DE3817157A1 - Oszillatorschaltung - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Oszillatorschaltung für elektronische Systeme, insbesondere auf elektronische Systeme, die mit Vorteil in zusammengesetzter (Compound-) Halbleiter-Technologie, beispielsweise in Galliumarsenid- Technologie, ausgeführt sind.

Der Vorteil der hohen Arbeitsgeschwindigkeit eines Schaltkreises, der in zusammengesetzter Halbleiter-Technologie (beispielsweise Galliumarsenid-Technologie) statt in Silizium- Technologie ausgeführt ist, ist bekannt. Bei dem fortgesetzten Bestreben, die Arbeitsgeschwindigkeit integrierter Schaltkreise und der Systeme, die diese beinhalten, zu erhöhen, sind verschiedene Versuche in einer derartigen Technologie mit relativ begrenzten Erfolgen und/oder ernsthaften Einschränkungen der Verwendbarkeit unternommen worden.

Bisher hat das Hauptbestreben darin bestanden, zu versuchen, Schaltkreise zu schaffen, die in Galliumarsenid ausgeführt sind und wirksam mit anderen Schaltkreisen zu verbinden sind, die in dieser Technologie ausgeführt sind. Das bedeutet, daß bis jetzt kein ernsthafter Versuch in Richtung auf das Schaffen von Schaltkreisen unternommen worden ist, die in ′′schneller′′ Galliumarsenid-Technologie ausgeführt sind und wirksam mit ′′langsamen′′ integrierten Schaltkreisen auf der Grundlage von Silizium, wie TTL-, CMOS- (einschließlich verbesserte CMOS-Technologie), NMOS-, Schottky- und Niedrigleistungs- Schottky-Schaltkreisen (einschließlich verbesserte Schottky-Technologie), auf welche Technologien im folgenden als ′′Standard-Logik′′ Bezug genommen wird, verbunden werden können.

In dem Fall, in dem integrierte Schaltkreise auf der Grundlage von Galliumarsenid mit derartigen Standard-Logikschaltkreisen verbunden werden könnten, würde dies ermöglichen, einen Gewinn an Arbeitsgeschwindigkeit in einem System auf der Grundlage von Standard-Logik durch Ersetzen eines Standard-Logik-Teils auf der Grundlage von Silizium durch einen Teil auf der Grundlage von Galliumarsenid zu gewinnen. Wenn dies geschehen würde, könnten zweckmäßige Eingangs- Pufferschaltkreise und Ausgangs-Pufferschaltkreise, die in Galliumarsenid-Technologie ausgeführt sind und in demselben Gehäuse mit einer inerten Logik und/oder einem internen Speicher auf der Grundlage von Galliumarsenid verbunden sind, von großem Vorteil sein. Solche Eingangs- und Ausgangs- Pufferschaltkreise würden es ermöglichen, Standard- Gehäuse, Standard-Prüfprozduren und -Ausrüstungen, Standard- Eingang-Ausgangs-Pegel der Signale von und zu den Standard-Logikeinrichtungen, die wirksam mit den integrierten Schaltkreisen auf der Grundlage von Galliumarsenid verbunden sind, und Standard-Stromversorgungen zu benutzen.

Typische Lösungen nach dem Stand der Technik zur Schaffung von Eingangspuffern zur Verwirklichung in Galliumarsenid- Technologie, die MESFET′s verwenden, sind in Fig. 1 u. Fig. 2 gezeigt. Indessen weisen beide dieser Schaltungsanordnungen nach dem Stand der Technik zahlreiche Nachteile auf.

Zum Beispiel sind gemäß Fig. 1 zwei getrennte externe Stromversorgungen V _cc (positive Spannung) V _ss (negative Spannung) erforderlich. Diese Stromversorgungen müssen einen hohen Strom aufnehmen, wenn der Puffer eine deutlich hohe Arbeitsgeschwindigkeit erreichen soll. Aus diese Grunde ist es sehr schwierig, eine ′′Ein-Chip′′-Ladungspumpe zu verwenden, um eine negative Versorgungsspannung für einen Mikrobaustein, der eine wesentliche Anzahl von Eingängen hat, ohne einen großen Verlust an Nutzfläche und Leistung zu erzeugen. Dies führt zu einem wesentlichen Nachteil für einen Kunden, der eine Standardlogik verwendet, da dem System eine externe Stromversorgung zugefügt werden muß.

Beide der Schaltungen gemäß Fig. 1 u. Fig. 2 verwenden eine Sourcefolger-Eingangsschaltung (Transistoren 20, 20 a), wobei die Drain-Elektroden der benutzten Feldeffekt-Transistoren mit der positiven Versorgungsspannung V _cc (z. B. +5V) verbunden sind. Aus diesem Grunde legt die Gate/Drain-Diode des Transistors 20 oder 20 a den Schaltungseingang auf einen Diodenspannungsabfallwert oberhalb des Spannungspegels V _cc fest, und ein Eingangssignal, das um mehr als einen Diodenspannungsabfallwert über den V _cc -Pegel angehoben wäre, würde beginnen, große Ströme in die Spannungsquelle V _cc fließen zu lassen. Standard-Logik-Familien weisen dieses Merkmal nicht auf, und ein System, das dieses Merkmal aufweist, könnte leicht als nicht wünschenswert empfunden werden. Desweiteren könnte der Transistor 20 oder 20 a leicht zerstört werden, wenn ein überhöhter Strom durch eine Gate-Elektrode fließen würde, was leicht in einer realisierenden Systemanwendung unter verschiedenen Bedingungen passieren könnte. Das Endergebnis könnte ein Chip-Ausfall sein, möglicherweise sogar beim Kunden, was zu einem erheblichen Nachteil sowohl für den Chip-Benutzer als auch den System-Benutzer aufgrund sowohl der Kosten für das Lokalisieren und Reparieren des Fehlers als auch des Verlusts an Prestige betreffend die Zuverlässigkeit der Einrichtung führen könnte.

Die Lösung gemäß Fig. 1 verbindet desweiteren die Probleme miteinander, die in dem vorstehenden Absatz angegeben wurden, und zwar aufgrund des Eingangsstrompfades nach Erde, der durch die Gate/Source-Diode des Transistors 20, Dioden 22, 24, 26 und die Gate/Source-Diode eines Transistors 28 gebildet wird. Diese Bedingung ist allgemein weniger wünschenswert als diejenige, die in dem vorstehenden Absatz beschrieben ist, da fünf Diodenspannungsabfälle über Erdpotential (angenähert 4 Volt) im allgemeinen niedriger als ein Diodenspannungsabfall über dem Potential der Spannungsquelle V _cc (angenähert 5.8 Volt) sind. Dies macht die Zuverlässigkeitsprobleme, die zuvor erwähnt wurden, in einem beliebigen allgemeinen System wahrscheinlicher und führt zu Problemen, wenn von dem Eingangssignal erwartet wird, daß es mit CMOS- Ausgangssignalen, die versuchen, den Spannungspegel V _cc hochzuziehen, schnittstellenmäßig zusammenpreßt.

Die Lösung gemäß Fig. 2 führt zu einer Eingangssignalschwelle, die stark von der negativen Versorgungsspannung V _ss abhängig ist. Als Ergebnis muß V _ss in engen Grenzen geregelt werden, um Eingangssignalschwellenschwankungen zu verhindern. Da die meisten herkömmlichen Implementierungen von Standard-Logikschaltkreisen Eingangssignalschwellen haben, die stark von irgendeiner Versorgungsspannung abhängig sind, könnte dies von einem Benutzer als ein wesentlicher Nachteil empfunden werden.

Die Eingangssignal-Klemmeffekte der zwei Schaltungen nach dem Stand der Technik macht es schwierig, streng ausgelegte Spezifikationen (z. B. ESD- (Elektronic Systems Division (USA)-) Spezifikationen für diese Eingangssignale zu bieten, da diese Effekte dahin tendieren, einen hohen Strom bei einer niedrigen Spannung zu ziehen. Es ist darüber hinaus schwierig, eine Schutzeinrichtung für die das Eingangssignal liefernde Einrichtung zu schaffen, die wirksam sind, bevor sich der Strompfad von dem Eingangs-Anschluß nach V _cc oder Erde bildet oder sich unter der Berücksichtigung einer statischen Entladung selbst zerstört.

Diese Eingangssignal-Klemmeffekte maches es außerdem schwierig oder unmöglich, eine ′′Hochvolt′′-Logik an den Anschlüssen der Einrichtung zu benutzen. Da die Benutzung einer "Hochvolt" Logik erfordert, daß die Eingangssignale in der Lage sind, auf Pegel anzusteigen, die ausreichend oberhalb der Versorgungsspannung V _cc und Erde liegen (angenähert 10-12 Volt über Erde), um spezielle Prüfmerkmale oder sogar vom Kunden benutzte Merkmale zu erreichen, verhindern derartige Klemmeffekte der Schaltungen nach dem Stand der Technik eine Benutzung in diesen Anwendungsarten.

Im folgenden werden die Möglichkeiten einer Ausgangs-Pufferschaltung zur Benutzung in der erläuterten Schaltungsumgebung, die mit Vorteil in Galliumarsenid-Technologie ausgeführt werden kann, untersucht.

