DE3785381T2

DE3785381T2 - Bewegungssteuergeraet fuer einen induktionsmotor.

Info

Publication number: DE3785381T2
Application number: DE8787105370T
Authority: DE
Inventors: Ltd Hino; Ltd Kaito; Kiyokazu Okamoto
Original assignee: NEC Corp; Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1986-04-11
Filing date: 1987-04-10
Publication date: 1993-07-29
Anticipated expiration: 2007-04-11
Also published as: EP0241045A1; CN1010642B; CN87103189A; US4855661A; DE3785381D1; JPS6348181A; EP0241045B1; JPH0552146B2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Induktionsmotor, und insbesondere eine Vorrichtung zur Bewegungssteuerung für einen Induktionsmotor, der eine Schlupfdrehzahl zur Unterdrückung übermäßig schneller Beschleunigung und Verlangsamung des Tnduktionsmotors ausnutzt.
Ein Induktionsmotor wird in weitem Umfang in verschiedenen Anwendungen als ein Motor mit konstanter Drehzahl zusammen mit einer Stromquelle konstanter Frequenz eingesetzt, indem seine Merkmale wie etwa feste Konstruktion, niedrige Kosten und ähnliches ausgenutzt werden.
Der Induktionsmotor wird jedoch nicht als Stellmotor, der schnelle Beschleunigung und Verlangsamung erfordert, verwendet.
Nach jüngsten Fortschritten bei elektronischen Geräten, Mikrocomputern und Softwaretechniken wird eine Vektorsteuerungstechnik realisiert, die die Frequenz einer Stromquelle verändern kann, um den Induktionsmotor über einen weiten Bereich zu betreiben, und der Induktionsmotor selbst wird ebenfalls verbessert. Als Folge kann der Induktionsmotor als der Stellmotor verwendet werden.
Eine derartig Stromquelle mit variabler Frequenz wird durch Vektorsteuerung betrieben, die z.B. in "New Drive Electronics, verfaßt von Naohiko Kamiyama, Denki Shoin" (auf die von jetzt ab als Literatur 1 Bezug genommen wird) beschrieben wird.
Konventionelle in Fig. 6.35 in der Literatur 1 beschriebene Schlupffrequenz-Vektorsteuerung wird nachstehend beschrieben.

6.2.4 Schlupffrequenz-Vektorsteuerung

Bei der Schlupffrequenz-Vektorsteuerung werden ein Flußkomponenten-Strom und ein Drehmomentkomponent-Strom als Werte in Sekundärfluß-Koordinaten bestimmt, und diese Ströme werden ohne Ermittlung eines Sekundärfluß-Vektors in Primärstromwerte in stationären Koordinaten konvertiert. Unter Verwendung einer Motorkonstante wird eine Schlupffrequenz berechnet, die von dem Flußkomponenten-Strom und dem Drehmomentkomponenten-Strom abhängt. Die so berechnete Schlupffrequenz und eine Drehzahl werden addiert, um eine Drehzahl des Sekundärflusses zu berechnen. Eine durch Differentiationder Drehzahl des Sekundärflusses bestimmte Position wird als eine geschätzte Position des Sekundärflusses in der Koordinatenumschlüsselung verwendet. Als eine Zustandsgröße eines Induktionsmotors wird eine Motordrehzahl an den Steuerschaltkreis geliefert, in dem sie zur Schlupffrequenz addiert wird. Jedoch wird keine Größe, die den Sekundärfluß betrifft, an den Steuerschaltkreis geliefert. Der Fluß ist nicht abhängig von irgend einer Rückkopplungssteuerung, sondern wird durch direkte Berechnung in erster führender Ordnung aus einem Sekundärflußsteuersignal in der Weise bestimmt, daß eine Verzögerungsantwort erster Ordnung des Sekundärflusses in Bezug auf den Flußkomponenten-Strom kompensiert wird. Die Schlupffrequenz-Vektorsteuerung ist eine Art von voraussehender Steuerung, in der der Flußvektor durch berechnete Schätzung gesteuert wird.
In der Schlupffrequenzsteuerung wurde auch versucht, den Fluß und Vektor zu steuern, indem die Höhe des Primärstroms mit der Schlupffrequenz in Beziehung gebracht wurde. Der Primärstrom wurde jedoch nicht als Vektor behandelt, sondern nur die Höhe des Stroms wurde gesteuert. Wenn der Induktionsmotor an einem kommerziellen Netz betrieben wird, ändert sich der Leistungsfaktor, während der Motor mit der Last verbunden wird und der Primärstrom wird phasenverschoben. Da die Frequenz des Primärstromes durch einen Leistungsinverter gesteuert wird, wird bei der Schlupffrequenzsteuerung der Primärstrom nicht in dpr Phase verschoben weder wenn der Motor mit keinpr Last verbunden ist noch bei der Drehmomentabgabe des Motors. Da der Leistungsfaktor im stationären Zustand in beiden oben erwahnten Fällen gleich sein muß, verschiebt sich schließlich die Phase der Spannung. Die Phasenänderung der Spannung kann als die Phasenverschiebung des Flusses betrachtet werden. Wegen dieser Phasenänderung ist die tatsächliche Schlupffrequenz, welche die Drehzahl ist, bei der ein sekundärer Leiter den Fluß koppelt, verschieden von der Schlupffrequenz, die von der Steuerung geliefert wird. Auf diese Weise führen der Fluß und das Drehmoment komplizierte Übergangsphänomene herbei, so daß jede Steuerung, die schneller als die sekundäre Zeitkonstante L2/R2, bei der die Phänomene abgeschwächt werden, ist, nicht realisiert werden kann. Die Berücksichtigung der Phasenverschiebung des Primärstromes aufgrund des Drehmomentstands ist nämlich ein Entwicklungsergebnis der Schlupffrequenz-Vektorsteuerung. Indem in der Drehmomentsteuerung ein Erregerstrom mit einer Frequenz, die durch eine Schlupffrequenz gesteuert wird, zur Verfügung gestellt wird, wird eine Phasenverschiebung eines Stromes, der durch Synthese aus dem Erregerstrom und einem Strom, der gegenüber dem Erregerstrom eine 90 Grad-Differenz hat, entsteht, so gewählt, daß sie gleich der Phasenverschiebung des Stromes ist, der durch den Induktionsmotor im stationären Zustand durch Übertragung einer Schlupffrequenz erzeugt wird. Wenn der Primärstrom in der Phase variiert, fließt momentan ein Strom, der solche Verschiebungsströme unterdrückt, durch den sekundären Leiter, so daß der Induktionsmotor auf der Stelle in einen neuen stationären Zustand gebracht werden kann. Der Leistungsinverter darf nicht nur die Frequenz sondern muß auch die Phase steuern.
