenz, die in den Filtern 503 und 506 unterdrückt wird. Diese Gleichspannungskomponente ist auch proportional zu der Größe des Wechselspannungssignals, und diese Tatsache muß berücksichtigt werden. Dies erfolgt in den Filtern 503, 506 durch Gleichrichtung der Wechselspannungskomponente dieses Signals und durch ihre Teilung in das Gleichspannungs-Ausgangssignal des Multiplizierers.
Das Ergebnis ist ein Signal, das proportional ist nur zu dem Cosinus der Phasendifferenz zwischen den beiden Eingangssignalen und das an dem Ausgang der Filter als Signale 508 und 510 für die Strom- bzw. Spannungs-Signalverarbeitung erscheint.
Die Signale 508 und 510 werden in 270 und 276 geglättet, um jede unerwünschte Störung zu beseitigen. Sie werden von den folgenden A/D-Wandlern in 271 und 277 getrennt und in 272 und 278 auf richtige Größe gebracht, um Signale 524 und 525 zu erzeugen, die, wie vorher beschrieben, in dem digitalen Bereich gemäß Fig.6 verarbeitet werden. Da diese Signale die Cosinuswerte des Winkels und nicht die Winkel selbst anzeigen, wie in der Ausführungsform von Fig.5 abgeleitet, muß die digitale Verarbeitung geändert werden, um die Information in dieser Form zu verarbeiten.
Die trigonometrischen Gleichungen für diese Lösung sind:
A*sin (x) * B * sin (y) = [cos (x+y)] * A * B/2.
Wenn x=y ist und a der Phasenwinkel zwischen den beiden Signalen, vereinfacht sich die Schaltung zu:
A* B * sin (x+a) * sin (y) = [cos (a) - cos2(x+a/2)] * A * B/2.
Der erste Ausdruck auf der rechten Seite, cos(a), ist ein Gleichspannungsanteil proportional der Hälfte der Größen der Eingangssignale und dem Phasenwinkel zwischen ihnen. Der zweite Ausdruck zeigt ein Wechselspannungssignal, das ebenfalls eine Größe proportional zu Hälfte der Eingangssignalgrößen hat. Auf diese Weise wird in der Filterfunktion diese in dem Gleichspannungssignal verborgene Größenkomponente entfernt, um Ausgangssignale 508, 510 zu erzeugen, die die Cosinuswerte der gewünschten Phasenwinkel anzeigen.
Diese Ausführungsform unterscheidet nicht zwischen Signalen in dem 2. und 3. Quadranten, da die Ausgangs-Cosinusfunktion in beiden dieser Quadranten negativ ist. Auf ähnliche Weise wird keine Unterscheidung gemacht zwischen dem 1. und dem 4. Quadranten. Dies ist jedoch in vielen Anwendungsfällen keine ernsthafte Beschränkung und kann auch weiter minimiert werden, indem eine Phasenverschiebung einem der Eingangssignale zugefügt wird, um so die Mehrdeutigkeit in einen nicht-kritischen Bereich zu verschieben.
Darüberhinaus kann diese Mehrdeutigkeit vollständig beseitigt werden, und zwar durch Beobachtung anderer Beziehungen zwischen den beiden Ursprungssignalen. Eine derartige Methode besteht darin, zwei Signale entweder aus dem Referenzsignal oder dem Informationssignal zu erzeugen. Das gesonderte Signal wird dann in der gleichen Weise verarbeitet wie die Ursprungssignale. Wenn dieses neu abgeleitete Signal (durch bekannte Mittel) gegenüber dem Ursprungssignal um 90º in der Phase verschoben wird, wird das resultierende neue Ausganssignal den Sinus des Phasenwinkels zwischen den ursprünglichen beiden Eingangssignalen anzeigen. Man kann dann eine Tabelle der Sinus/Cosinus-Polaritäten aufstellen, um den jeweiligen Quadranten der Ausgangsphase zu identifizieren. QUADRANTENTABELLE Polarität des Sinusausdrucks Polarität des Cosinusausdrucks Quadrant der Ausgangsphase
Diese Information kann leicht in dem digitalen Bereich verarbeitet werden.