Ausgangs-Pufferschaltungen, die benutzt werden können, um eine Dreizustands- (three-state-) Funktion zu verwirklichen, sind an sich aus dem Stand der Technik bekannt. Das Symbol für einen ′′activ low′′-Dreizustand-Puffer ist in Fig. 3 gezeigt. Dieser ′′activ low′′-Dreizustands-Puffer 30 empfängt ein Niedrigpegel (L-) Eingangssignal an einem Freigabe-/ Sperr-Anschluß 32 und ein Dateneingangssignal J an einem Eingangs-Anschluß 34. In Reaktion auf die Daten- und Freigabesignale liefert der Puffer 30 ein Ausgangssignal Z an einem Ausgangs-Anschluß 36. Wenn der Niedrigpegel-Dreizustands- Puffer durch Anlegen eines Hochpegel- (H-) Freigabesignale (d. h. logisch 1) gesperrt ist, befindet sich der Ausgangs-Anschluß 36 in einem Hochimpedanzzustand und ist wirksam sowohl von Erde als auch von der positiven Versorgungsspannung V _cc , die mit dem Puffer 30 verbunden ist, getrennt. Umgekehrt ist, wenn der Puffer 30 durch ein Niedrigpegel- (L-) Freigabesignal (d. h. logisch 0) freigegeben ist, das Ausgangssignal Z an dem Anschluß 36 durch das Dateneingangssignal J, welches an den Anschluß 34 gelegt ist, bestimmt. Auf diese Weise liefert der Puffer 30, wenn dieser freigegeben ist und ein Dateneingangssignal J mit dem Wert ′′logisch 0′′ an den Puffer gelegt ist, ein Ausgangssingal Z mit dem Wert ′′logisch 0′′. Umgekehrt liefert der Puffer 30, wenn er freigegeben ist und ein Eingangssignal J mit dem Wert ′′logisch 1′′ an den Puffer gelegt ist, ein Ausgangssignal Z mit dem Wert ′′logisch 1′′.

Ein ′′activ high′′-Dreizustands-Puffer arbeitet in ähnlicher Weise, jedoch mit der Zunahme, daß er durch ein Hochpegel- (H-) Freigabesignal E freigegeben wird und durch ein Niedrigpegel- (L-) Freigabesignal E gesperrt wird.

In Fig. 4 bis Fig. 6 sind verschiedene Lösungsmöglichkeiten zum Ausführen von CMOS/TTL-kompatiblen Ausgangs-Pufferschaltungen nach dem Stand der Technik gezeigt. Während jede dieser Schaltungen dazu geeignet ist, in Galliumarsenid- Technologie ausgeführt zu werden, sind in keiner dieser Lösungen Mittel vorgesehen, um eine Standard-Dreizustands- Funktion, wie sie zuvor beschrieben wurde, zu schaffen. Nachdem die Vorteile von Dreizustands-Einrichtungen bekannt sind, ist dies ein schwerwiegender Nachteil.

Desweiteren benötigt jede dieser Lösungen zwei getrennte externe Stromversorgungen zusätzlich zu Erdpotential, nämlich eine, die eine positive Spannung liefert, und eine weitere, die eine negative Spannung liefert. Wie zuvor ausgeführt, stellt die Einbeziehung einer derartigen negativen Versorgungsspannung einen wesentlichen Nachteil für einen Benutzer einer Standard-Logik dar. Zusätzlich muß in diesen Lösungen ähnlich wie bei dem beschriebenen Eingangs- Puffer nach dem Stand der Technik ein erheblicher Strom in die Negativ-Spannungsversorgung fließen, um eine hohe Arbeitsgeschwindigkeit zu erzielen. Dies schließt die Benutzung einer Ein-Chip-Ladungspumpe aus, um die negative Versorgungsspannung intern ohne einen großen Verlust an Leistung und Nutzfläche zu erzeugen.

Die Schaltungen, die in Fig. 4 und Fig. 5 gezeigt sind, verwenden Verarmungstyp-Anordnungen, die direkt mit dem Ausgang verbunden sind. Die Ausgangsleitung läßt Strom in die Positiv- Spannungsversorgung fließen, falls das Ausgangssignal geringfügig über den Pegel der Versorgungsspannung angehoben wird. Dies ist für Standard-Logikeinrichtungen uncharakteristisch.

Die Schaltungen gemäß Fig. 4 u. Fig. 5 verwenden Verarmungstyp- Anhebe- (pullup-) Anordnungen, die Strom ziehen müssen, während sich das Ausgangssignal in dem Niedrigpegel- Zustand befindet. Da diese Einrichtungen groß sein müssen, wenn das Ausgangssignal die Standard-Logik-Ausgangsstromspezifikationen erfüllen soll, wird ein derartiger Strom in dem Niedrigpegel-Zustand groß sein und zu einem unannehmbar hohen Leistungsverbrauch führen.

Außerdem erfordern diese Schaltungen nach dem Stand der Technik gemäß Fig. 4 u. Fig. 6 Eingangssignalpegel, die unter Erdpotential liegen, was das Problem weiter verschärft, das zuvor in Anbetracht der zusätzlichen Negativ- Spannungsversorgung erwähnt wurde.

Bezüglich der Logik-Gatter/Puffer-Schaltungen, die in Fig. 7 bis Fig. 11 gezeigt sind, ist festzustellen, daß jeder dieser Schaltungen wesentliche Nachteile in ihrer Auslegung und ihrer Funktionalität hat.

Für die Schaltung, die in Fig. 7 gezeigt ist, sind zwei Versorgungsspannungen erforderlich, wobei ein erheblicher Strom in die zweite Spannungsversorgung V _ss fließt. Desweiteren erfordert eine derartige Schaltung eine hohe Leistung für eine hohe Arbeitsgeschwindigkeit.

Die Schaltung gemäß Fig. 8 überwindet das Problem des Erfordernisses zweier Spannungsversorgungen, jedoch hat diese Schaltung einen sehr schlechten Rauschabstand, eine niedrige Ausgangslast- (fanout-) Kapazität und ist sehr intolerant in bezug auf Herstellungsprozeß-, Versorgungsspannungs- und Temperaturschwankungen.

Die Schaltung gemäß Fig. 9 hat eine höhere Ausgangslast- Kapazität als die Schaltung gemäß Fig. 8, hat jedoch ebenfalls einen sehr schlechten Rauschabstand und ist außerdem sehr intolerant in bezug auf Schwankungen bei dem Fertigungsprozeß, der Versorgungsspannung und der Temperatur.

Die Schaltung gemäß Fig. 10 hat wiederum den Nachteil, daß sie zwei Versorgungsspannungen benötigt und desweiteren große Signalschwankungen aufgrund der Verwendung von Verarmungstyp- Anordnungen mit sich bringt. Desweiteren muß der Kondensator dieser Schaltung groß genug sien, um die kapazitive Ein-Chip-Last zu treiben, was zu einem unerwünschten, größeren Flächenbedarf führt.

Wie in Fig. 11 gezeigt, benötigt die betreffende Schaltung lediglich eine einzige Versorgungsspannung, bringt jedoch das Problem mit sich, daß die Ausgangs-Anhebe- (pullup-) Anordnung niemals vollständig abschaltet, und die Ausgangs- Absenk- (pulldown-) Anordnung eine Verarmungstyp-Anordnung ist, die schneller als erwünscht aus der Sättigung gerät und den verfügbaren Strom zum Absenken des Ausgangssignales verringert und außerdem mehr Strom als erwünscht leitet, wenn das Ausgangssignal für einen gegebenen niedrigen Strom zu hoch ist.

Im folgenden wird eine ins einzelne gehende Beschreibung des Erfindungsgegenstandes anhand mehrerer Figuren gegeben.

Fig. 1 bis Fig. 11 zeigen schematische Darstellungen von Schaltungen nach dem Stand der Technik, wie sie zuvor beschrieben wurden.

Fig. 12 zeigt eine schematische Darstellung einer Schaltungsanordnung, die die vorliegende Erfindung benutzt.

Fig. 13 zeigt eine schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen Eingangs-Pufferschaltung.

Fig. 14 zeigt verschiedene Lastelemente, die in den beschriebenen Schaltungen benutzt werden können.

Fig. 15 zeigt ein Funktionsschaltbild der Schaltung gemäß Fig. 13.

Fig. 16 zeigt eine Variante der Schaltung gemäß Fig. 13.

Fig. 17 zeigt eine weitere Variante der Schaltung gemäß Fig. 13.

Fig. 18 zeigt eine schematische Darstellung einer kondensatorgekoppelten Gegentakt- (push-/pull-) Schaltung.

Fig. 19 zeigt eine schematische Darstellung einer Ausgangs- Pufferschaltung.

Fig. 20 zeigt einen Funktionsstromlaufplan einer Oszillatorschaltung und einer Schmitt-Triggerschaltung.

Fig. 21 zeigt eine schematische Darstellung der Schaltung gemäß Fig. 20.

Fig. 22 zeigt ein Impuls/Zeit-Diagramm der Schmitt-Triggerschaltung gemäß Fig. 21 u. Fig. 21.

Fig. 12 zeigt ein Gesamt-System 40, das eine oder mehrere verschiedene Ausführungsformen der Erfindungen enthält. Das System 40 beinhaltet eine oder mehrere Eingangs-Pufferschaltungen 42 und eine oder mehrere Ausgangs-Pufferschaltungen 44 sowie eine interne Logik- und/oder Speicherschaltung 46, welche Schaltungen alle in Galliumarsenid-Technologie ausgeführt sind und alle wirksam beschaltet sind. Diese Schaltungen sind jeweils mit einer positiven Versorgungsspannung V _cc und mit Erde verbunden. Die Eingangs- Pufferschaltung steht mit einem integrierten Schaltkreissystem 48 in Verbindung, das eine Standard-Logik benutzt, und die Ausgangs-Pufferschaltung steht ebenfalls mit einem integrierten Schaltkreissystem 49 in Verbindung, das ebenfalls eine Standard-Logik benutzt.

Die interne Logik- und/oder Speicherschaltung 46 kann die unterschiedlichen Konfigurationen haben, sofern sie mit den Signalen aus den Eingangs-Pufferschaltungen 42 kompatibel ist und sofern ihre Ausgangssignale mit den Ausgangs- Pufferschaltungen 44 kompatibel sind.

Die Eingangs-Pufferschaltung 42 wird im folgenden im einzelnen beschrieben.

