DE3812396A1 - Verstaerkerstufe mit kollektorausgang - Google Patents
Verstaerkerstufe mit kollektorausgangInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Verstärkerstufe mit
Kollektorausgang.
Es ist bekannt, daß bei Verstärkerstufen mit Kollektorausgang
es außerordentlich wichtig sein kann, die in
der Verstärkerkette enthaltenen Transistoren vor dem Erreichen
einer hohen Sättigung zu schützen, weil sonst
die Stromverstärkung jedes Transistors auf einen sehr
niedrigen Wert fällt.
Ein solches Verhalten würde die Schaltgeschwindigkeit
eines Verstärkers vermindern, wenn die Transistoren aus
einem gesättigten Zustand in die lineare Betriebsweise
übergehen. Ist ein solcher Verstärker mit Gegenkopplung
ausgerüstet, so ergeben sich in den Ausgangsbereichen
der Transistoren, die aus der Sättigung in den linearen
Betrieb übergehen, unerwünschte Übergangszustände.
Ein solcher Betrieb bei hoher Sättigung kann z. B. im
Falle einer starken Unsymmetrie am Ausgang auftreten.
Ein solcher Vorgang soll z. B. anhand der Schaltung
eines Verstärkers nach Fig. 1 erläutert werden, der
einen niedrigen Spannungsabfall aufweist, d. h., bei dem
die Differenz zwischen der verfügbaren Betriebsspannung
und der maximalen Spitzen-Ausgangsspannung niedrig ist.
In dieser Schaltung stellen die Stromquellen I₁ und I₂
die Eingangsstufe dar, die im allgemeinen aus einer
Spannungs-Strom-Wandlerstufe besteht. Die Transistoren
Q₁-Q₄ und die Konstantstromquelle Q₇ bilden zusammen
mit dem Widerstand R₁ die Treiberschaltung, während die
Transistoren Q₅ und Q₆ die beiden Endtransistoren
bilden, die zwischen zwei Betriebsspannungsleitungen
V CC und -V CC geschaltet sind. Die beiden Endtransistoren
sind an einem Punkt D miteinander verbunden,
der den Ausgang der Verstärkerstufe bildet und an eine
Last R L angeschlossen ist.
In dieser bekannten Schaltung verursacht eine Unsymmetrie
der Ströme I₁ und I₂ eine Unsymmetrie der gesamten
Stufe. Dieser Zustand ist durch folgende
Gleichung ausgedrückt
wenn der Transistor Q₂ gesättigt ist. Ein ähnlicher
Zustand stellt sich ein, wenn bei gesättigtem Zustand
Q₂ die Beziehung besteht
so daß nun Q₆ gesättigt ist.
In ähnlicher Weise sind die Transistoren Q₇ und Q₅ gesättigt,
wenn der Strom I₂ genügend größer als der
Strom I₁ ist.
Die Sättigungspegel der angegebenen Transistoren können
sehr hohe Werte annehmen, wenn sie nicht angesteuert
werden, d. h., daß die Stromverstärkung der gesättigten
Transistoren auf sehr niedrige Werte fällt, was die
vorbeschriebenen nachteiligen Konsequenzen mit sich
bringt.
Um eine hohe Sättigung der Transistoren zu vermeiden,
ist es bereits bekannt, Schottky-Dioden zwischen die
Basis und den Kollektor jedes Transistors zu schalten,
bei dem die Gefahr einer hohen Sättigung besteht, um
einen Teil des Basisstromes abzuleiten und eine zu
starke Sättigung des so geschützten Transistors zu vermeiden.
Eine solche Lösung hat jedoch ebenfalls Nachteile,
da die an die Endtransistoren angeschlossenen
Schottky-Dioden einen hohen Flächenbedarf (der im Falle
von integrierten Systemen mit hohem Integrationsgrad unerwünscht
ist) erfordern, um hohe Ströme bei niedriger
Spannung führen zu können. Außerdem ist die Integration
solcher Dioden in integrierten Schaltungen mit dem Erfordernis
einer größeren Anzahl von Masken verbunden,
wodurch sich eine größere Komplexität bei der Herstellung
und höhere Kosten für den gesamten Verstärker ergeben.