Die Schlupffrequenz-Vektorsteuerung kann als das oben erwähnte Konzept, in dem der sekundäre Fluß unter Berücksichtigung des Einflusses der Streuinduktivität eingebracht wird, und das weiter auf die Änderung des sekundären Flusses ausgedehnt wird, betrachtet werden.
Die grundsätzliche Anordnung der Schlupffrequenz- Vektorsteuerung ist in Figur 6.35 (die gleich der Figur 1 dieser Erfindung ist) gezeigt. Die Ausgabe des Drehzahlsteuerungsverstärkers wird als ein Drehmomentsteuersignal TM* verarbeitet. Das Drehmomentsteuersignal TM* wird durch ein sekundäres Flußsteuersignal Φ&sub2;* geteilt, um ein sekundäres q-Achsen-Stromsteuersignal -i2q* zu liefern. Dieses wird weiter durch das Skalierungsfaktorelement mit L2/M multipliziert, um ein Drehmomentkomponenten-Stromsteuersignal i1q* zu sein. Da kein Sekundärfluß detektiert wurde, ist das obige bis auf die Division durch das Steuersignal Φ&sub2;* das gleiche wie die Flußdetektions-Vektorsteuerung.
Das Flußstromkomponentensteuersignal i1d* wird direkt aus dem sekundären Steuersignal Φ&sub2;* bestimmt. Zur Kompensation der Folgeerscheinung des sekundären Flusses durch die Flußstromkomponente mit einer Verzögerung erster Ordnung wird eine Summe i1d* aus einem Strom, der einen sekundären Fluß induziert, der sich aus der Multiplikation von Φ&sub2;* mit 1/M ergibt, und einem Strom, der einen zur zeitlichen Änderungsgeschwindigkeit von Φ&sub2;* proportionalen Fluß induziert, bestimmt. Falls das Feldsystem des Gleichstrommotors gesteuert wird, entwickelt sich über der Feldinduktivität eine zur Änderungsgeschwindigkeit des Feldstromes proportionale Spannung. Diese Spannung ist als Erregerspannung in einer größeren Höhe erforderlich als die stationäre Spannung. Der Erregerstrom spielt die gleiche Rolle wie die Erregerspannung. Zur indirekten Steuerung des sekundären Flusses in der Schlupffrequenz-Vektorsteuerung muß in der Sekundärwicklung eine Erregerspannung entstehen. Diese Erregerspannung wird erzeugt, indem ein Erregerstrom an den Sekundärwiderstand geliefert wird. In der Flußdetektions-Vektorsteuerung wird die Erregerspannung durch die Rückkopplungssteuerung erzeugt wie in der Steuerung des Feldstromes im Gleichstrommotor.
Aus Φ&sub2;* und -i2q* wird ein Schlupffrequenzsteuersignal ωs* berechnet. Zur Bestimmung einer Drehzahl ω&sub0;* des sekundären Flusses, der an den Vektoroszillator, der einen Einheitsvektor ejΘ*&sub0; erzeugt, der ein Indiz für die vorhergesagte Einstellung Θ&sub0;* (= ω&sub0;* dt) des sekundären Flusses ist, geliefert wird, werden eine Drehzahl ωr aus dem Drehzahldetektor und ωs* zusammenaddiert.
Der Primärstromvektor i1* (Θ&sub0;*) in den Sekundärfluß- Koordinaten wird abhängig von den Drehstromkomponenten- und Flußstromkomponenten-Steuersignalwerten bestimmt. Dieser Primärstromvektor wird im Vektormultiplizierer mit dem Einheitsvektor ejΘ&sub0;* multipliziert und in einen Primärstromvektor i1* in den stationären Koordinaten konvertiert. Darüber hinaus wird er durch die Drei-Phasen-Konversion in Stromsteuersignale iU*, iV* und iW* konvertiert. Auf diese Weise wird der Leistungsinverter durch diesen Stromsteuerregelkreis gesteuert.
Die Schlupffrequenz-Vektorsteuerung benötigt eine Induktionsmotorkonstante zur Berechnung eines Flußkomponenten-Stroms und einer Schlupffrequenz. Wenn die Konstante nicht richtig festgelegt wird, ergeben sich nicht die Drehmomente und Sekundärflüsse gemäß der betreffenden Steuersignale, jedoch brauchen sie nicht in strenger Übereinstimmung mit den Steuersignalen sein. Entsprechend einem Fehler in der Konstante wird ein Übergangsphänomen auftreten, aber die Induktionsmotorkonstante kann so festgelegt werden, daß der Fehler in der Praxis kein Problem ist. Es ist für ein beabsichtigtes Vorhaben notwendig, für den Faktor 1/M eines Erregerstromes für das sekundäre Flußsteuersignal eine Funktion zu verwenden, für die die Sättigung des Induktionsmotors berücksichtigt wird, oder die Änderung des Sekundärwiderstandes aufgrund einer Temperaturänderung wegen der Änderung der Klemmspannung, etc. zu kompensieren.
