DE3813536C2 - Schaltungsanordnung zur Strombegrenzung beim Stecken einer Baugruppe - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Strombegrenzung.

Solche Schaltungen sollen verhindern, daß es beim Stecken von Baugruppen in ein bereits in Betrieb befindliches Gerät zu Einbrüchen der Versorgungsspannung und damit zu Störungen kommt, wenn ungeladene Kapazitäten der zu steckenden Baugruppen in kürzester Zeit aufgeladen werden müssen.

Es sind bereits verschiedene Schaltungen dieser Art bekannt. Diese weisen entweder einen Vorwiderstand in der Versorgungsspannungszuleitung auf, der nach einer gewissen Zeit mittels eines Schalters überbrückt wird - eine solche Schaltung ist z. B. in der DE-OS 23 48 524 offenbart -, oder sie verwenden Drosseln in der Versorgungsspannungszuleitung, die allzu starke Stromanstiege dämpfen.

Die Verwendung eines Vorwiderstandes bewirkt, daß die zu ladenden Kapazitäten immer nur zu einem Teil geladen werden. Eine Restaufladung, deren Spannungsdifferenz, dem durch die Verbraucher der Baugruppe am Vorwiderstand hervorgerufenen Spannungsabfall entspricht, erfolgt schlagartig beim Durchsteuern des den Vorwiderstand überbrückenden Schalters.

Drosseln eignen sich vor allem zum Dämpfung kurzer, extrem steiler Stromanstiege. Sollen breitere Stromspitzen mittels Drosseln gedämpft werden, so müssen diese Drosseln große Induktivitätswerte aufweisen, sind daher groß, schwer und teuer.

Aus der Zeitschrift "messen + prüfen/automatik", Nov. 1979, S. 901 sind zur Begrenzung des Einschaltstromes bei Glühlampen die Vorschaltung eines VMOS-Transistors vor die jeweilige Lampe und dessen verzögerte Ansteuerung über ein RC-Glied bekannt. Eine solche einfache Schaltung arbeitet erst oberhalb der Steuerspannung des Feldeffekttransistors, ist demnach erst oberhalb von ca. 4 V einsetzbar und wird erst oberhalb von wenigstens 6 Volt ausreichend niederohmig um keine nennenswerten Verluste und die damit verbundenen Kühlprobleme mehr zu verursachen.

In der älteren Europäischen Anmeldung EP 0 272 514 A1, schließlich, ist eine Schaltungsanordnung beschrieben, bei der ein in der Versorgungsspannungszuleitung angeordneter MOS-Feldeffekttransistor sowohl zur Einschaltstrombegrenzung als auch zum Überspannungsschutz verwendet wird. Da auch bei dieser Schaltung die Steuerspannung für den Feldeffekttransistor immer niedriger als die Betriebsspannung des über den Feldeffekttransistor mit Strom zu versorgenden Gerätes ist, ist die Schaltungsanordnung für die Einschaltstrombegrenzung erst bei Betriebsspannungen oberhalb von 6 V, z. B., wie in Sp. 5, Z. 16 angegeben, 10 V, einsetzbar.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung anzugeben, mit deren Hilfe ein langsames Aufladen der Kapazitäten einer zu steckenden Baugruppe bis zur Volladung möglich ist und die gegenüber gleich wirksamen induktiven Bauelementen geringes Gewicht und geringen Platzbedarf aufweist.

Eine Schaltungsanordnung, die die Aufgabe der Erfindung löst, ist im Patentanspruch 1 angegeben.

Der hier verwendete N-Kanal MOS-Feldeffekttransistor (MOSFET) vom Anreicherungstyp ist im durchgesteuerten Zustand extrem niederohmig, so daß nur wenig Verlustleistung in Form von Wärme abgeführt werden muß und ein an seiner Drain-Source-Strecke auftretender Spannungsabfall vernachlässigt werden kann. Als spannungsgesteuertes Bauelement benötigt der MOSFET zu seiner Ansteuerung kaum Energie, so daß zur Erzeugung der Steuerspannung eine Steuerschaltung ausreicht, die nur wenig Strom abzugeben braucht und deshalb nur sehr kleine Kapazitäten zur Glättung ihrer Ausgangsspannung benötigt. Eine solche Steuerschaltung kann direkt an die Versorgungsspannung angeschaltet werden, ohne daß zu Versorgungsspannungseinbrüchen führende Ladevorgänge befürchtet werden müssen.