Andere bekannte Lösungen beziehen sich auf Strukturen,
die einen Transistor enthalten sowie eine Diode, die
auf geeignete Weise an den zu schützenden Transistor
und an die Eingangsstufe angeschlossen ist. Doch auch
solche Lösungen sind nicht befriedigend wegen der hohen
Anzahl von Bauelementen; darüber hinaus ergeben sich
Stabilitätsprobleme der Schleife, die durch jeden Transistor
mit der entsprechenden Schaltung gegen Sättigung
gebildet wird.
Es ist also die Aufgabe der vorliegenden Erfindung,
eine Verstärkerstufe mit Kollektorausgang vorzuschlagen,
bei der eine effektive Steuerung der Sättigung der
Transistoren der Verstärkerstufe durchgeführt wird, um
die Probleme zu reduzieren, die sich in bezug auf die
Schaltgeschwindigkeit und auf unerwünschte Übergänge
bei bekannten Schaltungen ergeben.
Innerhalb dieser Aufgabe ist es ein spezielles Anliegen
der vorliegenden Erfindung, eine Verstärkerstufe vorzuschlagen,
die einen einfachen, leicht integrierbaren
Aufbau hat, wobei die der Verhinderung der Sättigung
der Transistoren dienenden Teile nur eine begrenzte Integrationsfläche
erfordern.
Schließlich ist es eine Aufgabe der Erfindung, eine Verstärkerstufe
vorzuschlagen, die einen Sättigungssteuerteil
aufweist, der integrierbar ist, ohne daß zusätzliche
Masken oder zusätzliche Verfahrensschritte erforderlich
sind.
Schließlich soll die Verstärkerstufe gemäß der vorliegenden
Erfindung zuverlässig arbeiten und eine hohe
Stabilität aufweisen.
Diese Aufgabe wird durch eine Verstärkerstufe mit
Kollektorausgang gelöst, die die Merkmale der Patentansprüche
aufweist.
Die Eigenschaften und Vorteile der Erfindung gehen aus
der nachfolgenden Beschreibung einiger beispielsweiser
Ausführungsformen hervor, wobei Bezug auf die beigefügten
Zeichnungen genommen wird.
Es zeigt
Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltbild einer Verstärkerstufe
mit Kollektorausgang bekannter
Art;
Fig. 2 ein Schaltbild einer Verstärkerstufe gemäß
der Erfindung;
Fig. 3 die Abhängigkeit des Kollektorstroms von
der Basis-Emitter-Spannung eines Transistors;
und
Fig. 4 das Schaltbild einer anderen Ausführungsform
der Verstärkerstufe gemäß der Erfindung.
Nachfolgend wird auf die Fig. 2 bis 4 Bezug genommen,
während Fig. 1 bereits vorstehend beschrieben wurde. In
der nachfolgenden Beschreibung sind ähnliche Komponenten
der erfindungsgemäßen Verstärkerstufe mit den
gleichen Bezugszeichen wie in der Schaltung nach Fig. 1
versehen.
In Fig. 2 ist eine Verstärkerstufe gemäß der Erfindung
gezeigt. Die Eingangsstufe wird durch die zwei Stromquellen
I₁ und I₂ gebildet. Ähnlich wie bei der bekannten
Schaltung nach Fig. 1 besteht die Treiberschaltung
aus den Transistoren Q₁ bis Q₄ und Q₇
(letztere bildet eine Konstantstromquelle) zum Ansteuern
der beiden Ausgangstransistoren Q₅ und Q₆, die
zwischen der positiven Betriebsspannungsleitung V CC und
der negativen Betriebsspannungsleitung -V CC angeschlossen
sind. Beide Ausgangstransistoren sind mit
ihren Kollektoren an einen Punkt D angeschlossen, der
den Ausgang der Verstärkerstufe zum Speisen einer Last,
hier einem Lastwiderstand R L , bildet. Wie bei der bekannten
Schaltung hat die Treiberschaltung zwei Ausgänge,
die durch die Kollektoren der Transistoren Q₃
und Q₄ gebildet sind, diese Ausgänge sind zum Ansteuern
an die Basen der Ausgangstransistoren Q₅ und Q₆ angeschlossen.