Die Schlupffrequenz-Vektorsteuerung erfordert keinen speziellen Induktionsmotor und kann nur durch die Berechnung im Steuerschaltkreis sehr genau gemacht werden.
Fig. 1 zeigt die grundsätzliche Anordnung einer Schlupffrequenz-Vektorsteuerung mit einem Drehzahlsteuerungsverstärker 101, einem Teiler 102, einer Vorrichtung zur Festlegung von Konstanten 103, einem Vektoranalysator 104, einem Multiplizierer 105, einem Wandler 106, einem Stromsteuerungsverstärker 107, einem Leistungswandler 108, einem Induktionsmotor 109, einem Drehzahldetektor 111, einem Differenzierkreis 112 und Einrichtungen zur Festlegung von Konstanten 113, 114, 115 und 116, einem Teiler, einem Vektorroszillator 118 und einem Addierer 119.
Mit dieser Anordnung kann ein Drehmoment in Übereinstimmung mit einer Änderung des Momentanstromes, der sich mit der Zeit ändert, gesteuert werden.
Selbst in Schlupfdrehzahl-Vektorsteuerungen, die die grundsätzliche Anordnung wie in Fig. 1 gezeigt haben, treten übermäßig schnelle Beschleunigung und Verlangsamung auf, und es kann ein überhöhter Strom fließen, wenn diese Anordnung ohne Modifikation in einem Stellmotor verwendet wird. Selbst wenn ein Primärstrom des Induktionsmotors erhöht wird, kann sein Drehmoment nicht erhöht werden, d.h., es kann ein sogenannter Stillstand auftreten. Bekannte durch den Induktionsmotor eingeführte Gleichungen sind unter Verwendung von Motorkonstanten L2, M und R2, einem Drehmoment TM (Ausgabe des Drehzahlsteuerungsverstärkers 101) , einer Schlupfdrehzahl ω*s (Ausgabe des Teilers 117, ωs aus ω*s hergeleitet, wird in Fig. 2 verwendet) , einer momentanen Drehzahl ωr und eines Drehmomentkomponenten-Stromsteuersignals i1q* (Ausgabe der Einrichtung zur Festlegung von Konstanten 103) wie folgt:
Φ&sub2;* = (L2/M) (TM/i1q*) (1)
ω*s= (R2/(Φ&sub2;*)²) TM (2)
Das Drehmoment TM und das Drehmomentkomponenten-Stromsteuersignal i1q* (Ausgabe der Einrichtung zur Festlegung von Konstanten 103) haben aufgrund der Leistungsfähigkeit des Motors obere Grenzen. Wenn diese oberen Grenzen als TM' und i1q' angenommen werden, ist ein Grenzwert Φ&sub2;' von Φ&sub2;* wie folgt definiert:
Φ&sub2;' = (L2/M) (TM'/i1q') (3)
Im allgemeinen hat eine Motorausgangsleistung P&sub0; mit dem Drehmoment TM und der Drehzahl ωr die folgende Beziehung:
P&sub0; = TMωr (4)
Die Motorausgangsleistung P&sub0; hat auch wegen der Leistungsfähigkeit des Motors eine obere Grenze. Angenommen, daß diese obere Grenze als P&sub0;' gegeben ist. Wenn ein Steuerungsbereich von ωr erweitert wird, ist aufgrund der begrenzten Motorausgangsleistung Po eine durch TM ≤ P&sub0;'/ωr definierte Begrenzung erforderlich. Das heißt, wenn der Wert der momentanen Drehzahl ωr größer als ein vorbestimmter Wert (d.h. die momentane Drehzahl ist höher als eine durch einen Knickpunkt in Fig. 6 dargestellte Drehzahl) ist,
TM' = P&sub0;'/ωr (5)
Einsetzen der Gleichung (5) in Gleichung (3) ergibt:
Φ&sub2;' = ((L2/M) (P&sub0;'/i1q')) (1/ωr) = A(1/ωr)
mit A = (L2/M) (P&sub0;'/i1q') (6)
Einsetzen der Gleichungen (5) und (6) in Gleichung (2) ergibt:
ωs = (R2/(A/ωr)²) (P&sub0;/ωr) = ((R2P&sub0;')/A²) ωr (7)
ωs muß proportional zu wr sein, wenn die Drehzahl ωr größer als der durch den Knickpunkt in Fig. 6 dargestellte Wert ist.
Aus diesem Grund wird der Wert ωr über einen A/D- Wandler 32 an einen Flußgenerator 36 geliefert, so daß Φ&sub2;* die in Fig. 6 gezeigte Beziehung erfüllt.
Wie aus der obigen Beschreibung ersichtlich ist, ist die Beziehung in Fig. 6 durch die Leistungsfähigkeit des Motors bestimmt.
Wenn ein Beschleunigungs-/Verlangsamungsvorgang ausgeführt wird, ist nach dem Betriebsvorgang das Drehmoment TM erforderlich. In diesem Fall wird ω*s auf der Grundlage der Gleichung (2) benötigt. Wenn der ωr-Bereich groß ist, muß ωs wie in Gleichung (7) vergrößert werden, und seine Grenze ωs' ist in der Weise gegeben, daß Schlupfdrehmomenteigenschaften des Induktionsmotors, wie in Fig. 5 gezeigt, durch die Begrenzung der Ausgangsleistungsfähigkeit des Leistungswandlers 108 in Fig. 1 und 2 gegeben sind. In Fig. 5 muß eine Ungleichung ωs' < Sm x ωo* aufgestellt werden. Gemäß der vorliegenden Erfindung werden die durch die Motoreigenschaften bestimmten ωs' und ωs verglichen. Wenn ωs > ωs', wird die Neigung der Beschleunigung/Verlangsamung auf Null gesetzt oder verringert, um die Ausgangsleistung P&sub0; und dann TM zu reduzieren, d.h., um die Ungleichheit ωs ≤ ωs' herzustellen und dadurch den Stillstand zu verhindern.