Gemäß Fig. 13 enthält die Eingangs-Pufferschaltung 42 eine Eingangspegel-Schieberstufe 50 und eine Pufferstufe 52. Als Teil der Eingangspegel-Schieberstufe ist vorgesehen, daß eine positive Versorgungsspannung V _cc - im vorliegenden Fall +5V - an ein Lastelement 54, das irgendeine der in 14 gezeigten Ausführungsformen haben kann (welche Figur eine Teilauswahl von verwendbaren Lastelementen darstellt), gelegt ist. Im vorliegenden Fall hat das Lastelement 54 die Konfiguration eines Feldeffekt-Transistors 56 des N-Kanal- Verarmungstyps, dessen Drain-Elektrode mit einem Versorgungsspannungs- Anschluß 57 verbunden ist, an den die positive Versorgungsspannung V _cc gelegt ist, und dessen Gate- Elektrode mit dessen Source-Elektrode über einen Widerstand 58 - falls erwünscht - verbunden ist. (Für jeden Feldeffekt- Transistor können aus terminologischen Gründen der eine Source/Drain-Bereich als erster Stromleitungs-Anschluß, der andere Source/Drain-Bereich als zweiter Stromleitungs-Anschluß und die Gate-Elektrode als Steuer-Anschluß bezeichnet werden). Die Source-Elektrode des Transistors 56 ist mit Lastelementen 60, 62 und einer Diode 64 in Reihenschaltung verbunden. Die Diode 64 ihrerseits ist mit einem Eingangs- Anschluß 66 verbunden und in Sperrichtung in Richtung des Eingangssignales zu der Pufferschaltung 42 hin vorgespannt. Die Source-Elektrode des Transistors 56 ist außerdem mit der Gate-Elektrode eines Feldeffekt-Transistors 68 des N-Kanal- Anreicherungstyps verbunden. Die Drain-Elektrode dieses Transistors 68 ist außerdem mit dem Versorgungsspannungs- Anschluß 57 verbunden, während die Source-Elektrode desselben durch zwei Dioden 70, 72 mit der Drain-Elektrode eines weiteren Feldeffekt-Tranistors 74 des N-Kanal-Anreicherungstyps verbunden ist, dessen Source-Elektrode mit einem zweiten Versorgungsspannungsanschluß 76 verbunden ist, der ein Anschluß für Erdpotential ist.

Die Dioden 70, 72 sind in Durchlaßrichtung in der Richtung von dem ersten Versorgungsspannungs-Anschluß 57 zu dem zweiten Versorgungsspannungs-Anschluß 76 vorgespannt.

Die Pufferstufe 52 der Pufferschaltung 42 enthält ein weiteres Lastelement 78, das mit dem Versorgungsspannungs- Anschluß 57 verbunden ist, und einen Feldeffekt-Transistor 80 des N-Kanal-Anreicherungstyps, dessen Drain-Elektrode mit dem Lastelement 78 verbunden ist und dessen Source-Elektrode mit dem Anschluß 76 über eine Diode 82 verbunden ist, die in Durchlaßrichtung in der Richtung von dem Anschluß 57 zu dem Anschluß 76 vorgespannt ist.

Von einem weiteren Feldeffekt-Transistor 84 des N-Kanal- Anreicherungstyps ist die Drain-Elektrode mit dem Versorgungsspannungs- Anschluß 57 verbunden, und dessen Source- Elektrode ist mit der Drain-Elektrode eines weiteren Feldeffekt- Transistors 86 des N-Kanal-Anreicherungstyps verbunden. Die Drain-Elektrode dieses Transistors 86 ist mit der Source-Elektrode des Transistors 84 verbunden, und seine Source-Elektrode ist sowohl mit der Gate-Elektrode des Transistors 74 als auch mit der Source-Elektrode des Transistors 80 verbunden. Die Drain-Elektrode des Transistors 74 ist mit den Gate-Elektroden der Transistoren 80 u. 86 verbunden. Zwischen die Source-Elektrode und die Drain-Elektrode der betreffenden Transistoren 84, 86 ist ein Ausgangs- Anschluß 88 geschaltet.

Die Lastelemente 60, 62 erzeugen Spannungsabfälle von dem Versorgungsspannungs-Anschluß bis zu der Diode 64, welche ihrerseits einen weiteren Standard-Diodenspannungsabfall (angenähert 0.7 V) erzeugt. Wenn das Eingangssignal an dem Anschluß 66 den Pegel L hat, stellt dies einen bestimmten niedrigen Spannungspegel an einem Knoten A ein. Wenn das Eingangssignal den Pegel H hat, führt der Spannungsabfall, der zuvor erläutert wurde, in dem Knoten A zu einem höheren als dem vorherigen Spannungspegel (logischer Pegel H). Auf diese Weise schiebt die Signalpegel-Schieberstufe 50 den Spannungspegel, der der Gate-Elektrode des Transistors 68 zugeführt wird, spricht jedoch direkt auf das Eingangssignal an dem Anschluß 66 an, was ein Eingangssignal mit dem logischen Pegel H an der Gate-Elektrode des Transistors 68 in Reaktion auf ein Eingangssignal mit dem Pegel H, und ein Eingangssignal mit dem Pegel L an der Gate-Elektrode des Transistors 68 in Reaktion auf ein Eingangssignal mit dem Pegel L erzeugt.

Unter der Annahme eines Eingangssignalpegels H an der Gate- Elektrode des Transistors 68 zieht dies einen Knoten B auf ein höheres Potential, was die Transistoren 80 u. 86 einschaltet. Dies bringt einen Knoten C auf den Pegel L, was bewirkt, daß der Transistor 84 ausgeschaltet wird. Der Ausgangs- Anschluß 88 steht mit dem Erd-Anschluß 76 durch den Transistor 86 und die Diode 82 in Verbindung. Auf diese Weise ist in dieser Situation der Pegel des Ausgangssignals der Schaltung 42 niedrig, nämlich L.

Umgekehrt verringert ein Eingangssignal mit dem Pegel L für den Transistor 68 von der Eingangspegel-Schieberstufe 50 den Strom aus dem Transistor 68, was dem Transistor 74 erlaubt, den Knoten B in Richtung auf Erdpotential und unter den Pegel eines Knotens D zu ziehen. Dies stellt sicher, daß die Transistoren 80 u. 86 selbst bei einer weitgehenden Veränderlichkeit der Temperatur und bei Herstellungsprozeßschwankungen, die sich auf deren Schwellenwerte auswirken, ausschalten. Demzufolge wird das Signal an dem Ausgangs- Anschluß 88 durch die Wirkung der Transistoren 78 u. 84 auf ein hohes Potential angehoben.

Es kann ein weiteres Lastelement 90 in Form eines Transistors vorgesehen sein, das als ein wahlweise anzuordnendes Anhebe- (pullup-) Element für die Sockel-Diode 82 wirkt, um diese in Durchlaßrichtung vorgespannt zu halten (was sicherstellt, daß der Transistor 74 stets eingeschaltet bleibt und als ein Lastelement wirkt).

Aus der beschriebenen Schaltung ist ersichtlich, daß sie keine Negativ-Spannungsversorgung benötigt, was die zuvor erläuterten Nachteile ausräumt. Die Diode 64 ist vorgesehen, um zu verhindern, daß Strom in die Pufferschaltung 42 entweder gegen das Potential des Erd-Anschlusses 76 oder des Anschlusses 57 fließt, ausgenommen unter Durchbruchs-Bedingungen, was bedeutet, daß die Schaltung 42 so ausgelegt werden kann, daß sie Eingangsspannungen bis zu 20 V gegen Erde (oder Spannungen, die wesentlich unterhalb des Erdpotentials liegen) tolerieren kann, ohne große oder zerstörende Ströme zu ziehen. Dies beseitigt die Probleme, die im Zusammenhang mit dem zuvor beschriebenen Stand der Technik erläutert wurden. Die erfindungsgemäße Schaltung erzeugt darüber hinaus ein Eingangspuffersignal mit einer Eingangsschwelle auf der Grundlage von zwei Diodenspannungabfällen (70, 72), wie dies zahlreiche Standard-Logik-Familien tun. Aus diesem Grunde ist die Eingangsschwelle nicht stark abhängig von der Höhe der Versorgungsspannung, und sie kann derart eingestellt werden, daß sie innerhalb der Standard- Logik-Vorschriften unter Standard-Logik-Versorgungsspannungsschwankungen (5 Volt ± 0.5 Volt) bestehen kann, was desweiteren Probleme, wie sie zuvor erläutert wurden, beseitigt.

Die neuartige Eingangspegel-Schieberstufe 50 kann mit einer Vielfalt von Pufferstufen verbunden werden, um eine Allzweck- Eingangs-Pufferschaltung zu schaffen, die wie gewünscht konfiguiert ist.

Es sei angemerkt, daß die Diode 64 keine eigentliche Diode zu sein braucht, sondern ein beliebiges Sperrelement mit einer diodenartigen Charakteristik sein kann (Spannungsabfall in Sperrichtung wesentlich höher als Spannungsabfall in Durchlaßrichtung).

Fig. 15 zeigt eine allgemeine Ausführungsform der Erfindung. Die Eingangssignalpegel-Schieberstufe besteht im allgemeinen aus einem Sperrelement D 1, Pegel-Schiebern LS₁ u. LS₂, Quellen für Ströme I₁ u. I₂ und einer Pufferstufe 52, die eine Eingangsschwelle von V _Ib hat. Die Elemente D₁, LS₁, I₁ LS₂ u. I₂ sind derart ausgewählt, daß V _Ib + V _LS₂-V _LS₁-Φ (Diodenspannungsabfall der Diode D₁) = dem gewünschten Eingangsschwellenpegel ist. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 13 besteht LS₁ aus Transistoren 60, 62, LS₂ besteht aus dem Transistor 68 und Dioden 70, 72, I₁ besteht aus dem Transistor 56 und dem Widerstand 58 und I₂ besteht aus dem Transistor 74. Die Pufferstufe 52 besteht aus der Diode 82 und den Transistoren 78, 80, 84 u. 86.

Es kann eine weite Vielfalt der Eingangspuffer mit einer weiten Vielfalt von Eingangsschwellen durch Einstellen von LS₁ und LS₂ erreicht werden.

Fig. 16 zeigt eine Veränderung der Pufferstufe in dieser Art und Weise. Der Zusatz einer Diode 92 zu der Pufferstufe bewirkt, daß deren Schwelle 2Φ (Diodenspannungsabfälle der Dioden 82, 92) + V _gs statt Φ (Spannungsabfall der Diode 82) +V _gs beträgt. Dies ist einfach durch Beseitigen der Diode in der Eingangspegel-Schieberstufe 50, wie anhand von Fig. 16 ersichtlich, zu erreichen.