Gemäß der Erfindung sind zwischen den Treiberausgängen,
gebildet durch die Kollektoren der Transistoren Q₄ und
Q₃, und den Basen der Ausgangstransistoren zwei Sättigungssteuerkreise
vorgesehen, die eine hohe Sättigung
der angeschlossenen Ausgangstransistoren verhindern und
große Unsymmetrien in den Strömen der Eingangsquellen
der Treiberschaltung vermeiden sollen. Jede der Sättigungssteuerschaltungen
enthält einen Widerstand R B bzw.
R A , die zwischen einem Treiberausgang und dem entsprechenden
Ausgangstransistor angeschlossen sind,
sowie einen Transistor Q B bzw. Q A , dessen Basis mit dem
entsprechenden Treiberausgang verbunden und dessen
Emitter und Kollektor zwischen den Ausgang D der Verstärkerstufe
und den Eingang A, d. h. den Verbindungspunkt
zwischen den Stromquellen I₁ und I₂, geschaltet
sind.
Weiterhin ist ein Kondensator C C vorgesehen, dessen Einsatz
bereits bekannt war, um die Stabilität des Systems
mit geschlossener Schleife zu stabilisieren. Im vorliegenden
Fall soll der Kondensator darüber hinaus den Betrieb
der Sättigungssteuerschaltung stabilisieren.
Nachfolgend soll die Betriebsweise der Verstärkerstufe
gemäß der Erfindung beschrieben werden. Zum besseren
Verständnis sind nachfolgend einige Größen definiert
und einige beispielsweise Hypothesen aufgestellt
worden, die um so genauer sind, je geringer der Sättigungspegel
der Endtransistoren ist. Nachfolgend wird
folgendes definiert:
R BEQX ist der linearisierte, inkrementale Widerstand
des Basis-Emitter-Überganges eines allgemeinen Transistors
Q X in einem bestimmten Bereich des Kollektorstromes
zwischen den Strömen I CMIN und I CMAX . In diesem
Bereich ergibt sich folgendes:
Hieraus ergibt sich:
V BEQX (I C ) ist die Basis-Emitter-Spannung eines allgemeinen
Transistors Q X bei einem Kollektorstrom I C ;
V BEQX (0) ist der Schnittpunkt einer geraden Linie in Verlängerung mit einer Kurve R BEQX mit der Abszisse, wobei die Kurve durch den Schnittpunkt von V BEQX (I CMAX ) und I CMAX verläuft (siehe Fig. 3);
R QX ,sat ist der Sättigungswiderstand des allgemeinen Transistors Q X , so daß sich folgendes ergibt:
V BEQX (0) ist der Schnittpunkt einer geraden Linie in Verlängerung mit einer Kurve R BEQX mit der Abszisse, wobei die Kurve durch den Schnittpunkt von V BEQX (I CMAX ) und I CMAX verläuft (siehe Fig. 3);
R QX ,sat ist der Sättigungswiderstand des allgemeinen Transistors Q X , so daß sich folgendes ergibt:
V BEQX ist die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q B
im eingeschalteten Zustand;
V CBQA ist die Kollektor-Basis-Spannung des Transistors Q A , wenn dieser in Sperrichtung vorgespannt ist.
V CBQA ist die Kollektor-Basis-Spannung des Transistors Q A , wenn dieser in Sperrichtung vorgespannt ist.
Weiterhin wird angenommen, daß diese letzten beiden
Größen konstant sind, d. h.
V BEQB = V BEQ 5 (0) (II)
V BEQA = V BEQ 6 (0)
V BEQA = V BEQ 6 (0)
Darüber hinaus wird angenommen, daß der durch die Stromquelle
I₁ gelieferte Strom kleiner ist als der Strom
der Stromquelle I₂, d. h.