Aus US-A-4 499 414 ist ein Verfahren zur Steuerung eines Wechselstrommotors bekannt, das konstante Drehmomenteigenschaften bei einer Drehzahl N unter einer Grunddrehzahl Nb und konstante Ausgangsleistungseigenschaften bei einer Drehzahl N über der Grunddrehzahl Nb an den Tag legt, und das die Schritte umfaßt: Finden einer Grunddrehzahl NL nach Begrenzung der Ausgangsleistung des Wechselstrommotors, wobei NL aus der Grunddrehzahl Nb und dem Verhältnis η zwischen maximaler Ausgangsleistung Pmax&sub1; und maximaler Ausgangsleistung Pmax&sub2; jeweils bevor und nachdem die Ausgangsleistung des Wechselstrommotors begrenzt wird, abgeleitet wird, Konstanthalten der Schlupffrequenz des Wechselstrommotors, bis die Drehzahl N des Wechselstrommotors die Grunddrehzahl NL erreicht, Ändern der Schlupffrequenz im umgekehrten Verhältnis zur Drehzahl N für N zwischen NL und Nb (NL < N ≤ Nb), und Ändern der Schlupffrequenz proportional zur Drehzahl N für N größer als Nb (Nb < N), wobei die Ausgangsleistung des Wechselstrommotors bei einer Drehzahl N über NL konstant gehalten wird.

Zusammenfassung der Erfindung

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung zur Bewegungssteuerung für einen Induktionsmotor zur Verfügung zu stellen, die frei von den obigen Nachteilen ist. Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des unabhängigen Anspruchs 1 gelöst.
Eine Vorrichtung zur Bewegungssteuerung für einen Induktionsmotor gemäß der vorliegenden Erfindung umfaßt Einrichtungen zur Änderung der Neigung einer Beschleunigungs- /Verlangsamungskurve, die eine Erhöhung/Erniedrigung der Drehzahl eines Induktionsmotors pro Zeiteinheit gemäß einem Wert einer Winkelfrequenz ωs entsprechend einer Schlupfdrehzahl des Induktionsmotors anzeigen.
Insbesondere umfaßt die Vorrichtung zur Bewegungssteuerung Einrichtungen zur Erzeugung erster serieller Impulse, die eine Änderung der Drehposition des Induktionsmotors steuern, Einrichtungen zur Erzeugung zweiter serieller Impulse, die auf eine Änderung der Drehzahl des Induktionsmotors ansprechen, Proportionalabweichungszählereinrichtungen zum Sammeln der ersten und zweiten seriellen Impulse, um kontinuierlich eine Differenz zwischen einer angewiesenen Position und einer momentanen Position zu erhalten, Einrichtungen zur Gewinnung einer momentanen Drehzahl auf der Grundlage der zweiten seriellen Impulse, Einrichtungen, die auf die momentane Drehzahl ansprechen zur Ausgabe einer zulässigen im voraus gespeicherten Schlupfdrehzahl ωs' , Einrichtungen zur Erzeugung eines Drehmomentbefehlssignals auf der Grundlage einer Ausgabe der Proportionalabweichungszählereinrichtungen und der momentanen Drehzahl, Einrichtungen zur kontinuierlichen Gewinnung einer Schlupfdrehzahl ωs durch Verwendung des Drehmomentbefehlssignals und der zulässigen Schlupfdrehzahl ωs' , die von den Ausgabeeinrichtungen ausgelesen wird, Einrichtungen zum Vergleich von ωs' und ωs und Einrichtungen zur Steuerung der Erzeugereinrichtungen für die ersten seriellen Impulse derart, daß die ersten seriellen Impulse in Übereinstimmung mit einer Neigung einer vorab ausgewählten Beschleunigungs/Verlangsamungskurve erzeugt werden, wenn ωs' ≥ ωs und daß die ersten seriellen Impulse derart erzeugt werden, daß die Neigung der Beschleunigungs-/Verlangsamungskurve erniedrigt oder auf Null gebracht wird, wenn ωs' < ωs .

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das eine grundsätzliche Anordnung einer konventionellen Schlupffrequenz-Vektorsteuerung zeigt;
Fig. 2 ist ein Schaltbild einer Vorrichtung zur Bewegungssteuerung für einen Induktionsmotor gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 und 4 sind Diagramme zur Erklärung zweier Betriebsarten der in Fig. 2 gezeigten Vorrichtung;
Fig. 5 ist ein Diagramm, das eine Betriebskurve das Induktionsmotors zeigt;
Fig. 6 ist ein Diagramm zur Erklärung der Drehzahlsteuerung der erfindungsgemäßen Vorrichtung;
Fig. 7 und 8 sind Flußdiagramme zur Erklärung eines Betriebs der ersten und zweiten Betriebsarten der in Fig. 2 gezeigten Vorrichtung; und
Fig. 9, 10 und 11 sind Flußdiagramme zur Erklärung einer zweiten Betriebsart der in Fig. 2 gezeigten Vorrichtung.

Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführung

Eine Ausführungsform einer Vorrichtung zur Bewegungssteuerung für einen Induktionsmotor gemäß der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezug auf die angehängten Zeichnungen beschrieben.
Fig. 2 ist ein Schaltbild, das eine Vorrichtung zur Bewegungssteuerung für einen Induktionsmotor gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Es ist zu beachten, daß die gleichen Referenznummern in Fig. 2 die gleichen Teile wie in Fig. 1 bezeichnen, und eine detaillierte Beschreibung davon weggelassen wird.