Die Anwendung einer Sinus- und Cosinus-Funktion kann zu einer weiteren Vereinfachung in der Signalverarbeitung führen. Fig. 12 zeigt eine derartige Vereinfachung. In dieser Darstellung wird die Phasenverschiebung in 513 durch Verschiebung des 180 Hz Referenzsignals 512 um 90º hervorgerufen, um das neue Signal 511 zu erzeugen. Die Phasenverschiebung dieses Signals mit konstanter Größe wird bevorzugt gegenüber einer Verschiebung des Informationssignals mit sich ändernder Größe, weil es die Möglichkeit einer Signalverschlechterung in der Phasenschieberschaltung minimiert. Dieses neue Referenzsignal wird zusammen mit dem Informationssignal in Multiplizierern 502 und 504 (und 505 und 515 für das Spannungssignal) durchgeführt, in derselben Weise, wie sie für Fig.11 beschrieben wurde, ausgenommen, daß die Gleichspannungskomponente in dem Ausganssignal des Multiplizierers in der Größe nicht angepaßt werden muß an die Größen des Wechselspannungssignals in dem Filter 514 und 524 (und 516 und 526 für das Spannungssignal). Das Ergebnis sind Ausgangssignale 517, 518 (für das Stromsignal) und 519, 520 (für das Spannungssignal). Diese enthalten die Gleichspannungskomponente aufgrund der Phasendifferenz und die Gleichspannungskomponente aufgrund der Größen der Wechselspannungssignale, die aus der Multiplikation resultierten. In dieser Ausführungsform ist es dadurch, daß das Referenzsignal bei einer konstanten Größe gehalten wird, nicht notwendig, diese beiden Teile von in jedem Signal enthaltenen Informationen zu trennen. Diese konstante Größe kann in den Funktionen von 521, 522, 523 und 524 für die Größe behandelt werden.
Fig. 13 zeigt, wie eine konventionelle analytische Geometrie direkt die wahren Phasenwerte der Änderung in dem Eingangssignal aufgrund einer Anormalität des Energiesystems erzeugen kann. (In Fig.3 zeigen die mit Apostroph (') markierten Werte die Umgebungsbedingungen und die unmarkierten Symbole die Bedingung während der Anormalität an). Die Größe der gewünschten Phasenänderung, PH, wird dann dadurch abgeleitet, indem zunächst die Änderung in den Sinus- und Cosinus- Ausdrücken bestimmt, und dann die Quadratwurzel der Summe der Quadrate dieser Ausdrücke gebildet wird:
PH (Größe) = {[Isin(a) - I' sin(a')]² + [Icos(a) - I' cos(a')]²}1/2.
Der Phasenwinkel dieser Phasenänderung, d, ist gegeben durch:
d = tan&supmin;¹[I sin (a) - I' sin(a')]/[Icos(a) -I' cos(a')].
Es sei bemerkt, daß jeder Ausdruck das Produkt einer Größe und eines Sinus- oder Cosnus-Ansdrucks ist. Auf diese Weise ist es nicht notwendig, diese zwei Mengen zu trennen, um auf die gewünschte Phasenlösung zu kommen. Die Mehrdeutigkeit in den (Quadranten kann gelöst werden, wie es oben für Fig. 11 beschrieben wurde, oder durch ander Mittel. Die Phasenänderung des Spannungssignals kann in derselben Weise verarbeitet und benutzt werden, wie es in anderen Ausführungsformen beschrieben wurde.
Es können Dioden in ihrer nichtlinearen Wirkungsweise oder in einem Schaltbetrieb in Schaltungen verwendet werden, die die gewünschte Phasenwinkel-Information erzeugen. Fig. 14 zeigt eine derartige Schaltung, die auch das Problem des dynamischen Bereiches wirksam behandelt. In dieser Ringdiodenbrücke besteht die Lösung für das Problem des dynamischen Bereiches darin, daß der Phasendetektor 550 selbst bei minimalem Signalpegel in die Sättigung gefahren wird. Das Ergebnis ist ein Ausgangssignal 557, das proportional ist dem Phasenwinkel des Signals zu der Referenz und unabhängig von der Signalgröße.
Dies ist eine Darstellung der Anwendung einer Diodenschaltung anstelle einer Nulldurchgangslösung von Fig.5. In dieser Ausführungsform wird das gefilterte harmonische Signal 252 in Gegentaktverstärkern 552 und 553 verstärkt und an die Ringdiodenbrücke 550 angelegt. Das 180 Hz Signal 512 von dem Mitlaufozzillator wird nach Filterung über ein Paar von gleichen Widerständen 558 und 559 an die Dioden angelegt. Die Ausgangsspannung der Dioden 556 wird in dem Filter 551 von jeglicher Wechselspannung befreit, um eine Ausgangs-Gleichspannung 557 zu erzeugen, die zu dem Phasenwinkel zwischen dem harmonischen Signal und dem Mitlaufoszillator proportional ist. Da das Gleichspannungs-Ausgangssignal eine Funktion des Cosinus des Phasenwinkels und nicht des Winkels selbst ist, muß das darauffolgende digitale Verarbeitungsprogramm modifiziert werden, um diese Art der Information zu verwenden.