I₁ < I₂
Bei Berücksichtigung dieser Bedingungen sind die Transistoren
Q₁, Q₂, Q₃, Q₆ gesperrt, während die Transistoren
Q₄, Q₅ eingeschaltet sind. Dementsprechend stellt
sich die Spannung V D des Ausgangs D auf einen Wert in
der Nähe der positiven Betriebsspannung V CC ein.
Sobald die Spannung am Punkt D ansteigt, erhöht sich
die Spannung zwischen Basis und Emitter des Transistors
Q B . Sobald die Spannung V D -V B den Wert von etwa 0,6 V
annimmt, wird der Basis-Emitter-Übergang des Transistors
Q B in Vorwärtsrichtung vorgespannt, so daß ein
Strom zwischen Emitter und Kollektor zu fließen beginnt.
Der Kollektorstrom des Transistors Q B wird dann
dem Punkt A zugeführt, speist die Basis des Transistors
Q₁ und verhindert ein vollständiges Abschalten. In der
Praxid erniedrigt der durch den Transistor Q B gelieferte
Strom die Unsymmetrie zwischen den von den
beiden Stromquellen gelieferten Strömen und verhindert
ein vollständiges Abschalten der Transistoren Q₁ und
Q₂.
Da entsprechend der Gleichung (I) die Beziehung besteht
V BEQ 5 = V BEQ 5 (0) + R BEQ 5 · I CQ 5
ergibt sich unter Anwendung der Hypothese (II) die
folgende Gleichung:
V BEQ 5 = V BEQB + R BEQ 5 · I CQ 5 (III)
Symmetrie in der Schaltung liegt vor, wenn
R Q 5,sat · I CQ 5 = V BEQ 5 + R B · I bQ 5 - V BEQB = R BEQ 5 I CQ 5 + R B · I bQ 5
Hieraus ergibt sich
R Q 5,sat · β Q 5 = R BEQ 5 b Q 5 + R B
und
Dies bedeutet, daß bei gesättigtem Endtransistor Q₅
eine Stromverstärkung entsprechend der Gleichung (IV)
auftritt, die eine Funktion des Widerstandswertes der
Komponente R B ist, so daß durch entsprechende Auswahl
dieses Widerstandes es möglich ist, von vornherein den
Sättigungspegel des Endtransistors festzulegen, so daß
dieser keinen hohen Sättigungspegel erreicht. Dies
hätte sonst eine niedrigere Verstärkung zur Folge als
bei dem festgestellten Wert.
Ist jedoch der Strom der Stromquelle I₁ größer als der
Strom der Stromquelle I₂, d. h. I₁<I₂, so neigt der
überschüssige Strom der Stromquelle I₁ dazu, den
Transistor Q₂ und den Transistor Q₆ zu sättigen, wodurch
die Spannung am Ausgang D einen Wert in Richtung
der negativen Betriebsspannung annimmt.
Erreicht die Spannungsdifferenz V C -V D etwa 0,6 V, so
wird der Basis-Kollektor-Übergang des Transistors Q A in
Vorwärtsrichtung vorgespannt, so daß dieser in Sperrichtung
vorgespannt wird und ein Strom vom Emitter zum
Kollektor fließt. Der durch Q A fließende Strom wird
praktisch von dem überschüssigen Strom der Stromquelle
I₁, in Richtung der Basis von Q₁, subtrahiert, so daß
der Transistor Q₂ keinen hohen Sättigungszustand erreicht.
Eine Symmetrie der Schaltung ergibt sich bei Erfüllung
der folgenden Gleichung
R Q 6,sat · I CQ 6 = V BEQ 6 + R A · I bQ 6 - V BCQA
Hieraus ergibt sich, wie bereits vorher, die Beziehung
Auch in diesem Fall hängt die Stromverstärkung des Endtransistors
Q₆ von dem Wert des an der Basis angeschlossenen
Widerstandes ab, so daß es möglich ist, die
Schaltung durch Einstellung der Stromverstärkung so auszulegen,
daß der Sättigungspegel des Transistors Q₆
entsprechend eingestellt wird.