Unter Bezug auf Fig. 2 empfängt eine zentrale Prozessoreinheit (von nun an als CPU bezeichnet) 55, die z.B. einen Mikrocomputer umfaßt einen k-Bit (k ist eine beliebige Konstante) Drehzahlbefehl S1, die von einer externen Vorrichtung (nicht gezeigt: zum Beispiel eine NC-Vorrichtung) die einen erfindungsgemäßen Induktionsmotor aufweist, geliefert wird, zur Anzeige z.B. der Drehzahl des Induktionsmotors (z.B. 1000 U/min), ein Steuersignal S2, das von der externen Vorrichtung geliefert wird, und verschiedene Unregelmäßigkeitssignale S3 von peripheren Schaltkreisen (nicht gezeigt). Das Steuersignal S2 weist ein Signal (Beschleunigungs-/Bremssignal) auf, das in der Lage ist, zu bestimmen, ob ein Beschleunigungs-/Bremsvorgang, der es der Drehzahl des Induktionsmotors erlaubt, sich allmählich zu erhöhen oder zu erniedrigen, ausgeführt wird, und weist ein Signal auf (Drehrichtungssignal) mit der Fähigkeit zu bestimmen, ob sich der Induktionsmotor in die normale oder umgekehrte Richtung dreht.
Die Drehzahl der Ausgangswelle des Induktionsmotors 109 wird durch einen Impulskodierer 111A bestimmt. Eine Ausgabe ωr des Impulskodierers 111A wird über einen Synchronisationsrichtungsdiskriminator 33 und einen F/V (Frequenz in Spannung)-Wandler 34 an eine Absolutwertschaltung 35 geliefert und in eine momentane Drehzahl ωr konvertiert, und die momentane Drehzahl ωr wird an den Eingangsanschluß eines Schalters 53a eines Schalterschaltkreises 53 gegeben. Wie in dem in Fig. 1 gezeigten Schaltkreis wird eine Drehmomentanweisung aus der momentanen Winkelgeschwindigkeit ωr als der Ausgabe des Impulskodierers, und einer angewiesenen, vom D/A-Wandler 16 in Fig. 2 ausgegebenen Winkelgeschwindigkeit ω*r berechnet. Der Drehmomentbefehl wird durch den Teiler 102, die Einrichtungen zur Festlegung von Konstanten 116 und 117 und einen Absolutwertschaltkreis 31 in einen Absolutwert ωs konvertiert, und die Schlupfdrehzahl ωs wird in den Eingangsanschluß eines Schalters 53b des Schalterschaltkreises 53 eingegeben. Der Eingangsanschluß eines Schalter 53c des Schalterschaltkreises 53 ist mit dem Schleifanschluß eines variablen Widerstandes 52 verbunden. Ein Ende des variablen Widerstandes 52 ist mit einem Anschluß verbunden, um eine Referenzspannung Vref zu liefern, und sein anderes Ende ist geerdet. Wie später beschrieben wird, steuert der variable Widerstand 52 die Neigung einer Beschleunigungs- und Bremsvorgangskurve 53 der Drehzahl des Induktionsmotors.
Die Ausgangsanschlüsse der Schalter 53a, 53b und 53c des Schalterschaltkreises 53 sind in Reihe mit einem Eingangsanschluß 54a eines A/D-Wandlers 54 verbunden. Ein digitaler Datenausgabeanschluß 54b des A/D-Wandlers 54 ist mit einem Eingangsport 55a der CPU 55 verbunden.
Der Ausgangsanschluß 55b der CPU 55 ist mit einem Steueranschluß 54c des A/D-Wandlers 54 verbunden, und von diesem wird ein A/D-Konversionsbefehl ausgegeben. Ausgangsanschlüsse 55c, 55d und 55e sind jeweils mit den Schaltern 53a, 53b und 53c des Schalterschaltkreises 53 verbunden, so daß sie unter Benutzung von Schaltsignalen gesteuert werden.
Ein Ausgangsport 55f der CPU 55 ist mit einem Eingangsanschluß 4a eines Drehzahlmultiplizierers 4, der die Frequenz eines Referenztaktsignals in eine vorbestimmte Frequenz (die als nächstes beschrieben wird) konvertieren kann, verbunden. Ein Eingangsanschluß 4b des Drehzahlmultiplizierers 4 ist mit dem Ausgangsanschluß eines Referenztaktgenerators 5 zur Erzeugung des Referenztakts mit einer Frequenz von z.B. 4 MHz verbunden.
Ein Ausgangsanschluß 4c des Drehzahlmultiplizierers 4 ist mit einem Taktanschluß CK eines D-Flipflops 6 verbunden. Der Q-Ausgangsanschluß des D-Flipflops 6 wird zur Verbesserung eines Beanspruchungsverhältnisses mit einem Eingangsanschluß 7a eines Synchronisationsschaltkreises 7 verbunden, um eine Zeitsteuerung zu erhalten, die einen Normalbetrieb eines Proportionalabweichungszählers 15 erlaubt. Eingangsanschlüsse 7b und 7c des Synchronisationsschaltkreises 7 empfangen jeweils Impulse P1 und P2 von einem Synchronisationsimpulsgenerator 8. Diese Impulse P1 und P2 dienen als Synchronisationssignale, um ein "Überlappen" mit einem Ausgangssignal (±Pωr) des Synchronisationsrichtungsdiskriminators 33 (wird später beschrieben) zu verhindern.