Eine andere anwendbare Form eines Dioden-Phasendetektors besteht aus zwei Diodenbrücken 573 und 574, wie in Fig. 15 gezeigt. Wenn das Referenzsignal 512 größer ist als das Maximum des Eingangssignals 564, 565, bildet diese Schaltung einen weiten linearen Dynamikbereich und erzeugt ein Gleichspannungs-Ausganssignal 567 (nach Filterung), das proportional ist zu der Größe des Wechselspannungssignals mal dem Cosinus des Phasenwinkels relativ zu dem Referenzsignal. Es ist nicht notwendig, die Größen- und Phaseninformation in diesem Gleichspannungssignal zu trennen, um die gewünscht Änderung in dem Phasenwert zu bekommen, wenn das Prinzip gemäß Fig. 13 angewendet wird.
In allen diesen Multiplizier-Verfahren wird die resultierende Gleichspannungskomponente nicht durch andere äußere Frequenzen beeinflußt, die in nur einem der Eingangssignale und nicht in dem anderen auftreten können. Diese Tatsache kann in zwei Wegen ausgenutzt werden: (1) Wenn aus dem Informationssignal alle harmonischen und äußeren Frequenzen weggefiltert werden, kann das Referenzsignal von dem Mitlaufoszillator ungefiltert bleiben. (2) Wenn der Mitlaufoszillator so gefiltert wird, daß er eine reine Sinuswellenform liefert, kann die Filterung des Informationssignals minimiert werden und braucht nur ausreichend zu sein, Überlastungen in der Signalverarbeitungsfunktion zu verhindern.
Die beschriebenen phasenempfindlichen Diodenschaltungen werden häufig in Schutzübewachungseinrichtungen in Aufbauten benutzt in denen mehr als ein Wehselspannungssignal an einen gegebenen Eingang angelegt ist. Dieses kann in Ausgangsspannungen resultieren, die eine Funktion von komplexen Beziehungen zwischen den verschiedenen Eingangsmengen sind. Die verschiedenen Standardkennwerte von Entfernungsüberwachungen werden auf diese Weise weiterentwickelt, und es liegt innerhalb der Absicht dieser Beschreibung, derartige bekannte Schutzüberwachungs-Aufbauten innerhalb der Bedeutung der Bestimmung eines Quotienten von oder Vergleich einer harmonischen Phasenspannung mit einem harmonischen Phasenstrom einzuschließen.
Andere Vereinfachungen in der analogen Funktion sind möglich. Es können Filterfunktionen kombiniert werden, die Funktion des Mitlauf-Oszillators kann in anderer Weise verbessert werden, Anti-Aliasing-Filter können die Anforderungen an eine digitale Filterung vereinfachen und es ermöglichen, die gesamte Signalverarbeitung auf einer digitalen Basis durchzuführen.
Jede der entsprechenden in einer der Ausführungsformen beschriebenen Funktionen kann durch analoge oder digitale Mittel durchgeführt werden, um die gewünscht Phasenänderungs-Information zu bestimmen, sofern das Signal einmal in geeigneter Weise von dem Hochspannungs-Energiesystem abgetrennt ist.
Im Zuammenhang mit der Anwendung der hierin beschriebenen Ausführungsformen sei bemerkt, daß diese Ausführungsformen nicht nur benutzt werden können, eine Warnung oder Anzeige des Vorliegens eines Fehlers zu bewirken, sondern auch eine Schaltung und/oder einen Mechanismus zu betätigen, um den Fehler zu korrigieren oder die Leistung von dem betroffenen Netzwerk oder Teilen des Neztwerkes abzutrennen.
Es sei bemerkt, daß die Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform wie sie bisher erfolgte, als Erläuterung, aber weniger als erschöpfende Beschreibung der Erfindung beabsichtigt ist. Es sei ferner bemerkt, daß ein Fachmann auf diesem Gebiet bestimmte Ableitungen, Ergänzungen oder Änderungen (einschließlich der Vevendung von elektromechanischen Äquivalenten) an der besonderen Einzelheit der vorangehenden Beschreibung durchführen wird, ohne von dem Schutzumfang der Erfindung abzuweichen, wie er in den beigefügten Ansprüchen angegeben ist.