Dies wird noch dadurch deutlicher, daß durch geeignete
Auswahl des durch den Transistor Q₇ gelieferten Kollektorstromes
es möglich ist, eine Sättigung der Transistoren
Q₂ und Q₇ während des normalen Betriebes der
Verstärkerstufe durch Sättigungssteuerschaltungen zu
verhindern.
Fig. 4 zeigt eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Verstärkerstufe. Sie ist ähnlich wie die
Schaltung nach Fig. 2 aufgebaut, enthält jedoch darüber
hinaus Bauelemente für einige Anwendungszwecke, bei
denen das Potential am Punkt C größer als am Punkt A
werden kann, wodurch der Basis-Emitter-Übergang des
Transistors Q A in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird,
was zur Folge hat, daß dieser die Basis des Transistors
Q₁ in unerwünschter Weise ansteuert. Um zu verhindern,
daß der Transistor Q A im Vorwärtsbetrieb einschaltet,
ist bei der Schaltung nach Fig. 4 eine Diode Q C vorgesehen,
die zwischen den Emitter des Transistors Q A
und Punkt A geschaltet ist und dazu dient, zu verhindern,
daß der Transistor Q A einen Strom vom Kollektor
zum Emitter in Richtung auf den Punkt A liefert. Die
Schaltung nach Fig. 4 enthält darüber hinaus eine
zweite Diode Q E , deren Anode am Punkt A und deren
Kathode an der Basis des Transistors Q₁ angeschlossen
ist. Diese Diode erhöht das Potential am Punkt A durch
ihren Basis-Emitter-Spannungsabfall und verhindert
einen Sättigungszustand in Q A .
Die Schaltungsanordnung nach Fig. 4 erhöht darüber
hinaus Widerstände R C und R D , die mit einem Ende an den
Emitter des Transistors Q B bzw. an den Kollektor des
Transistors Q A sowie mit dem anderen Ende an den Ausgang
der Verstärkerstufe angeschlossen sind. Solche
Widerstände sind möglicherweise erforderlich, um die
Spannungs-Strom-Verstärkung
der entsprechend angeschlossenen Transistoren zu erniedrigen
und hierbei die Stabilität der Sättigungsverstärkungs-Steuerschleifen
der Ausgangstransistoren zu
verbessern.
Wie aus der vorstehenden Beschreibung hervorgeht, löst
die Erfindung die gestellte Aufgabe. Durch die Sättigungs-Steuerschaltung
ist es möglich, einerseits Unsymmetrien
zwischen den Eingangsströmen (wie anfangs
erläutert) zu erniedrigen, die zu einer Unsymmetrie der
gesamten Verstärkerstufe führen würden und andererseits
den Wert der Sättigungsverstärkung in symmetrischen
Fällen voreinzustellen, um die Endtransistoren
mit der eingestellten Verstärkung zu betreiben und zu
verhindern, daß diese weiter gesättigt werden. Der
Sättigungspegel kann entsprechend den Erfordernissen
durch die Widerstände R A und R B eingestellt werden.
Die Integration der Sättigungssteuerschaltung führt zu
keinen Problemen bei der Integration, und die benötigte
Fläche ist nur gering.
Die Schaltung arbeitet zuverlässig und besitzt eine
hohe Stabilität.
Beim Erfindungsgegenstand sind verschiedene Modifikationen
und Variationen innerhalb des Schutzumfanges
möglich. Insbesondere wird darauf hingewiesen, daß die
Transistoren Q A und Q B auch in inverser Schaltung betrieben
werden können, d. h., daß Emitter und Kollektor
vertauscht werden. Hierzu wird noch bemerkt, daß bei
dem beschriebenen Beispiel bezüglich des Transistors Q A
der Kollektor mit dem Ausgang und der Emitter mit dem
Eingang der Stufe verbunden ist, was den Vorteil hat,
daß der Transistor unabhängig von der Betriebsspannung
im richtigen Bereich arbeitet. Für den Fall, daß der
Emitter des Transistors Q A mit dem Ausgang verbunden
wird, kann aufgrund der niedrigen inversen Durchbruchsspannung
des Basis-Emitter-Überganges von integrierten
NPN-Transistoren (die etwa 7 Volt beträgt) eine Fehlfunktion
auftreten, wenn die Spannung V D -V F diese
Durchbruchsspannung überschreitet.