Ein Ausgangsanschluß 7d des Synchronisationsschaltkreises 7 ist jeweils mit den ersten Eingangsanschlüssen von 3-Eingangs-NICHT-UND-Gattern 11 und 12 verbunden. Die Ausgangsanschlüsse der NICHT-UND-Gatter 11 und 12 geben serielle Impulse aus, die eine angewiesene Drehzahl Pωc angeben, um die Drehzahl des Induktionsmotors zu bestimmten (wird später beschrieben). Die zweiten Eingangsanschlüsse der 3-Eingangs-NICHT-UND-Gatter 11 und 12 sind mit einem Ausgangsanschluß 55h der CPU 55 verbunden. Der Ausgangsanschluß 55h gibt ein Signal als Stop aus, um, wie spater beschrieben wird, zu steuern, ob der Induktionsmotor weiterläuft oder gestoppt wird. Die dritten Eingangsanschlüsse der NICHT-UND- Gatter 11 und 12 sind mit einem Ausgangsanschluß 55i der CPU 55 verbunden - mit oder ohne Durchgang durch einen Inverter 17. Die Ausgangsanschlüsse der NICHT-UND-Gatter 11 und 12 sind jeweils mit einem Eingangsanschluß der Negativ-Logik ODER-Gatter 13 und 14 verbunden. Die Ausgangsanschlüsse der ODER-Gatter 13 und 14 sind mit Eingangsanschlüssen UP und DOWN des Proportionalabweichungszählers 15 verbunden.
Der Proportionalabweichungszähler 15 umfaßt einen normalen Aufwärts-/Abwärtszähler und berechnet eine Differenz zwischen einer angewiesenen Position des Rotors des Induktionsmotors und seiner momentanen Position. Diese Differenz entspricht einer "Positionsverzögerung" des Rotors, und die "Positionsverzögerung" dient als der oben-erwähnte Drehzahlbefehl zur Bestimmung der Drehzahl des Induktionsmotors.
Der Ausgangsanschluß des Proportionalabweichungszählers 15 ist mit dem Eingangsanschluß des D/A-Wandlers 16 verbunden. Der Ausgangsanschluß des D/A-Wandlers 16 ist mit einem Eingangsanschluß 101a eines Drehzahlsteuerungsverstärkers 101 verbunden. Insbesondere empfängt der Drehzahlsteuerungsverstärker 101 die "Positionsverzögerung" als Analogwert. Der Ausgangsanschluß des Drehzahlsteuerungsverstärkers 101 ist mit einer Vorrichtung zur Steuerung der Schlupfdrehzahl des Typs wie die in Fig. 1 gezeigte der Schlupffrequenz-Vektorsteuerung gezeigt verbunden.
Zweiphasige Impulssignale A und B, deren Phasen um 90º verschoben sind, werden vom Ausgangsanschluß des Impulskodierers 111A ausgegeben und an einem Eingangsanschluß 33d des Synchronisationsrichtungsdiskriminators 33 eingegeben. Der Synchronisationsrichtungsdiskriminator 33 unterscheidet die Drehrichtung des Induktionsmotors 109 in Übereinstimmung mit den zweiphasigen Impulssignalen A und B und liefert an den F/V-Wandler 34 ein serielles Impulssignal ±Pωr, das die momentane Drehzahl wr des Induktionsmotors 109 anzeigt. Der Diskriminator 33 liefert auch das Impulssignal ±Pωr an die anderen Eingangsanschlüsse der Negativ-Logik ODER-Gatten 13 und 14.
Das +Pωr Signal ist ein Signal, das den normalen Drehlauf des Induktionsmotors 109 repräsentiert, und da -Pωr Signal ist bin Signal, das den umgekehrten Drehlauf das Induktionsmotors 109 repräsentiert. Eingangsanschlüsse 33e und 33f des Synchronisationsrichtungsdiskriminators 33 empfangen Imulse P3 und P4 eines Synchronisationsimpulsgenerators 8. Diese Impulse P3 und P4 bewirken, daß die momentane Drehzahl Pωr und die angewiesene Drehzahl Pωc nicht miteinander überlappen.
Der Ausgangsanschluß des F/V-Wandlers 34 ist mit dem Eingangsanschluß des Absolutwertschaltkreises 35, einem Eingangsanschluß 101b des Drehzahlsteuerungsverstärkers 101 und einem Eingangsanschluß des Addierers 119 verbunden. Der Ausgangsanschluß des A/D-Wandlers 32 ist mit dem Eingangsanschluß des Sekundärmagnetflußgenerators 36 zur Energieversorgung des Induktionsmotors 109 verbunden. Der Generator 36 liefert einen Sekundärmagnetfluß Φ&sub2;* an den in Fig. 1 gezeigten Vektorsteuerungsschalttneis. Die Ausgabe des F/V- Wandlers 34 wird zur Ausgabe (ω*s) des Teilers 117 addiert, um die Drehzahl ω&sub0;* zu berechnen, und die Drehzahl ω&sub0;* wird für den Vektoroszillator 118 verwendet.
Die Betriebsart der Vorrichtung zur Bewegungssteuerung für den Induktionsmotor mit der in Fig. 2 gezeigten Anordnung wird unter Bezug auf Fig. 3 und 4 beschrieben.
Fig. 3 ist ein Diagramm, das die erste Betriebsart zeigt. Eine Linie P in Fig. 3 zeigt einen Fall, in dem das entlang der Abszisse aufgetragene Betriebszeitintervall auf 1 ms festgelegt ist und die entlang der Ordinate aufgetragene Drehzahl des Induktionsmotors während des Zeiteinheitsintervalls von 1 ms um 2 U/min erhöht wird. In diesem Fall erreicht die Drehzahl nach Ablauf von 2 ms 4 U/min, und nach Ablauf von 3 ms erreicht sie 6 U/min. Im Fall der Linie P wird die Drehzahl des Induktionsmotors allmählich mit konstanter Beschleunigungsrate erhöht und wird einen externen Teil nicht aufgrund einer abrupten Änderung nachteilig beeinflussen.