Begriffe aus der Zeichnung

I. Bezugszeichen

10 3 Energiesystem 191 Amplitudendetektor
20 60 Hz-Filter 192 Langzeit-Mittelung
180 Hz-Filter 193 Kurzzeit-Mittelung
34 Nulldurchgangsdetektor 194 Differenz
38 Nulldurchgangsdetektor 195 Amplitudenänderungsdetektor
44 Phasenwinkeldetektor 198 Ausgang
46 Amplitudendetektor 200 3 Energiesystem
48 Langzeit-Mittelung 237 60 Hz-Schaltung
50 Kurzzeit-Mittelung 238 60 Hz-Notchfilter
56 Differenz 239 60 Hz-Notchfilter
58 Langzeit-Mittelung 240 Quadrierschaltung
60 Kurzzeit-Mittelung 250 Programmierbarer 180 Hz
62 Differenz Bandpaß
68 Änderungsdetektor 253 Quadrierschaltung
70 Amplitudendetektor 259 18 K-Takt programmierbarer 180
84 Wandler Hz Bandpaß
86 Gleichrichter 262 Quadrierschaltung
88 Wandler 277 Spannungsfolger
110 Dreiphasen-Energiesystem 287 RIS-Wandler
120 Störungsfilter 290 RIS-Wandler
130 Störungsfilter 292 RMS-Gleichrichter
134 Nulldurchgangsdetektor 294 RMS-Gleichrichter
138 Nulldurchgangsdetektor 301 Mikroprozessor
144 Phasenwinkeldetektor 302 Programmier-Tastenfeld
146 Amplitudendetektor 303 äußere Ereignisse
148 Langzeit-Mittelung 352 Langzeit-Mittelung
154 Kurzzeft-Mittelung 354 Kurzzeit-Mittelung
156 Differenz 360 Langzeit-Mittelung
158 Langzeit-Mittelung 362 Kurzzeit-Mittelung
160 Kurzzeit-Mittelung 410 Stromfolge-Filter
162 Differenz 411 Spannungsfolge-Filter
168 Änderungsdetektor 501 Filter
170 Amplituden-Änderungsdetektor 502 Multiplizierer
503 Filter 516 Filter
504 Multiplizierer 524 Filter
Multiplizierer 526 Filter
506 Filter 551 Filter
513 90º Schiebung 561 Filter
514 Filter
Multiplizierer

II. Ausdrücke ohne Bezugszeichen (alphabetisch)

AMPL Verstärker
CHAN Wandler
circuit under observation beobachtete Schaltung
double diode bridge Doppeldiodenbrücke
harmonic fault analyzer Analysator für harmonische Fehler
integrator Integrator
IFAULT I fehlerhaft
I3FAULT I3 fehlerhaft
output Ausgang
polarity of Polarität von
quadrant Quadrant
reference signal Referenzsignal
ring diode bridge Ringdiodenbrücke
single or 3 circuit Einphasen- oder Dreiphasen-Schaltung
squaring circuit Quadrierschaltung
tracking oscillator filtered Mitlaufoszillator gefiltert
trandsducer Wandler
voltage follower Spannungsfolger
window settings Fenstereinstellungen