Im Gegensatz dazu wird die inverse Durchbruchsspannung
des Basis-Kollektor-Überganges immer so ausgelegt, daß
sie höher als die Betriebsspannung liegt, wodurch
solche Probleme vermieden werden.
Die niedrige Stromverstärkung des Transistors Q A in der
gezeigten Schaltungsweise bedeutet kein Problem. Tatsächlich
arbeitet er in Verbindung mit Schaltungen mit
niedrigen Strömen (Eingangsschaltungen) derart, daß er
die Informationen aus der Treiberschaltung und der Endstufe
verwertet, die mit wesentlich höheren Strompegeln
arbeiten.
Ist jedoch die Betriebsspannung niedriger als die inverse
Basis-Emitter-Durchbruchsspannung des Transistors
Q A , so kann, falls gewünscht, dieser Transistor in entgegengesetzter
Richtung angeschlossen werden, d. h., der
Emitter wird mit dem Ausgang und der Kollektor mit dem
Eingang der Verstärkerstufe verbunden. In einem solchen
Fall kann es zweckmäßig sein, Widerstände zur Reduzierung
der Verstärkung (siehe Fig. 4) vorzusehen.
Das gleiche gilt auch für den Transistor Q B , dessen
Emitter mit dem Eingang und dessen Kollektor mit dem
Ausgang verbunden werden kann. In einem solchen Fall
arbeitet die Schaltung ebenfalls im inversen Betrieb
mit niedriger Verstärkung, was - wie oben erläutert -
zu keinen Problemen führt. Die Integration der Widerstände
R A und R B in die Basen der Transistoren Q₆ und
Q₅ liegt ebenfalls im Schutzumfang der Erfindung.
Claims (8)
1. Verstärkerstufe, die einen Kollektorausgang aufweist;
mit einem Paar von Eingangsstromquellen (I₁, I₂), die in Serie zwischen einem Paar von Betriebsspannungsleitungen (V CC , -V CC ) geschaltet sind und entsprechende Eingangsströme liefern;
mit einem Paar von Ausgangstransistoren (Q₅, Q₆), die in Serie zwischen die beiden Betriebsspannungsleitungen geschaltet sind und einen dazwischenliegenden Ausgang (D) der Verstärkerstufe aufweisen;
mit einer Treiberschaltung (Q₁-Q₄, Q₇, R₁), die aktive Elemente aufweist und zwischen den Eingangsstromquellen und den Ausgangstransistoren angeordnet ist;
dadurch gekennzeichnet, daß ein Paar von Steuerschaltungen (Q A -Q C , Q E , R A -R D ) vorgesehen ist, die jede die Sättigung eines zugeordneten Ausgangstransistors steuern;
daß jede der Steuerschaltungen eine Widerstandsanordnung (R A , R B ) aufweist, die zwischen der Treiberschaltung (Q₁-Q₄, Q₇, R₁) und dem entsprechenden Ausgangstransistor (Q₆, Q₅) angeordnet ist, um eine symmetrische Verstärkung des entsprechenden Ausgangstransistors im Sättigungsbereich einzustellen; und
daß eine Transistoranordnung (Q A , Q B ) vorgesehen ist, deren Basen mit der Treiberschaltung verbunden und deren Kollektoren und Emitter zwischen den entsprechenden Ausgangstransistor (Q₅, Q₆) und die Eingangsstromquellen (I₁, I₂) geschaltet sind und eine Gegenkopplung zur Reduzierung von Unsymmetrien in den durch die Eingangsstromquellen gelieferten Eingangsströmen bilden.