Fig. 17 zeigt ein zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Eingangs-Pufferschaltung, die eine modifizierte FET- Logik-Pufferstufe benutzt. Diese Schaltung enthält eine zusätzliche Diode 94 zwischen der Source-Elektrode des Transistors 84 a und der Drain-Elektrode des Transistors 86 a, welche Diode 94 in Vorwärtsrichtung in Richtung von dem Versorgungsspannungs-Anschluß 57 a zu dem Versorgungsspannungs- Anschluß 76 a vorgespannt ist. Der Ausgangs-Anschluß 88 a ist zwischen die Diode 94 und die Drain-Elektrode des Transistors 86 a geschaltet.

In den beiden Fig. 13 u. 17 stellt der Transistor 56, 56 a in Verbindung mit dem (wahlweise anzuordnenden) Widerstand 58, 58 a einen Strom ein, der den Strom durch die Dioden 64, 64 a, den Transistor 60, 60 a und den Transistor 62, 62 a definiert, wenn die Eingangsspannung ungefähr bei oder unterhalb der Schwelle liegt. Der Widerstand 58, 58 a kann benutzt werden, um diesen Strom innerhalb gewünschter Grenzen zu halten, falls der Herstellungsprozeß, der benutzt wird, keine Verarmungstyp-Anordnung 56, 56 a gestattet, die einen genügend niedrigen Strom fließen läßt. Der Transistor 74, 74 a wird benutzt, um einen Strom durch den Transistor 68, 68 a, die Diode 70, 70 a und die Diode 72, 72 a einzustellen. Die Ströme, die derart eingestellt werden, werden zusammen mit den geometrischen Abmessungen der Diode 64, 64 a, des Transistors 60, 60 a, des Transistors 62, 62 a, des Transistors 68, 68 a, der Diode 70, 70 a und der Diode 71, 71 a eingestellt, um die gewünschten Pegelverschiebungs-Spannungsabfälle zu erzeugen. Das Einschalten des Transistors 74, 74 a erfordert eine Gate-Vorspannung (in diesem Fall gleich einem Diodenspannungsabfall), der durch die Sockel-Diode 82, 82 a in der Pufferstufe erzeugt wird. Die Sockel-Diode muß durch einen Strom vorgespannt sein, der durch eine (wahlweise anzuordnende) Anhebe- (pullup-) Stromquelle 90, 90 a erzeugt wird oder das Ergebnis des Verteilens des Spannungspegels auf mehrere Stufen der Logik in einer Weise sein kann, um einen konstanten minimalen Pegel des Stroms in die Diode 82, 82 a hinein zu garantieren.

Das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 13 bietet den Vorteil einer hohen dynamischen Treibwirkung in beiden Ausgangssignalrichtungen. Das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 17 bietet Ausgangsniedrigpegel mit wenigen Zehnteln eines Volts über Erdpotential ohne weiteres Pegelverschieben, und zwar aufgrund des Transistors 86 a, der als ein Lastelement gegen Erde und nicht als ein Schalttransistor wirkt. Die Verwendung des Transistors 68, 68 a in beiden Ausführungsbeispielen als ein Sourcefolger mit einem Stromgewinn erlaubt eine hohe Arbeitsgeschwingkeit mit bemerkenswert niedrigen I _i ₁-Werten, sogar wenn Pufferstufen benutzt werden, die relativ hohe Eingangskapazitätswerte haben. Zusätzlich können - wie gezeigt - ein Feldeffekt-Transistor 81 des N-Kanal-Anreicherungstyps, dessen Drain-Elektrode mit der Drain-Elektrode des Transistors 80 a verbunden ist und dessen Source-Elektrode mit der Source-Elektrode des Transistors 80 a verbunden ist, und eine weitere Eingangssignalleitung 83, die an dessen Gate-Elektrode angeschlossen ist, enthalten sein, um so als ein NOR-Glied zu arbeiten.

Fig. 18 zeigt eine Ausgangs-Pufferschaltung mit einer Pufferstufenschaltung 100, welche den Grundbaustein der Schaltung gemäß Fig. 19 ausmacht.

Wie gezeigt ist, enthält die Schaltung 100 drei Feldeffekt- Transistoren 102, 104 u. 106 des N-Kanal-Anreicherungstpys. Der Transistor 102 hat eine Drain-Elektrode, die mit einem Versorgungsspannungs-Anschluß 108 über ein Lastelement 109 verbunden ist, eine Gate-Elektrode und eine Source-Elektrode, die über eine Diode 116 mit einem zweiten Versorgungsspannungs- Anschluß 110 in Form eines Erdanschlusses verbunden ist. Der Transistor 104 hat eine Drain-Elektrode, die mit dem ersten Versorgungsspannungs-Anschluß 108 verbunden ist, eine Gate-Elektrode, die mit der Drain-Elektrode des Transistors 102 verbunden ist, und eine Source-Elektrode. Der Transistor 106 ist mit seiner Drain-Elektrode mit der Source-Elektrode des Transistors 104 über eine Diode 112 verbunden, wobei die Diode 112 in Vorwärtsrichtung in Richtung von dem Source-Versorgungsspannungs-Anschluß 108 zu dem Potential des Versorgungsspannungs-Anschlusses 110 vorgespannt ist. Der Transistor 106 hat desweiteren eine Gate- Elektrode und eine Source-Elektrode, die mit der Source- Elektrode des Transistors 102 verbunden ist. Ein Eingangssignal- Anschluß 114 ist mit den Gate-Elektroden der beiden Transistoren 102, 106 verbunden. Die Source-Elektroden der Transistoren 102, 106 sind mit dem Erd-Anschluß 110 über eine in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode 116 verbunden. Im übrigen ist ein Kondensator 118 vorgesehen, der ein Paar von Anschlüssen 120, 122 hat, wobei der eine Anschluß 120 mit der Drain-Elektrode des Transistors 106 verbunden ist und der andere Anschluß 122 mit einem Ausgangs-Anschluß 124 verbunden ist. Der Ausgangs-Anschluß 124 ist außerdem über ein Lastelement 126 mit einem Versorgungsspannungs-Anschluß verbunden, welcher in diesem Ausführungsbeispiel ebenfalls der Erd-Anschluß 110 sein kann. Dieses Lastelement 126 ist als Teil der Verbindung zwischen dem Erd-Anschluß 110 und dem Ausgangs-Anschluß 124 enthalten und kann irgendeine der Ausführungsformen, die in Fig. 14 gezeigt sind, aufweisen. Parallel zu dem Kondensator 118 sind zwischen dem einen Anschluß 120 des Kondensators 118 und dem Ausgangs-Anschluß 124 eine Vielzahl von Dioden 128 geschaltet, die in Richtung von dem Versorgungsspannungs-Anschluß 108 zu dem Versorgungsspannungs- Anschluß 110 in Durchlaßrichtung vorgespannt sind.

Im Betrieb der Schaltung gemäß Fig. 18 bilden die Dioden 128 einen Pegel-Schieber, der für eine Vielzahl von Pegeln eingestellt werden kann, um verschiedenen Anwendungsfällen gerecht zu werden. Das bedeutet, daß die Anzahl (einschließlich Null) dieser Dioden 128 gewählt werden kann, um die unterschiedlichen Erfordernisse zu erfüllen. Wenn der Eingangssignalpegel an dem Anschluß 114 hoch ist, schalten die Transistoren 102 u. 106 ein, und der Transistor 104 schaltet aus, was das Ausgangssignal der Schaltung zwingt, den Pegel L anzunehmen. Die Drain-Elektrode des Transistors 106 zieht Strom aus dem Lastelement durch den Kondensator 118. Der Transistor 106 kann groß gemacht werden, um große Lasten ohne Erhöhung der Leistung zu treiben, da der Transistor 104 abschaltet und kein Gleichstromfluß zwischen den Transistoren 104, 106 besteht. Der Transistor 102 dient dazu, die Gate-Elektrode des Transistors 104 nahe an Erdpotential herunterzuziehen, um dadurch den Transistor 104 auszuschalten. Wenn der Eingangssignalpegel L ist, schalten die Transistoren 102, 106 ab, was dem Lastelement 109 erlaubt, die Gate-Elektrode des Transistors 104 hochzuziehen. Dies schaltet den Transistor 104 ein, was Strom an den Leitungs- Anschluß 124 durch den Kondensator 118 und die Pegel- Schieberdioden 128 verursacht, was das Ausgangssignal der Schaltung auf den Pegel H zieht.

Die Diode 116 wird benutzt, um die Eingangsschwelle der Schaltung deutlich über Erdpotential zu legen und um die Notwendigkeit einer Negativspannungsversorgung bei der vorhergehenden Stufe auszuräumen. In vergleichbarer Weise ist keine Negativspannungsversorgung in der gerade beschriebenen Stufe erforderlich, falls die folgende Stufe eine genügend hohe Eingangsschwelle hat (in welchem Fall statt der Anordnung einer Positiv- oder Negativ-Spannungsversorgung das Lastelement 126 mit Erde verbunden ist, wie dies gezeigt ist).

Die Diode 112 ist eine Leistungsspardiode, die benutzt werden kann, wenn der Transistor 104 eine negative Schwellenspannung wie in einer Verarmungstyp-Anordnung aufweist. Sie dient dazu, sicherzustellen, daß der Transistor 104 in dem Zustand eines Ausgangssignals mit dem Pegel L ausschaltet, wenn der Transistor 104 eine negative Schwellenspannung hat. Die Diode 112 kann auch durch eine Reihenschaltung von Dioden ersetzt werden, falls die Schwellenspannung des Transistors 104 dies erfordert, und wenn die Benutzung einer derartigen Diode 112 nicht notwendig ist (in dem Fall, daß der Transistor 104 eine positive Schwellenspannung hat), wird sie durch einen Kurzschluß ersetzt.