Die Linie P bestimmt eine Drehzahlerhöhung zu 2 U/min bezüglich des Einheitszeitintervalls von 1 ms. Zum Beispiel kann "n U/min (Einstellwert)" (wobei n eine beliebige Konstante ist) bezüglich 1 ms (festgelegter Wert) festgelegt werden. Eine Linie Q repräsentiert einen Fall, bei dem n = 3 U/min. Im Gegensatz zum obigen repräsentiert eine Linie R einen Bremszustand, in dem die Drehzahl nach Ablauf von jeweils 1 ms um 2 U/min erniedrigt wird. Das heißt die Linie R repräsentiert einen linearen zum oben beschriebenen Beschleunigungszustand entgegengesetzten Bremszustand. Falls die Höhe der Zu- oder Abnahme bezüglich eines Einheitszeitintervalls eine abrupte Bewegung des Induktionsmotors verursacht, wird die Höhe pro Zeiteinheit schrittweise reduziert, zum Beispiel 2 Umin&supmin;¹/ms -> 1 Umin&supmin;¹/ms -> 0,5 Umin&supmin;¹/ms.
Die Ausgangswelle des Induktionsmotors wird mit Rücksicht auf den externen Teil nicht abrupt bewegt. Deshalb kann eine sehr weiche Bremsbewegung aufrechterhalten werden.
Fig. 4 zeigt die Betriebsart, in der die entlang der Ordinate aufgetragene Drehzahl festgelegt ist und das entlang der Abszisse aufgetragene Zeitintervall variabel ist. Unter Bezug auf Fig. 4 repräsentiert eine Linie S einen Fall, in dem die Abstufung der Drehzahl auf 1 U/min festgelegt ist und das Zeitintervall in Einheiten von 1/2 ms veränderbar ist. Da ebenso eine lineare Funktion erhalten werden kann, wird in diesem Fall die Drehzahl des Induktionsmotors allmählich erhöht, und seine Ausgangswelle wird auf einen externen Teil keine veränderte Kraft ausüben. In dieser Betriebsart repräsentiert eine Linie T einen Bremszustand. Falls die Höhe der Zu- oder Abnahme bezüglich des Einheitszeitintervalls bewirkt daß dem Induktionsmotor eine unmögliche Bewegung aufgezwungen wird, muß die Höhe pro Zeiteinheit verringert werden. In diesem Fall wird das Einheitszeitintervall schrittweise verlängert, zum Beispiel 1/2 ms -> 1 ms -> 2 ms. Entsprechend diesem Steuerungsvorgang überträgt die Ausgangsachse des Induktionsmotors keine abrupte Bewegung an eine externe Last und entsprechend kann eine weiche Beschleunigung oder Bremsung realisiert werden.
Um die Neigung der in Fig. 3 und 4 gezeigten Linien P, Q, R, S und T zu bestimmen, kann in beiden in Fig 3 und 4 gezeigten Betriebsarten ein Intervall (eine Drehzahländerung pro Zeiteinheit) der Ordinate (Beschleunigungs -/Bremswertachse) und der Abszisse (Zeitbasis) bestimmt werden.
Dieses Intervall kann durch Anpassung des variablen Widerstandes 52 im in Fig. 2 gezeigten Schaltkreis bestimmt werden. Insbesondere wird die Referenzspannung Vref spannungsgeteilt, und die geteilte Spannung wird über den Schalter 53c des Schalterschaltkreises 53 und den A/D-Wandler 54 an die CPU 55 geliefert. Dann wählt die CPU 55 einen der Eingangsspannung entsprechenden Wert aus einer vorgespeicherten Datentabelle und bestimmt das Intervall.
Die Funktion der ersten Betriebsart (Fig. 3) der in Fig. 2 gezeigten Vorrichtung zur Bewegungssteuerung für einen Induktionsmotor, die auf der Grundlage des oben beschriebenen Prinzips betrieben wird, wird unter Bezug auf Fig. 5, 6, 7 und 8 beschrieben.
Die bekannte Beziehung zwischen Schlupf, definiert als ws/ω&sub0;, und Drehmoment des Induktionsmotors ist wie in Fig. 5 gezeigt. Insbesondere, wenn der Schlupf "0" ist und das Drehmoment "0" ist. Wenn sich der Schlupf vergrößert, erhöht sich das Drehmoment schnell. Wenn der einem maximalen Drehmoment Tm entsprechende Schlupf als Sm gegeben ist, nimmt das Drehmoment allmählich ab, wenn sich der Schlupf über Sm hinaus erhöht. Deshalb kann die Drehzahl des Induktionsmotors, wie man in Fig. 5 erkennen kann, während eines Intervalls vom Zeitpunkt an dem der Schlupf "0" ist, bis zum Zeitpunkt, an dem er den Maximalwert Sm erreicht, gesteuert werden. Ein praktischer Steuerbereich ist somit auf einen engen Bereich um die Drehzahl "0" beschränkt.
Wenn die Schlupfdrehzahl den Maximalwert Sm überschreitet, verursacht dies einen Zustand, in dem die Drehzahlsteuerung außer Betrieb ist, z.B. einen Aussteigezustand, und die Drehzahl des Induktionsmotors kann nicht gesteuert werden. Insbesondere um eine Drehzahlsteuerung des Induktionsmotors zu bewerkstelligen, wird die momentane Drehzahl ωr des Induktionsmotors immer überwacht, und die Schlupfdrehzahl ωs muß immer so gesteuert werden, daß sie kleiner als ein gegebener Wert ω&sub0;x (z.B. kleiner als Sm in Fig.5) ist. Zu diesem Zweck kann das in Fig. 6 gezeigte Verhalten den momentanen Drehzahl ωs bezüglich des Spielraums oder zulässigen Werts ωs' der Schlupfdrehzahl in einem Speicher (PROM) der CPU 55 gespeichert werden, und die Schlupfdrehzahl wird gemäß diesem Verhalten gesteuert.
Was das Verhalten der momentanen Drehzahl ωr bezüglich des Spielraums ωs' der Schlupfdrehzahl ws anbetrifft, wird eine Datentabelle, die immer z.B. wenn die momentane Drehzahl ωr1 ist, eine Schlupfdrehzahl ωs1 liefern kann, vorbereitet, und die Schlupfdrehzahl ωs1 wird so bestimmt, daß sie in einen Steuerbereich (außerhalb eines Stillstandsgebiets) der in Fig. 5 gezeigten Drehmomentkurve fällt.