mit einem Paar von Eingangsstromquellen (I₁, I₂), die in Serie zwischen einem Paar von Betriebsspannungsleitungen (V CC , -V CC ) geschaltet sind und entsprechende Eingangsströme liefern;
mit einem Paar von Ausgangstransistoren (Q₅, Q₆), die in Serie zwischen die beiden Betriebsspannungsleitungen geschaltet sind und einen dazwischenliegenden Ausgang (D) der Verstärkerstufe aufweisen;
mit einer Treiberschaltung (Q₁-Q₄, Q₇, R₁), die aktive Elemente aufweist und zwischen den Eingangsstromquellen und den Ausgangstransistoren angeordnet ist;
dadurch gekennzeichnet, daß ein Paar von Steuerschaltungen (Q A -Q C , Q E , R A -R D ) vorgesehen ist, die jede die Sättigung eines zugeordneten Ausgangstransistors steuern;
daß jede der Steuerschaltungen eine Widerstandsanordnung (R A , R B ) aufweist, die zwischen der Treiberschaltung (Q₁-Q₄, Q₇, R₁) und dem entsprechenden Ausgangstransistor (Q₆, Q₅) angeordnet ist, um eine symmetrische Verstärkung des entsprechenden Ausgangstransistors im Sättigungsbereich einzustellen; und
daß eine Transistoranordnung (Q A , Q B ) vorgesehen ist, deren Basen mit der Treiberschaltung verbunden und deren Kollektoren und Emitter zwischen den entsprechenden Ausgangstransistor (Q₅, Q₆) und die Eingangsstromquellen (I₁, I₂) geschaltet sind und eine Gegenkopplung zur Reduzierung von Unsymmetrien in den durch die Eingangsstromquellen gelieferten Eingangsströmen bilden.
2. Verstärkerstufe nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandsanordnung
(R A , R B ) jeder der Sättigungssteuerschaltungen (Q A -Q C ,
Q E , R A -R D ) einen Widerstand (R A , R B ) enthält,
dessen erster Anschluß mit einem Ausgang (B, C) der
Treiberschaltung (Q₁-Q₄, Q₇, R₁) und dessen zweiter
Anschluß mit der Basis des zugeordneten Ausgangstransistors
(Q₆, Q₅) verbunden ist.
3. Verstärkerstufe nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß die Basis mindestens eines
Transistors (Q B ) der Transistoranordnung (Q A , Q B ) mit
einem Ausgang (B) der Treiberschaltung (Q₁-Q₄, Q₇,
R₁) verbunden ist, während der Emitter mit dem Ausgang
(D) der Verstärkerstufe und der Kollektor mit einem Verbindungspunkt
zwischen den beiden Eingangsstromquellen
(I₁, I₂) verbunden ist.
4. Verstärkerstufe nach einem oder mehreren der vorstehenden
Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die Basis mindestens eines
Transistors (Q A ) der Transistoranordnung (Q A , Q B ) mit
einem Ausgang (C) der Treiberschaltung (Q₁-Q₄, Q₇,
R₁) verbunden ist, während der Kollektor mit dem Ausgang
(D) der Verstärkerstufe und der Emitter mit dem
Verbindungspunkt (A) zwischen den beiden Eingangsstromquellen
(I₁, I₂) geschaltet ist.
5. Verstärkerstufe nach einem oder mehreren der vorstehenden
Ansprüche,
bei der das Paar von Eingangsstromquellen eine erste und eine zweite Stromquelle (I₁, I₂) enthält, die in Serie zwischen der höheren und der niedrigeren Betriebsspannungsleitung (V CC , -V CC ) geschaltet sind und einen dazwischenliegenden Verbindungspunkt (A) aufweisen;
bei der die Treiberschaltung (Q₁-Q₄, Q₇, R₁) einen Eingang, der an den Verbindungspunkt angeschlossen ist, sowie einen ersten und einen zweiten Treiberausgang (B, C) aufweist;
bei der das Paar von Ausgangstransistoren einen ersten Ausgangstransistor (Q₅) aufweist, dessen Basis mit dem ersten Treiberausgang (B), dessen Emitter mit der höheren Betriebsspannungsleitung (V CC ) und dessen Kollektor mit dem Ausgang (D) der Verstärkerstufe verbunden ist, sowie einen zweiten Ausgangstransistor (Q₆) aufweist, dessen Basis mit dem zweiten Treiberausgang (C), dessen Kollektor mit dem Ausgang (D) der Verstärkerstufe und dessen Emitter mit der niedrigeren Betriebsspannungsleitung (-V CC ) verbunden ist;
dadurch gekennzeichnet, daß das Paar von Steuerschaltungen erste und zweite Sättigungssteuerschaltungen (Q B , R B , Q A , R A ) enthält;
daß die Transistoranordnung (Q B ) der ersten Sättigungssteuerschaltung (Q B , R B ) einen ersten Steuertransistor (Q B ) aufweist, dessen Basis an den ersten Treiberausgang (B), dessen Emitter an den Ausgang (D) der Verstärkerstufe und dessen Kollektor an den Verbindungspunkt (A) angeschlossen ist;
und daß die Transistoranordnung (Q A ) der zweiten Sättigungssteuerschaltung (Q A , R A ) einen zweiten Steuertransistor (Q A ) aufweist, dessen Basis an den zweiten Treiberausgang (C), dessen Kollektor an den Ausgang (D) der Verstärkerstufe und dessen Emitter an den Verbindungspunkt (A) angeschlossen ist.