Die Schaltung, die in Fig. 19 gezeigt ist, verwendet drei Stufen 150, 152, 154 des Typs, der in Fig. 18 gezeigt ist, in einer Reihenschaltung und eine weitere Stufe 156 des Typs, der das Dreizustands-Eingangssignal aufnimmt sowie eine zusätzliche Schaltungsanordnung, die diese Stufen miteinander verbindet, wie es im folgenden beschrieben wird.

Der Ausgangs-Anschluß der Dreizustands-Eingangssignalstufe 156 ist mit dem Eingangs-Anschluß der Gate-Elektroden von N-Kanal-Anreicherungstyp-Feleffekt-Transistoren 158, 160, 162, 164 verbunden, wobei die Source-Elektrode jedes dieser Transistoren mit einem Erd-Anschluß 110 verbunden ist. Der Ausgangs-Anschluß der Stufe 150 verbindet die Gate-Elektroden von N-Kanal-Anreicherungstyp-Feldeffekt-Transistoren 166, 168 miteinander, wobei die Drain-Elektroden derselben jeweils mit den Drain-Elektroden der Transistoren 158, 160 verbunden sind. Die Drain-Elektroden von Transistoren 102, 106 der Stufe 154 sind jeweils mit den Drain-Elektroden der Transistoren 162, 164 verbunden. Ein Lastelement 165 in Form eines N-Kanal-Verarmungstyp-Transistors ist mit seiner Drain-Elektrode mit einem Versorgungsspannungs-Anschluß 108 verbunden, seine Gate-Elektrode und seine Source-Elektrode sind mit der Drain-Elektrode des Transistors 166 verbunden. Die Drain-Elektrode des Transistors 166 ist desweiteren mit der Gate-Elektrode eines Transistors 167 verbunden. Die Drain-Elektrode des Transistors 167 ist mit dem Versorgungsspannungs- Anschluß 108 verbunden, und seine Source-Elektrode ist mit der Drain-Elektrode des Transistors 168 verbunden. Eine Diode 182 ist zwischen die betreffenden Drain-Elektroden der Transistoren 168 u. 166 geschaltet und in Durchlaßrichtung in Richtung von dem Transistor 168 zu dem Transistor 166 vorgespannt. Die Source-Elektrode des Transistors 167 ist desweiteren mit der Gate-Elektrode eines N-Kanal- Anreicherungstyp-Feldeffekt-Transistor 170 verbunden, dessen Drain-Elektrode über einen Widerstand 171 mit dem Versorgungsspannungs- Anschluß 108 verbunden ist und dessen Source-Elektrode mit der Drain-Elektrode eines N-Kanal- Anreicherungstyp-Transistor 172 verbunden ist. Eine Eingangsleitung 124, die mit der Gate-Elektrode des Tansistors 172 verbunden ist, ist mit einem Anschluß 122 eines Kondensators 118 verbunden. Dieser Transistor 172 ist mit seiner Source-Elektrode mit dem Erd-Anschluß 110 verbunden, und seine Drain-Elektrode ist mit der Source-Elektrode des Transistors 170 über eine Diode 174 verbunden, die in Durchlaßrichtung in der Richtung von dem Versorgungsspannungs- Anschluß 108 zu dem Erd-Anschluß 110 vorgespannt ist. Ein Ausgangs-Anschluß 176 der Gesamtschaltung ist mit der Drain-Elektrode des Transistors 172 verbunden.

In dem Zustand, in dem das Dreizustands-Eingangssignal den Pegel H hat, wird dieses Signal durch die Stufe 156 invertiert, so daß ein Signal mit dem Pegel L an die Gate- Elektroden der Transistoren 158, 160, 162, 164 gelegt wird, was diese ausgeschaltet hält. In einem derartigen Zustand wird in dem Fall, in dem das Eingangssignal zu der Stufe 150 den Pegel H hat, das Ausgangssignal von der Stufe 150 (L) der folgenden Stufe 152 zugeführt, wird dadurch invertiert, der folgenden Stufe 154 zugeführt, wird dadurch invertiert, der folgenden Stufe 154 (H) zugeführt und dadurch invertiert und wird der Gate-Elektrode des Transistors 172 zugeführt (L), was den Transistor 172 ausschaltet. Da die Transistoren 158, 160 ausgeschaltet sind, liegt die Gate-Elektrode des Transistors 170 an der Versorgungsspannung an dem Anschluß 108, was den Transistor 170 einschaltet, so daß Spannung von dem Versorgungsspannungs-Anschluß 108 an die Ausgangsleitung 176 gelegt wird. Auf diese Weise wirkt das Paar von Transistoren 170, 172 als ein Inverter, der das Ausgangssignal aus der Stufe 154 invertiert.

In vergleichbarer Weise verläuft mit einem Eingangssignal mit dem Pegel L für die Stufe 150 dieses Signal durch die Stufen 150, 152, 154, wird an die Gate-Elektrode des Transistors 172 als ein H-Signal gelegt und schaltet den Transistor 172 ein und den Transistor 170 aus, weil die Transistoren 166, 168 eingeschaltet sind, die die Gate-Elektrode des Transistors 170 mit Erde verbinden. Wiederum wirken die Transistoren 170, 172 als ein Inverter für das Signal, das von der Stufe 154 übernommen wird.

In dem Fall, in dem der dritte Zustand ausgewählt ist, wird das Dreistands-Eingangssignal als L angenommen, durch die Stufe 156 invertiert und mit dem Pegel H an die Gate-Elektroden der Transistoren 158, 160, 162, 164 gelegt, um diese einzuschalten, was die Gate-Elektrode des Transistors 170 mit Erde verbindet und die Drain-Elektroden der Transistoren 102, 106 mit Erde verbindet, was ebenfalls sicherstellt, daß der Transistor 172 ausgeschaltet ist. Wenn sowohl der Transistor 170 als auch der Transistor 172 ausgeschaltet ist, nimmt der Ausgangs-Anschluß 176 der Gesamtschaltung einen Zustand hoher Impedanz ein, was mit der Standard-Logik- Dreizustandsbedingung übereinstimmt. In diesem Zustand geht, wenn beide Transistoren 170, 172 ausgeschaltet sind, kein Strom durch diese verloren. Die Diode 174 ist vorhanden, um sicherzustellen, daß der Transistor 170 selbst denn vollständig ausschaltet, wenn die Schwellenspannung etwas negativ ist, was einen weiten Herstellungsprozeß- und Temperatur- Toleranzbereich gestattet. Das Ausgangssignal der Stufe 154 ist dazu bestimmt, die Gate-Elektrode des Transistors 172 um einen Diodenspannungsabfall unterhalb Erdpotential zu treiben, um einen ähnlichen Toleranzbereich der Schwellenspannung des Transistors 172 zu gestatten. Die Stufe 154 ist außerdem mit zwei Dioden 128 in ihrem Pegel-Schieber ausgelegt, um eine kleinere Kapazität ihres Kondensators 118 zu gestatten, um in geeigneter Weise die große Gate-Kapazität des Transistors 172 zu treiben.

Eine Diode 180, die in Sperrichtung in Richtung von dem Versorgungsspannungs- Anschluß 108 zu dem Erdpotentialversorgungs- Anschluß 110 vorgespannt ist, wird benutzt, um zu verhindern, daß die Gate-Elektrode des Transistors 172 zu tief gelegt wird und die Reaktionszeit des Ausgangssignals erhöht. Die Diode 182 wird benutzt, um ein zusätzliches Absenkpotential an der Gate-Elektrode des Transistors 170 zur Verfügung zu haben, um die Reaktionszeit des Ausgangssignals zu verkürzen. Die Stufen 150, 156 sind dazu bestimmt, hohe Eingangsschwellenpegel anzunehmen, so daß die Schaltungen, die deren Eingangssignale erzeugen, keine Benutzung von Negativversorgungsspannungen erfordern. Die Diode 174, welche in Durchlaßrichtung in der Richtung von dem Versorgungsspannungs-Anschluß 108 zu dem Erdpotentialversorgungs- Anschluß 110 vorgespannt ist, erlaubt außerdem dem Ausgangssignal, ausreichend über den Versorgungsspannungspegel ohne Abziehen von Strom während des Vorliegens hoher Potentiale angehoben zu werden, sogar dann, wenn die Spannungsschwelle des Transistors 170 negativ ist.

Die Stufen 150, 152, 154, 156 sind dazu bestimmt, nur einen sehr kleinen Betrag von Strom an Versorgungsspannungs-Anschlüsse 110′ abzugeben, die jeweils damit verbunden sind, so daß eine interne Ladungspumpe benutzt werden kann, um in einer praktischen Ausführungsform eine zweite Versorgungsspannung (falls erforderlich) auf dem Chip an den Anschlüssen 110′ zu erzeugen.

Die gegebene Flexibilität der Stufenauslegung erlaubt es, Signale in einem weiten Bereich von Eingangs- und Ausgangssignalpegeln anzunehmen und zu erzeugen, die benutzt werden können, um einen großen Rauschabstand zu gestatten und um Schaltungen zu schaffen, die weitgehende Herstellungsprozeß- und Temperatur-Schwankungen tolerieren können.

Wie ersichtlich, kann die Benutzung von zwei separaten externen Stromversorgungen vermieden werden. Zusätzlich kann die vorliegende Schaltungsanordnung leicht in Galliumarsenid- Technologie ausgeführt werden.

Die Pufferschaltungen sind, wie sie gezeigt sind, mit Standard- Logiksignalen nach innen und nach außen kompatibel und können Teil einer gesamten integrierten Schaltungsanordnung sein, die in ein Standard-Gehäuse eingebaut sein kann und Prüf- und Stromversorgungseinrichtungen benötigt, die herkömmlicherweise für Standard-Logikschaltkreise verwendet werden.

Die zuvor beschriebenen Eingangs- und Ausgangs-Pufferschaltungen enthalten jeweils eine einzige externe Positivspannungsversorgung ohne die Notwendigkeit einer zusätzlichen externen Negativspannungsversorgung.

Die im folgenden gegebene Beschreibung erfolgt anhand der Fig. 18 u. 19 und betrifft eine Ein-Chip-Ladungspumpe zum Erzeugen einer Negativspannung in solchen Fällen, wo das Vorsehen einer derartigen Negativspannungsversorgung als wünschenswert betrachtet wird.