Weiterbildungen der Schaltungsanordnung nach der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Anhand zweier Figuren sollen nun Ausführungsbeispiele der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ausführlich beschrieben und ihre Funktion erklärt werden.

Fig. 1 zeigt die Schaltungsanordnung mit einem über zwei antivalent arbeitende Schmitt-Trigger gespeisten Ansteuerschaltkreis,

Fig. 2 zeigt die Schaltungsanordnung mit Ansteuerung über einen Spannungsvervielfacher.

In Fig. 1 ist eine Schaltungsanordnung dargestellt, die aus einem N-Kanal MOS-Feldeffekttransistor (MOSFET) vom Anreicherungstyp FT als Schalter, aus einer diesen steuernden Gleichrichterschaltung GS und einem RC-Generator besteht, der in bekannter Weise aus einem Schmitt-Trigger T1, einem Widerstand RG und einer Kapazität CG gebildet wird. Der MOSFET wird von der Gleichrichterschaltung so angesteuert, daß er langsam vom nichtleitenden in den niederohmig leitenden Zustand gelangt und dann (durch einen Widerstand RL und eine Kapazität CL symbolisch wiedergegebene) ohmsche Verbraucher und ungeladene Kapazitäten einer neu gesteckten Baugruppe BG mit einer Versorgungsspannung +VB verbindet.

Sobald die Baugruppe, auf der sich die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung befindet, über einen Steckkontakt ST mit der Versorgungsspannung verbunden ist, erhält der Schmitt-Trigger T1 Betriebsspannung. Er schwingt dann als Multivibrator mit einer Frequenz, die durch das aus dem Widerstand RG und der Kapazität CG gebildete RC-Glied festgelegt ist.

Das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers T1 wird einerseits direkt, andererseits vom zweiten Schmitt-Trigger T2 invertiert, über Koppelkondensatoren CK1, CK2 der Gleichrichterschaltung GS zugeführt.

Die Gleichrichterschaltung besteht aus zwei antiparallel an die Koppelkondensatoren angeschlossenen Dioden D1, D2 und einer dritten, die Koppelkondensatoren und damit auch die antiparallelen Dioden einseitig verbindenden Ausgleichsdiode D3. Ausgangsseitig arbeitet die Gleichrichterschaltung auf einen Glättungskondensator CS, dessen Anschlüsse mit dem Source- und dem Gate-Anschluß des MOSFET verbunden sind und an dem die Steuerspannung für den MOSFET ansteht. Dem Glättungskondensator ist ein Entladewiderstand RS parallelgeschaltet, um eine rasche Entladung des Glättungskondensators nach Abtrennung der Versorgungsspannung und damit die Funktionsfähigkeit der Strombegrenzungsschaltung auch nach nur kurzzeitiger Unterbrechung der Versorgungsspannung sicherzustellen.

Wird die Spannung des Glättungskondensators nach Stecken der Baugruppe langsam erhöht, so wird der MOSFET entsprechend dem Verlauf seiner Kennlinie langsam vom hochohmigen in den leitfähigen Zustand gesteuert.

Da bei Verwendung eines N-Kanal MOSFET vom Anreicherungstyp eine Sättigung und damit ein niederohmiges Durchsteuern erst erreicht wird, wenn die Gate-Source-Spannung etwa 4 V beträgt, muß die Steuerspannung mindestens 4 V höher liegen als die zu schaltende Versorgungsspannung. Dies wird mit der in Fig. 1 dargestellten, aus RC-Generator und Gleichrichterschaltung bestehenden Steuerschaltung erreicht. Durch die antivalente Speisung der Gleichrichterschaltung verdoppelt sich die Steuerspannung gegenüber der eingespeisten unterhalb der Versorgungsspannung Liegenden Ausgangsspannung der Schmitt-Trigger. Zusätzlich ist die am Glättungskondensator CS anstehende Steuerspannung aufgrund der kapazitiven Ankopplung der Gleichrichterschaltung potentialfrei, so daß sie unabhängig vom Source-Potential an der Gate-Source-Strecke des MOSFET ansteht.