bei der das Paar von Eingangsstromquellen eine erste und eine zweite Stromquelle (I₁, I₂) enthält, die in Serie zwischen der höheren und der niedrigeren Betriebsspannungsleitung (V CC , -V CC ) geschaltet sind und einen dazwischenliegenden Verbindungspunkt (A) aufweisen;
bei der die Treiberschaltung (Q₁-Q₄, Q₇, R₁) einen Eingang, der an den Verbindungspunkt angeschlossen ist, sowie einen ersten und einen zweiten Treiberausgang (B, C) aufweist;
bei der das Paar von Ausgangstransistoren einen ersten Ausgangstransistor (Q₅) aufweist, dessen Basis mit dem ersten Treiberausgang (B), dessen Emitter mit der höheren Betriebsspannungsleitung (V CC ) und dessen Kollektor mit dem Ausgang (D) der Verstärkerstufe verbunden ist, sowie einen zweiten Ausgangstransistor (Q₆) aufweist, dessen Basis mit dem zweiten Treiberausgang (C), dessen Kollektor mit dem Ausgang (D) der Verstärkerstufe und dessen Emitter mit der niedrigeren Betriebsspannungsleitung (-V CC ) verbunden ist;
dadurch gekennzeichnet, daß das Paar von Steuerschaltungen erste und zweite Sättigungssteuerschaltungen (Q B , R B , Q A , R A ) enthält;
daß die Transistoranordnung (Q B ) der ersten Sättigungssteuerschaltung (Q B , R B ) einen ersten Steuertransistor (Q B ) aufweist, dessen Basis an den ersten Treiberausgang (B), dessen Emitter an den Ausgang (D) der Verstärkerstufe und dessen Kollektor an den Verbindungspunkt (A) angeschlossen ist;
und daß die Transistoranordnung (Q A ) der zweiten Sättigungssteuerschaltung (Q A , R A ) einen zweiten Steuertransistor (Q A ) aufweist, dessen Basis an den zweiten Treiberausgang (C), dessen Kollektor an den Ausgang (D) der Verstärkerstufe und dessen Emitter an den Verbindungspunkt (A) angeschlossen ist.
6. Verstärkerstufe nach Anspruch 5,
gekennzeichnet durch eine Diode (Q C ), deren Anode mit
dem Verbindungspunkt (A) und deren Kathode mit dem
Emitter des zweiten Steuertransistors (Q A ) verbunden
ist.
7. Verstärkerstufe nach den Ansprüchen 5 und 6,
gekennzeichnet durch eine Diode, deren Anode mit dem
Verbindungspunkt und deren Kathode mit dem Eingang der
Treiberschaltung verbunden ist.
8. Verstärkerstufe nach Anspruch 1,
gekennzeichnet durch ein Paar von Widerständen (R C ,
R D ), von denen jeder zwischen einer entsprechenden der
Transistoranordnungen (Q B , Q A ) und dem Ausgang (D) der
Verstärkerstufe geschaltet ist.
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