Eine allgemeine Darstellung einer derartigen Ladungspumpe 200 ist in Fig. 20 gezeigt. Wie gezeigt, ist der Ausgangs- Anschluß eines Schmitt-Triggers 202 mit dem Eingangs-Anschluß eines Inverters 204 verbunden, dessen Ausgangs-Anschluß wiederum mit einem weiteren Inverter 206 verbunden ist. Der Ausgangs-Anschluß dieses Inverters 206 ist wiederum mit dem Eingangs-Anschluß eines weiteren Inverters 208 verbunden, dessen Ausgangs-Anschluß 210 über einen Widerstand 212 mit dem Eingangs-Anschluß 214 des Schmitt-Triggers 202 verbunden ist. Der Eingangs-Anschluß 214 ist außerdem mit einem Anschluß 216 eines Kondensators 218 verbunden, dessen anderer Anschluß 220 mit einem Erd-Anschluß 222 verbunden ist. Der Teil der Schaltung, der soweit beschrieben ist, bildet einen Oszillator 221 der Schaltung. Mehrere Dioden 224, 226, 228 sind in Reihe geschaltet und in Durchlaßrichtung in Richtung von einem Anschluß 201 gegen Erde vorgespannt. Von dem Ausgangs-Anschluß des Inverters 204 wird ein Signal abgenommen und durch einen Inverter 230 an einen Anschluß 232 eines Kondensators 234 gelegt. Der andere Anschluß 236 des Kondensators 234 ist zwischen die Dioden 226, 228 geschaltet. Das Ausgangssignal des Inverters 206 wird durch einen Inverter 238 an einen Anschluß 240 eines weiteren Kondensators 242 gelegt, dessen anderer Anschluß 244 zwischen die Dioden 224, 226 geschaltet ist. Das Ausgangssignal der Ladungspumpe wird an dem Anschluß 201 von der Diode 224 abgenommen, wobei die am entgegengesetzten Ende liegenden Diode 228 mit dem Erd-Anschluß 222 verbunden ist. Ein Kondensator 246 ist mit einem Anschluß 248 an den Ausgangs- Anschluß 201 angeschlossen, und der andere Anschluß 250 dieses Kondensators 246 ist mit dem Erd-Anschluß 222 verbunden.

Der Schmitt-Trigger 202 ist im einzelnen in Fig. 21 gezeigt. Diese Schaltung enthält einen N-Kanal-Anreicherungstyp- Feldeffekt-Transistor 260, dessen Drain-Elektrode mit einem Versorgungsspannungs-Anschluß 262 verbunden ist und dessen Source-Elektrode mit der Drain-Elektrode eines Lastelements in Form eines weiteren N-Kanal-Anreicherungstyp-Feldeffekt- Transistors 264 verbunden ist, dessen Source-Elektrode wiederum mit dem Erd-Anschluß 222 verbunden ist.

Mit dem Versorgungsspannungs-Anschluß 262 ist ein Lastelement 266 verbunden, und die Drain-Elektrode eines weiteren Feldeffekt-Transistors 268 des N-Kanal-Anreicherungstyps ist mit dem Lastelement 266 verbunden. Die Source-Elektrode des Transistors 268 ist an die Source-Elektrode des Transistors 260 angeschlossen. Ein weiteres Lastelement 270 ist mit dem Versorgungsspannungs-Anschluß 262 verbunden und ist mit seinem zweiten Anschluß mit der Gate-Elektrode eines Feldeffekt- Transistors 272 des N-Kanal-Anreicherungstyps verbunden. Der Transistor 272 ist über seine Drain-Elektrode mit dem Versorgungsspannungs-Anschluß 262 verbunden, und dessen Source-Elektrode ist mit zwei Dioden 274, 276 in Reihe verbunden, die in Durchlaßrichtung in Richtung von dem Versorgungsspannungs- Anschluß 262 zu dem Erd-Anschluß 222 hin vorgespannt sind. Die Source-Elektrode des Transistors 272 ist mit der Gate-Elektrode des Transistors 268 verbunden. Desweiteren ist ein Feldeffekt-Transistor 278 des N-Kanal- Anreicherungstyps vorgesehen, dessen Drain-Elektrode mit dem Versorgungsspannungs-Anschluß 262 verbunden ist und dessen Source-Elektrode mit einer Diode 280 verbunden ist, welche in Durchlaßrichtung in Richtung von dem Anschluß 262 zu dem Anschluß 222 vorgespannt ist. Die Drain-Elektrode des Transistors 268 ist mit der Gate-Elektrode des Transistors 278 verbunden. Außerdem ist ein Lastelement in Form eines Feldeffekt- Transistors 282 des N-Kanal-Anreicherungstpys vorgesehen. Die Diode 280 verbindet die Source-Elektrode des Transistors 278 mit der Drain-Elektrode des Transistors 282, während die Source-Elektrode des Transistors 282 mit dem Erd-Anschluß 222 verbunden ist. Die Gate-Elektrode des Transistors 282 ist zwischen die Dioden 274, 276 geschaltet und außerdem mit der Source-Elektrode eines Transistors 284 verbunden. Die Drain-Elektrode des Transistors 282 ist mit der Gate-Elektrode des Transistors 284 verbunden, während die Drain-Elektrode des Transistors 284 mit der Source- Elektrode des Transistors 272 und der Gate-Elektrode des Transistors 268 verbunden ist.

Wie weiter ersichtlich, bestimmt der Spannungspegel an einem Knoten K den Triggerpunkt des Schmitt-Triggers. Das bedeutet, daß wenn der Transistor 284 ausgeschaltet ist und die Spannung an dem Knoten K um zwei Diodenspannungsabfälle 274, 276 oberhalb Erdpotential liegt, dies mit dem oberen Triggerpunkt des Schmitt-Triggers korrespondiert, während wenn der Transistor 284 leitend ist, dies den Knoten K auf angenähert um einen einzigen Diodenspannungsabfall 276 oberhalb Erdpotential festlegt.

Wenn angenommen wird, daß das Eingangssignal an der Gate- Elektrode des Transistors 260 einen hohen Pegel hat, ist ein Knoten L hochgelegt, welcher praktisch die Gate-Elektrode des Transistors 278 ist. Die Diode 280 zieht einen Knoten m hoch, was seinerseits den Transistor 284 einschaltet, welcher den Knoten K in seinen niedrigen Potentialzustand zieht, nämlich den niedrigeren von zwei Referenzpegeln.

Wenn angenommen wird, daß das Eingangssignal an der Gate- Elektrode des Transistors 260 einen niedrigen Wert aufweist, wird auch der Knoten L abgesenkt, der praktisch die Gate- Elektrode des Transistors 278 ist. Der Knoten M geht auf diese Weise auf einen niedrigen Potentialwert, was den Transistor 284 ausschaltet, welcher wiederum den Knoten K in seinen hohen Potentialzustand zieht. Für den Schmitt-Trigger betrachtet heißt dies, daß das Eingangssignal für diesen an der Gate-Elektrode des Transistors 260 liegt, während das Ausgangssignal desselben an dem Knoten M liegt.

Die nächsten drei Stufen, d. h. die Inverter 204, 206, 208, sind im einzelnen ebenfalls in Fig. 16 gezeigt, und da diese Inverter in ihrer Konfiguration identisch sind, wird nur einer davon im einzelnen beschrieben.

Wie gezeigt, enthält der Inverter 204 ein Lastelement 300, das mit dem Versorgungsspannungs-Anschluß 262 verbunden ist, wobei das Lastelement 300 ebenfalls mit der Drain-Elektrode eines Feldeffekt-Transistors 302 des N-Kanal-Anreicherungstyps verbunden ist. Der Ausgang von dem Knoten M ist mit der Gate-Elektrode des Transistors 302 verbunden. Der Inverter enthält außerdem einen weiteren Feldeffekt-Transistor 304 des N-Kanal-Anreicherungstyps, dessen Source-Elektrode mit einer Diode 306 verbunden ist, welche in Durchlaßrichtung in der Richtung von dem Anschluß 262 zu dem Anschluß 222 vorgespannt ist. Die Diode 306 ist mit der Drain-Elektrode eines weiteren Feldeffekt-Transistors 308 des N-Kanal-Anreicherungstyps verbunden, dessen Source-Elektrode mit dem Erd-Anschluß 222 verbunden ist. Die Source-Elektrode des Transistors 302 ist mit der Gate-Elektrode des Transistors 308 verbunden.

Das Signal, das von dem Knoten M zugeführt wird, wird durch den Inverter 204 invertiert und an einen Knoten N geliefert, um in den nächsten Inverter 206 und den übernächsten Inverter 208 eingegeben zu werden. Wie zuvor beschrieben, wird das Ausgangssignal des Inverters 208 durch einen Widerstand 212 dem Eingangs-Anschluß 214 zugeführt, der mit der Gate- Elektrode des Transistors 260 verbunden ist, welche ebenfalls mit dem Anschluß 216 des Kondensators 218 verbunden ist, während der andere Anschluß 220 den Kondensator 218 mit dem Erd-Anschluß 222 verbunden ist. Der Ausgangs-Anschluß 210 des Inverters 208 ist ebenfalls mit dem Erd- Anschluß 222 über Dioden 310, 312, 314 verbunden, die in Durchlaßrichtung in der Richtung von dem Anschluß 262 zu dem Anschluß 222 vorgespannt sind. Der Inverter 230 hat dieselbe Ausführungsform, wie diejenige, die in Fig. 18 gezeigt ist, was auch auf den Inverter 238 zutrifft. Die Kondensatoren dieser Funktionsblöcke sind mit der Ausgangsschaltungsanordnung, wie sie zuvor beschrieben wurde, verbunden, wie dies auch in Fig. 21 gezeigt ist.

Das Signal an einem Knoten P wird einem Knoten R in einer verzögerten Weise zugeführt, weil ein RC-Glied, das durch den Widerstand 212 und den Kondensator 218 gegeben ist, vorgesehen ist.