III. Flußdiagramm nach Fig. 10

get 7 analog signals and digitize erhalte 7 analoge Signale und digitalisiere
update aktualisieren correct (7) signals for zero offsets correct (3) values for reference shift ratio harmonic voltage to current mag.+ output 4 magnitudes output 2 ratios long time average harmonic current + voltage; short time average harmonic current + voltage; output 8 averages determine changes in each + pair of V + I signals ratio harmonic voltage to current + voltage solve phasor equations for voltage + current 2 outputs output phasors set phasor mag + limits external event control override no yes update korrigiere (7) Signale für Null-Offsets korrigiere (3) für Referenzverschiebung Verhältnis der harmonischen Spannung zur Stromgröße Ausgangs-4-Größen Ausgangs-2-Verhältnisse Langzeit-Mittelung harmonischer Strom + Spannung; Größe Kurzzeit-Mittelung harmonischer Strom Ausgang 8 Mittelungen bestimme Änderungen in jedem + Paar von V + I Signalen Verhältnis harmonische Spannung zu Stromgröße löse Phasengleichungen für Spannung + Strom 2 Ausgänge Ausgangsphasengroße Detektoren für außerhalb des Bereiches setzte Phasengröße + Grenzen Überschreiben der Steuerung äußerer Ereignisse nein ja aktualisieren ratio update output range status to visual monitor, remotes, alarms, etc. Aktualisierung des Verhältnisses Status des Ausgangsbereiches zu einem Sichtmonitor, Fernsteuerungen, Alarmen, u.s.w.

Claims

1. Verfahren zum Ermitteln einer Anormalität in einem elektrischen Wechselspannungs-Energieversorgungsnetz bei einer Grundfrequenz, wobei das Verfahren folgende Schritte enthält:

(a) es wird ein erstes Signal, das die Grundfrequenz-Komponente einer in dem Netz auftretenden Spannung darstellt, oder ein erstes Signal, das eine Harmonische einer in dem Netz auftretenden Spannung darstellt, erzeugt;

(b) es wird ein zweites Signal erzeugt, das eine Harmonische eines in dem Netz auftretenden Stromes darstellt; und

(c) das erste und das zweite Signal werden miteinander verglichen, und daraus wird ein drittes Signal erzeugt, das das Phasen- und/oder Amplituden-Verhältnis zwischen dem ersten Signal und dem zweiten Signal anzeigt; und

(d) es wird eine Anzeige in Abhängigkeit von dem Auftreten einer vorbestimmten Änderung in dem dritten Signal erzeugt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, in dem Änderungen in wenigstens einem von dem ersten, zweiten und dritten Signal bestimmt werden, indem die Mittelwerte des Signals über einen langen Zeitraum und über einen kurzen Zeitraum miteinander verglichen werden.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, in dem das Phasen-Verhältnis durch eine Null- durchgangs-Messung bestimmt wird.

4. System zum Ermitteln einer Anormalität in einem Wechselspannungs- Versorgungsnetz für elektrische Energie bei einer Grundfrequenz, wobei das System folgendes enthält:

(a) eine Schaltung (12, 16, 20; 112, 116, 120; 231, 234, 237; 233, 236, 239, 259), die ein erstes Signal erzeugt, das die Grundfrequenz-Komponente einer in dem Netz auftretenden Spannung darstellt, oder die ein erstes Signal erzeugt, das eine Harmonische einer in dem Netz auftretenden Spannung darstellt;

(b) eine Schaltung (22, 26, 30; 122, 126, 130; 232, 235, 296, 238, 250) zur Erzeugung eines zweiten Signals, das eine Harmonische eines in dem Netz auftretenden Stromes darstellt; (c) eine Schaltung (44; 144; 245-248, 254-257, 263-266, 268, 280; 502, 503; 502, 524, 504, 514, 505, 526, 515, 516) zum Vergleich des ersten und zweiten Signals und zur Erzeugung eines davon abhängigen dritten Signals, das das Phasen-und/oder Amplituden- Verhältnis zwischen dem ersten und zweiten Signal anzeigt; und

(d) eine Schaltung (48, 50, 56, 68, 72; 148, 154, 156; 168) zur Erzeugung einer Anzeige in Abhängigkeit von dem Auftreten einer vorbestimmten Änderung in dem dritten Signal.