Ist in dem Gerät, das die zu steckende Baugruppe aufnehmen soll, ein Taktgeber in Betrieb, so kann anstelle eines besonderen RC-Generators auch eine Verbindung zum Taktgeber CLK vorgesehen werden und die Steuerspannung kann durch Gleichrichtung des Taktsignals gewonnen werden. In Fig. 1 tritt dann die mit durchbrochenen Linien gezeichnete Verbindung zum Taktgeber CLK in Funktion. Der aus dem Schmitt-Trigger T1, dem Widerstand RG und dem Kondensator CG bestehende RC-Generator entfällt.

Die Einschaltzeit einer solchen Schaltungsanordnung ist durch die Werte des Glättungskondensators und der Koppelkondensatoren sowie durch die Frequenz des RC-Generators bzw. des Taktgebers bestimmt und dem Verhältnis der Kapazitäten von Glättungskondensator und Koppelkondensator direkt, der Frequenz des RC-Generators umgekehrt proportional.

Sind relativ kurze Einschaltzeiten erlaubt, genügt als Glättungskondensator oft die Gate-Source-Kapazität des MOSFET. Bei besonders langen Einschaltzeiten läßt sich dem Glättungskondensator ein weiteres RC-Glied nachschalten, an dessen Kapazität dann die Steuerspannung abgegriffen wird und dessen Widerstand zur rascheren Entladung durch eine in Sperrichtung geschaltete Diode überbrückt ist.

Um eine hohe Steuerspannung zu erreichen, kann, wie in Fig. 2 dargestellt, auch eine Spannungsvervielfacherschaltung (Villard-Schaltung) anstelle der in Fig. 1 dargestellten Gleichrichterschaltung verwendet werden. Eine antivalente Einspeisung kann dann entfallen. Der RC-Generator (Schmitt-Trigger T3 in Fig. 2 mit Widerstand RG und Kapazität CG) arbeitet dann über einen Koppelkondensator CK4 einphasig auf die Villard-Schaltung. Die Villard-Schaltung besteht aus Dioden D4 bis D7, Kondensatoren CK3, CS1 und CS2 und einem Entladewiderstand RS. Die Steuerspannung wird an der als Glättungskondensator wirksamen Reihenschaltung der Kondensatoren CS1 und CS2 entnommen. Anstelle eines RC-Generators kann auch bei der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung ein externes Taktsignal zur Gewinnung der Steuerspannung verwendet werden.

Claims (7)

1. Schaltungsanordnung zur Begrenzung des Stromstoßes, der beim Stecken einer Baugruppe in ein in Betrieb befindliches Gerät durch die Wirkung ungeladener Kapazitäten der Baugruppe hervorgerufen wird, mit einem auf der zu steckenden Baugruppe befindlichen N-Kanal MOS-Feldeffekttransistor vom Anreicherungstyp (FT), dessen Schaltstrecke im Versorgungsspannungseingang liegt und dessen Steuerstrecke von einer Steuerschaltung mit einer langsam ansteigenden Steuerspannung solcher Höhe beaufschlagt wird, daß die Schaltstrecke nach einer vorgegebenen Zeitfunktion vom nichtleitenden in den niederohmig leitenden Zustand gebracht wird, wobei die Steuerschaltung aus einem Taktgeber und einer nachgeschalteten Gleichrichterschaltung (GS) besteht und daß die Steuerspannung an einer dem Ausgang der Gleichrichterschaltung parallelliegenden Kapazität (CS) abgegriffen wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktgeber aus einem Wechselspannungsgenerator (T1, RG, CG; T3, RG, CG) besteht, und daß die Gleichrichterschaltung (GS) mit dem Wechselspannungsgenerator kapazitiv gekoppelt ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die dem Ausgang der Gleichrichterschaltung parallelliegenden Kapazität die Gate-Source-Kapazität des MOS-Feldeffekttransistors ist.

4 Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, Anspruch 2 oder Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichrichterschaltung aus zwei antiparallel geschalteten Dioden (D1, D2) besteht, in die das gleichzurichtende Wechselspannungssignal über getrennte Koppelkondensatoren (CK1, CK2) einmal direkt und einmal invertiert eingespeist wird und daß die antiparallel geschalteten Dioden (D1, D2) auf der Einspeiseseite durch eine Ausgleichsdiode (D3) miteinander verbunden sind.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichrichterschaltung als Spannungsvervielfacherschaltung ausgebildet ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktgeber aus einem externen Taktsignal gebildet wird.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die ganze Schaltung bzw. wesentliche Teile davon durch einen einzigen LSI-Baustein realisiert sind.