Das Signal an einem Knoten S ist ein Rechteckwellenausgleichssignal, dessen hoher Pegel nahe dem Versorgungsspannungspegel liegt und dessen niedriger Pegel nahezu um einen Diodenspannungsabfall oberhalb Erdpotentials liegt. Dies Signal wird durch den Kondensator 234 zu einem Knoten T übertragen, wobei dessen hoher Pegel nicht höher als um einen Diodenspannungsabfall oberhalb Erdpotential gehen kann, und zwar wegen der Diode 228. Wenn der Knoten S hoch liegt, kann der Knoten T nicht höher als um einen Diodenspannungsabfall oberhalb Erdpotentials liegen, nämlich angenähert 0.7 V, so daß in diesem Fall bei Annahme von V _cc von +5 V ungefähr 4 V über dem Kondensator 234 aufgebaut werden. Dann wird, wenn der Knoten S herunter auf 0.7 V gezogen wird, nämlich herunter bis zu dem Sockelpegel (Knoten W), der Knoten T durch den Kondensator 234 unter Erdpotential auf angenähert -3 V gedrückt. Die Diode 226 wird dadurch vorgespannt, um einem Knoten U zu erlauben, hinunter auf eine negative Spannung gedrückt zu werden. Da die beiden Signale, die von den Invertern 230, 238 kommen, um im wesentlichen 180° phasenverschoben sind, liegt ein Knoten V zur gleichen Zeit hoch auf angenähert 5 V. Daher kann, obgleich anfänglich 4 V über dem Kondensator 234 aufgebaut wurden, wenn erst einmal einige Zyklen durchlaufen sind, eine größere Spannung über dem Kondensator 242 erzielt werden, weil sich z. B. die Ladung aus dem Kondensator 234 an dem Anschluß 244 des Kondensators 242 zur selben Zeit voll auswirkt, zu der der Anschluß 240 des Kondensators 242 auf den Pegel von angenähert V _cc gebracht ist. Wegen des Diodenspannungsabfalls der Diode 224 kann das Ausgangssignal an dem Anschluß 201 tatsächlich nahezu -6.4 V erreichen. Daher ist die zuvor beschriebene Ladungspumpen-Schaltung in der Lage, einen ausgewählten Pegel einer negativen Spannung zu erzeugen, und zwar ′′On-Chip′′ durch Benutzung von niedrigen Pegeln der Versorungsspannung.

Ein Impuls/Zeit-Diagramm des Schmitt-Triggers 202 ist in Fig. 22 gezeigt. Der Schmitt-Trigger 202 hat eine erste höhere Auslösespannung, welche wenn sie durch das Eingangssignal für den Schmitt-Trigger 202 erreicht ist, das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 202 veranlaßt, sich von seinem vorhergehenden niedrigen Zustand aus zu ändern, und eine niedrige Auslösespannung, welche wenn sie durch das Eingangssignal für den Schmitt-Trigger 202 erreicht ist, das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers veranlaßt, einen niedrigen Zustand anzunehmen. Die Spannung in der Richtung von der zweiten Auslösespannung zu der ersten Auslösespannung wird praktisch in Richtung auf eine erste Zielspannung getrieben, die höher als die erste Auslösespannung liegt. In vergleichbarer Weise wird die Spannung in der Richtung von der ersten Auslösespannung zu der zweiten Auslösespannung praktisch in Richtung auf eine zweite Zielspannung getrieben, die tiefer als die zweite Auslösespannung liegt. Die vorliegende Schaltung sieht vor, daß die Differenz zwischen der ersten Auslösespannung und der ersten Zielspannung im wesentlichen direkt proportional zu der Differenz zwischen der zweiten Auslösespannung und der zweiten Zielspannung ist. Dies sorgt für ein konstantes Tastverhältnis des Oszillatorteils 221 der Schaltung. Tatsächlich ist die Differenz zwischen der ersten Auslösespannung und der ersten Zielspannung im wesentlichen gleich der Differenz zwischen der zweiten Auslösespannung und der zweiten Zielspannung, was in einem konstanten 50%-Tastverhältnis resultiert, d. h. bei dem die Zeit zwischen jedem Paar von aneinandergrenzenden Anstiegs- u. Abfallflanken des Signals im wesentlichen die gleiche ist.

Desweiteren ist die Differenz zwischen der ersten Auslösespannung und der ersten Zielspannung im wesentlichen direkt proportional zu der Differenz zwischen der ersten und der zweiten Auslösespannung, und die Differenz zwischen der zweiten Auslösespannung und der zweiten Zielspannung ist im wesentlichen direkt proportional zu der Differenz zwischen der ersten und der zweiten Auslösespannung. Dies resultiert in einer konstanten Frequenz und damit einem stabilen Tastverhältnis. Außerdem ist die Differenz zwischen der ersten Auslösespannung und der ersten Zielspannung im wesentlichen direkt proportional zu der Differenz zwischen der zweiten Auslösespannung und der zweiten Zielspannung. Alle diese Beziehungen werden hergestellt, was zu im wesentlichen stabilen Schwingungsfrequenzen führt, und zwar über relativ große Schwankungen der Versorgungsspannung für die Schaltung, Herstellungsprozeß-Schwankungen bei der Herstellung der Schaltung und Schwankungen der Temperatur.

Die Schaltung ist vorteilhafterweise in einem einzigen integrierten Baustein enthalten.

Die zuvor beschriebenen Schaltungen sind als in Feldeffekt- Transistor-Technologie ausgeführt gezeigt. Indessen ist für den Fachmann ersichtlich, daß Teile oder alle dieser Schaltungen ebenso in Bipolar-Technologie ausgeführt werden können. In einem solchen Fall kann ein Kollektor/Emitter-Bereich als der erste Stromleitungs-Anschluß betrachtet werden, während der andere Kollektor/Emitter-Bereich als der zweite Stromleitungs-Anschluß betrachtet werden kann, während die Basis als der Steuer-Anschluß zu betrachten ist.

In Übereinstimmung mit der Lehre der vorliegenden Erfindung hat ein Oszillator, der vollständig in einer einzigen integrierten Schaltung enthalten ist und in zusammengesetzter (Compound-) Halbleitertechnologie ausgeführt ist, eine Schwingungsfrequenz, die im wesentlichen trotz 1) Schaltungs- Versorgungsspannungschwankungen, 2) Prozeßveränderungen bei der Herstellung der Schaltung und 3) Temperaturschwankungen stabil ist. Die Oszillatorschaltung besteht zum Teil aus einem Schmitt-Triggers, der einen ersten Auslösepunkt hat, welche auf eine erste, höhere Spannung anspricht, die zugeführt wird, und einen zweiten Auslösepunkt hat, der auf eine zweite, niedrigere Spannung anspricht, die zugeführt wird. Es sind Mittel zum Treiben der Spannung von dem zweiten Auslösepunkt zu dem ersten Auslösepunkt in Richtung auf eine erste Zielspannung und zum Treiben der Spannung von dem ersten Auslösepunkt zu dem zweiten Auslösepunkt in Richtung auf eine zweite Zielspannung enthalten. Die Differenz zwischen der ersten Auslösespannung und der ersten Zielspannung ist im wesentlichen direkt proportional zu der Differenz zwischen der zweiten Auslösespannung und der zweiten Zielspannung. Die Differenz zwischen der ersten Auslösespannung und der ersten Zielspannung ist im wesentlichen direkt proportional zu der Differenz zwischen der ersten und der zweiten Auslösespannung, und die Differenz zwischen der zweiten Auslösespannung und der zweiten Zielspannung ist im wesentlichen direkt proportional zu der Differenz zwischen der ersten und der zweiten Auslösespannung. Die Schmitt-Triggerschaltung hat außerdem eine Eingangssignalleitung zum Aufnehmen eines Eingangssignals, eine Ausgangssignalleitung zum Ausgeben eines Ausgangssignals und einen ersten Versorgungsspannungs-Anschluß sowie einen zweiten Versorgungsspannungs-Anschluß. Die Schaltung enthält einen Strompfad, der die Ausgangssignalleitung mit der Eingangssignalleitung derselben verbindet, einen Widerstand, der einen Teil des Strompfades ausmacht, Mittel zum Bewirken, daß das Ausgangssignal aus der Ausgangssignalleitung durch die Schaltung in invertierter Form relativ zu dem Eingangssignal zu der Schaltung ausgegeben wird, und einen Kondensator, dessen einer Anschluß mit dem Eingangs-Anschluß der Schaltung verbunden ist und dessen anderer Anschluß mit dem zweiten Versorgungsspannungs-Anschluß verbunden ist.

Claims (26)

1. Oszillatorschaltung, die vollständig in einer einzigen integrierten Schaltung enthalten ist und in zusammengesetzter (Compound-) Halbleiter-Technologie ausgeführt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung (221) derart aufgebaut ist, daß deren Schwingungsfrequenz im wesentlichen trotz Schwankungen der Versorgungsspannung für die Schaltung stabil ist.

2. Oszillatorschaltung, die vollständig in einer einzigen integrierten Schaltung enthalten ist und in zusammengesetzter (Compound-) Halbleiter-Technologie ausgeführt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung (221) derart aufgebaut ist, daß deren Schwingungsfrequenz im wesentlichen trotz Prozeßschwankungen in der Herstellung der integrierten Schaltung stabil ist.

3. Oszillatorschaltung, die vollständig in einer einzigen integrierten Schaltung enthalten ist und in zusammengesetzter (Compound-) Halbleiter-Technologie ausgeführt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung (221) derart aufgebaut ist, daß deren Schwingungsfrequenz im wesentlichen trotz Temperaturschwankungen stabil ist.

4. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingungsfrequenz der Oszillatorschaltung (221) im wesentlichen trotz Prozeßschwankungen in der Herstellung der integrierten Schaltung stabil ist.

5. Oszillatorschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingungsfrequenz der Oszillatorschaltung (221) im wesentlichen trotz Temperaturschwankungen stabil ist.

6. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingungsfrequenz der Oszillatorschaltung (221) im wesentlichen trotz Temperaturschwankungen stabil ist.

7. Oszillatorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingungsfrequenz der Oszillatorschaltung (221) im wesentlichen trotz Temperaturschwankungen stabil ist.

8. Schmitt-Triggerschaltung, gekennzeichnet durch

• - einen ersten Auslöspunkt, bei dem die Schaltung auf eine erste, höhere Spannung, die angelegt wird, anspricht, und einen zweiten Auslösepunkt, bei dem die Schaltung auf eine zweite, niedrigere Spannung, die angelegt wird, anspricht, und
• - Mittel zum Treiben der Spannung von dem zweiten Auslösepunkt zu dem ersten Auslösepunkt in Richtung auf eine erste Zielspannung und zum Treiben der Spannung von dem ersten Auslösepunkt zu dem zweiten Auslösepunkt in Richtung auf eine zweite Zielspannung, wobei
• - die Differenz zwischen einer ersten Auslösespannung und der ersten Zielspannung im wesentlichen direkt proportional zu der Differenz zwischen einer zweiten Auslösespannung und der zweiten Zielspannung ist.

9. Schmitt-Triggerschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenz zwischen der ersten Auslösespannung und der ersten Zielspannung im wesentlichen gleich der Differenz zwischen der zweiten Auslösespannung und der zweiten Zielspannung ist.

10. Schmitt-Triggerschaltung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung in zusammengesetzte (Compound-) Halbleiter-Technologie ausgeführt ist.

11. Schmitt-Triggerschaltung, gekennzeichnet durch

• - einen ersten Auslösepunkt, bei dem die Schaltung auf eine erste, höhere Spannung, die angelegt wird, anspricht, und einen zweiten Auslösepunkt, bei dem die Schaltung auf eine zweite, niedrige Spannung, die angelegt wird, anspricht, und
• - Mittel zum Treiben der Spannung von dem zweiten Auslösepunkt zu dem ersten Auslösepunkt in Richtung auf eine erste Zielspannung und zum Treiben der Spannung von dem ersten Auslösepunkt zu dem zweiten Auslösepunkt in Richtung auf eine zweite Zielspannung, wobei die Differenz zwischen einer ersten Auslösespannung und der ersten Zielspannung im wesentlichen direkt proportional zu der Differenz zwischen der ersten und einer zweiten Auslösespannung ist und wobei die Differenz zwischen der zweiten Auslösespannung und der zweiten Zielspannung im wesentlichen direkt proportional zu der Differenz zwischen der ersten und der zweiten Auslösespannung ist.

12. Schmitt-Triggerschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenz zwischen der ersten Auslösespannung und der ersten Zielspannung im wesentlichen direkt proportional zu der Differenz zwischen der zweiten Auslösespannung und der zweiten Zielspannung ist.

13. Schmitt-Triggerschaltung nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung in zusammengesetzter (Compound-) Halbleiter- Technologie ausgeführt ist.

14. Schmitt-Triggerschaltung, die eine Eingangsschaltung zum Aufnehmen eines Eingangssignals, eine Ausgangssignalleitung zum Liefern eines Ausgangssignals, einen ersten Versorgungsspannungs-Anschluß und einen zweiten Versorgungsspannungs-Anschluß hat, gekennzeichnet durch

• - einen Strompfad, der die Ausgangssignalleitung der Schaltung mit der Eingangsleitung derselben verbindet,
• - einen Widerstand (212), der einen Teil des Strompfades bildet,
• - Mittel zum Bewirken, daß das Ausgangssignal aus der Ausgangssignalleitung durch die Schaltung in invertierter Form relativ zu dem Eingangssignal an die Schaltung abgegeben wird, und
• - einen Kondensator (246), dessen einer Anschluß (248) mit einem Eingangsanschluß (201) der Schaltung verbunden ist und dessen anderer Anschluß (250) mit dem zweiten Versorgungsspannungs-Anschluß (222) verbunden ist.

15. Schmitt-Triggerschaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Versorgungsspannungs- Anschlüsse nur den ersten und den zweiten Versorgungsspannungs-Anschluß (262, 222) umfassen.

16. Schmitt-Triggerschaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Versorgungsspannungs- Anschluß (262) ein Anschluß für ein positives Versorgungsspannungspotential ist und der zweite Versorgungsspannungs-Anschluß (222) ein Anschluß für Erdpotential ist.

17. Schmitt-Triggerschaltung, die eine Eingangssignalleitung zum Aufnehmen eines Eingangssignals, eine Ausgangssignalleitung zum Abgegeben eines Ausgangssignals, einen ersten Versorgungsspannungs-Anschluß und einen zweiten Versorgungsspannungs-Anschluß hat, gekennzeichnet durch

• - einen ersten Transistor, der
  • - einen Stromleitungs-Anschluß, welcher mit dem ersten Versorgungsspannungs-Anschluß (262) verbunden ist,
  • - einen Steuer-Anschluß, welcher mit der Eingangslsignalleitung (214) verbunden ist, und
  • - einen zweiten Stromleitungs-Anschluß hat,
• - ein erstes Lastelement, das mit dem ersten Versorgungsspannungs- Anschluß (262) verbunden ist,
• - einen zweiten Transistor, der
  • - einen ersten Stromleitungs-Anschluß, welcher mit dem ersten Lastelement verbunden ist,
  • - einen Steuer-Anschluß und
  • - einen zweiten Stromleitungs-Anschluß hat, welcher mit dem zweiten Stromleitungs-Anschluß des ersten Transistors verbunden ist,
• - ein zweites Lastelement, das mit dem zweiten Stromleitungs-Anschluß des zweiten Transistors und dem zweiten Versorgungsspannungs-Anschluß (222) verbunden ist,
• - einen dritten Transistor, der
  • - einen ersten Stromleitungs-Anschluß, welcher mit dem Steuer-Anschluß des zweiten Transistors verbunden ist,
  • - einen Steuer-Anschluß, welcher mit der Ausgangssignalleitung verbunden ist, und
  • - einen zweiten Stromleitungs-Anschluß hat,
• - ein drittes Lastelement, das mit dem ersten Versorgungsspannungs- Anschluß (262) und dem ersten Stromleitungs-Anschluß des dritten Transistors verbunden ist,
• - ein viertes Lastelement, das mit dem ersten Stromleitungs-Anschluß des dritten Transistors und dem zweiten Stromleitungs-Anschluß des dritten Transistors verbunden ist,
• - ein fünftes Lastelement, das mit dem zweiten Stromleitungs-Anschluß des dritten Transistors und dem zweiten Versorgungspannungs-Anschluß (222) verbunden ist,
• - einen vierten Transistor, der
  • - einen ersten Stromleitungs-Anschluß, welcher mit dem ersten Versorgungsspannungs-Anschluß (262) verbunden ist,
  • - einen Steuer-Anschluß, welcher mit dem ersten Stromleitungs-Anschluß des zweiten Transistors verbunden ist, und
  • - einen zweiten Stromleitungs-Anschluß hat,
• - ein sechstes Lastelement, das mit dem zweiten Stromleitungs-Anschluß des vierten Transistors und der Ausgangssignalleitung verbunden ist, und
• - ein siebtes Lastelement, das mit der Ausgangssignalleitung und dem zweiten Versorgungsspannungs-Anschluß (222) verbunden ist.

18. Schmitt-Triggerschaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß das vierte Lastelement aus einem nichtlinearen Lastelement besteht.

19. Schmitt-Triggerschaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß das fünfte Lastelement aus einem nichtlinearen Lastelement besteht.

20. Schmitt-Triggerschaltung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß das fünfte Lastelement aus einem nichtlinearen Lastelement besteht.

21. Schmitt-Triggerschaltung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß das vierte Lastelement eine Diode umfaßt, die in Durchlaßrichtung in Richtung von dem ersten Versorgungsspannungs-Anschluß (262) zu dem zweiten Versorgungsspannungs-Anschluß (222) hin vorgespannt ist.

22. Schmitt-Triggerschaltung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß das fünfte Lastelement eine Diode umfaßt, die in Durchlaßrichtung in Richtung von dem ersten Versorgungsspannungs-Anschluß (262) zu dem zweiten Versorgungsspannungs-Anschluß (222) hin vorgespannt ist.

23. Schmitt-Triggerschaltung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß das fünfte Lastelement eine Diode umfaßt, die in Durchlaßrichtung in Richtung von dem ersten Versorgungsspannungs-Anschluß (262) zu dem zweiten Versorgungsspannungs-Anschluß (222) hin vorgespannt ist.

24. Schmitt-Triggerschaltung nach einem der Ansprüche 17, 18, 19, 20, 21, 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, daß das sechste Lastelement zumindest eine Diode umfaßt, die in Durchlaßrichtung in Richtung von dem ersten Versorgungsspannungs-Anschluß (262) zu dem zweiten Versorgungsspannungs-Anschluß (222) hin vorgespannt ist.

25. Schmitt-Triggerschaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Lastelement einen Transistor umfaßt, der einen ersten Stromleitungs- Anschluß, welcher mit dem zweiten Stromleitungs- Anschluß des zweiten Transistors verbunden ist, einen Steuer-Anschluß und einen zweiten Stromleitungs-Anschluß hat, welcher mit dem zweiten Versorgungsspannungs- Anschluß (222) verbunden ist, und daß das siebte Lastelement einen Transistor umfaßt, der einen ersten Stromleitungs-Anschluß, welcher mit der Ausgangssignalleitung verbunden ist, einen Steuer-Anschluß, welcher mit dem zweiten Stromleitungs-Anschluß des dritten Transistors und mit dem Steuer-Anschluß des zweiten Transistors verbunden ist, und einen zweiten Stromleitungs-Anschluß hat, welcher mit dem zweiten Versorgungsspannungs-Anschluß (222) verbunden ist.

26. Schmitt-Triggerschaltung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß das vierte, das fünfte und das sechste Lastelement Dioden umfassen, die in Durchlaßrichtung in der Richtung von dem ersten Versorgungsspannungs- Anschluß (262) zu dem vierten Versorgungsspannungs- Anschluß (222) hin vorgespannt sind.