5. System nach Anspruch 4, in dem die Schaltung für den Vergleich eine Dioden- Brückenschaltung (550; 560), eine Multiplizierschaltung (502, 504, 505, 515) oder eine andere Modulationsschaltung zum Bestimmen des Phasenverhältnisses zwischen dem ersten und zweiten Signal aufweist.

6. System nach Anspruch 4 oder 5, in dem das dritte Signal das Phasenverhältnis zwischen dem ersten und dem zweiten Signal darstellt, ausgedrückt in rechtwinkligen Koordinaten.

7. System nach Anspruch 4 oder 5, in dem das dritte Signal das Phasenverhältnis zwischen dem ersten und dem zweiten Signal darstellt, ausgedrückt als eine trigonometrische Funktion davon.

8. Fehler-Analysier-System für ein elektrisches Leistungsnetz zum Ermitteln hochohmiger Anormalitäten in dem Netz durch Ermitteln einer Phasenkennung einer derartigen Anormalität, die sich von anderen System-Ereignissen unterscheidet, wobei das System folgendes enthält:

(a) eine Schaltung (231, 234) zur Erzeugung eines ersten Referenzsignals, das im wesentlichen die augenblickliche Leistungs-Systemspannung an einem Punkt des Systems darstellt;

(b) eine Schaltung (332, 235) zur Erzeugung eines zweiten Signals, das im wesentlichen den augenblicklichen Leistung-Systemstrom darstellt;

(c) eineSchaltung (233, 236) zur Erzeugung eines dritten Signals, das im wesentlichen die augenblickliche Leitstung-Systemspannung an einem Punkt in der Nähe des Punktes der Stromsignal-Messung anzeigt;

(d) Mittel (237, 240, 241, 245-248; 238, 250, 253-257; 239, 259, 262-266; 268, 274) zum Filtern und Verarbeiten des ersten, zweiten und dritten Signals zur Erzeugung von Signalen, die die Phasenwerte einer Harmonischen in dem zweiten Stromsignal und eine Harmonische in dem dritten Spannungssignal anzeigen, jeweils mit Bezug auf die Grundfrequenz-Komponente des ersten Referenzsignals, unabhängig von Änderungen in der Nennfrequenz des elektrischen Leistungssystems und ohne Mehrdeutigkeit aufgrund einer Differenz zwischen der Grundfrequenz und der Frequenz der Harmonischen;

(e) eine Schaltung zum Bereitstellen eines ersten und zweiten Mittelwertes jeder der Phasenwert-Signale, wobei der Zeitraum der Mittelung des ersten Wertes klein ist gegenüber dem Zeitraum der Mittelung des den Umgebungswert darstellenden zweiten Wertes;

(f) eine Schaltung zum Bestimmen der Änderungen in jedem der gemittelten ersten Werte relativ zu dem entsprechenden gemittelten zweiten Wert:

(g) eine Schaltung (72) zur Bildung von Grenzen jeder der Änderungen in dem Phasenverhältnis gegenüber dem ersten Referenzsignal und/oder Änderungen in der jeweiligen Größe; und

(h) eine Schaltung (68, 168) zum Ermitteln, wann die Änderungen die Grenzen überschreiten und dadurch eine Anormalität eines hochohmigen Fehlertyps in der überwachten Schaltung anzeigen.

9. System nach Anspruch 8, ferner enthaltend:

einen mitlaufenden Oszillator (241) zur Phasenkopplung mit der Grundfrequenz- Komponente des ersten Referenzsignals zur Erzeugung einer dritten Harmonischen mit einem Nulldurchgang, der mit den Nuldurchgängen des ersten Referenzsignals zusammenfällt, unabhängig von Änderungen in der Nennfrequenz des elektrischen Leistungs-Systems.

10. System nach Anspruch 8, in dem:

die Filter- und Bearbeitungsmittel eine Schaltung zum Messen des Zeitraumes zwischen den Null-Durchgängen des zweiten und dritten Signals relativ zu der Periodendauer der System-Frequenz enthalten.