Fig. 7 ist ein Hauptflußdiagramm und Fig. 8 zeigt ein Flußdiagramm für eine Unterbrechung, die in gleichen Intervallen während einer Ausführung des in Fig. 7 gezeigten Hauptflußdiagramms auftritt.
In dem in Fig. 7 gezeigten Flußdiagramm wird, nachdem das System in Schritt 701 initialisiert wurde, die Referenzspannung Vref durch den variablen Widerstand 52 spannungsgeteilt. Die geteilte Spannung wird über den Schalter 53c des Schalterschaltkreises 53 an den A/D-Wandler 54 geliefert (Schritt 702). In Schritt 703 wird die geteilte Spannung durch den A/D-Wandler 54 in ein Digitalsignal konvertiert, und das Digitalsignal wird in Schritt 704 an die CPU 55 geliefert. In Schritt 705 wird entsprechend den Eingangsdaten aus der in der CPU vorbereiteten Datentabelle eine Drehzahländerung ωc pro Zeiteinheit bestimmt. Insbesondere werden Daten zur Auswahl einer Änderung ωc entlang der Ordinate aus Fig.3 zur Bestimmung der Neigung der Beschleunigungs- oder Bremsvorgangskurve der Drehung des Induktionsmotors in Übereinstimmung mit der geteilten Spannung des variablen Widerstands 52 gewählt. In Schritten 706 und 707 erhält die CPU 55 von einer externen Vorrichtung eine Drehzahlanweisung und verschiedene Zustandssignale von periphenen Schaltkreisen, und in Schritt 708 prüft die CPU 55 verschiedene Unregelmäßigkeitssignale. Wenn ein unregelmäßiger Zustand festgestellt wird, rückt der Fluß zu Schritt 709 vor, um ein Unregelmäßigkeitszustands-Verfahren auszuführen, und die Unterbrechung wird unterbunden, um kein Verfahren ohne Beachtung des festgestellten Unregelmäßigkeitszustands durchzuführen. In Schritt 710 wird ein Stopsignal zum Anhalten der Motordrehung ausgegeben. Wenn in Schritt 708 kein unregelmäßiger Zustand festgestellt wird, werden die Arbeitsgänge 706 und 707 wiederholt.
Während die Arbeitsgänge in den Schritten 706, 707 und 708 wiederholt werden, wird die in Fig. 8 gezeigte 1 ms- Intervall-Unterbrechung ausgeführt.
Unter Bezug auf Fig. 8 löst die Unterbrechung Schritt 811 aus.
Wenn die angewiesene Drehzahl größer als die aktuelle Drehzahl ist, werden die Arbeitsgänge in den Schritten 802, 803 und 804 ausgeführt. Wenn die angewiesene Drehzahl kleiner als die gegenwärtige Drehzahl ist, werden die Arbeitsgänge in den Schritten 805, 806, 807, 808 und 809 ausgeführt, so daß eine Frequenz entsprechend der momentanen Drehzahl (U/min) berechnet wird und das berechnete Ergebnis an den Drehzahlmultiplizierer 4 ausgegeben wird (Schritt 810). In Schritt 811 wählt der Schalterschaltkreis 53 den Absolutwert ωr der momentanen Drehzahl, und das ausgewählte Ergebnis wird in Schritt 812 durch den A/D-Wandler in ein Digitalsignal konvertiert. In Schritt 813 wird das Digitalsignal als der Absolutwert der Momentandrehzahl in die CPU 55 eingegeben. Nachdem die Kurve, die bezüglich des zulässigen Schlupfdrehzahlwerts ωs' ein Verhalten der Momentandrehzahl ωr wie in Fig. 6 gezeigt aufweist, im PROM vorgespeichert wird, wird der der Momentandrehzahl ωr entsprechende zulässige Wert ωs' in Schritt 814 bestimmt.
Nachdem der Schalterschaltkreis 53 in Schritt 815 die Schlupfdrehzahl ωs vom Absolutwertschaltkreis 31 empfängt wird dieser Wert durch den A/D-Wandler 54 in Schritt 816 in digitale Daten konvertiert, und die digitalen Daten werden in Schritt 817 an die CPU geliefert.
Die CPU 55 empfängt gleichzeitig den zulässigen Wert ωs' der Schlupfdrehzahl und den Absolutwert ωs davon und vergleicht diese Werte in Schritt 818.
Wenn der zulässige Schlupfdrehzahlwert ωs' größer oder gleich der Schlupfdrehzahl ωs ist, wird in Schritt 819 ein Fortsetzungssignal ausgegeben und die Drehung des Induktionsmotors wird fortgesetzt.
So geht der Lauf zu Schritt 801. In Schritt 801 wird eine angewiesene Drehzahl ωc' mit einer gegenwärtigen Geschwindigkeit ωc verglichen. Wenn eine Übereinstimmung zwischen ihnen festgestellt wird, springt der Fluß zu Schritt 810. Wenn die angewiesene Drehzahl größer als die gegenwärtige Drehzahl ist, werden die Arbeitsgänge in den Schritten 802, 803 und 804 ausgeführt. Wenn die angewiesene Drehzahl kleiner als die gegenwärtige Geschwindigkeit ist, werden die Arbeitsgänge in den Schritten 805, 806, 807, 808 und 809 ausgeführt, so daß eine Frequenz entsprechend der momentanen Drehzahl (U/min) berechnet wird und das berechnete Ergebnis an den Drehzahlmultiplizierer 4 ausgegeben wird (Schritt 810) . Im Gegensatz dazu wird, wenn die Schlupfdrehzahl ωs größer als der zulässige Schlupfdrehzahlwert ωs' ist, in Schritt 820 ein Verzögerungssignal ausgegeben, und in Schritt 810 wird ein Ergebnis der Berechnung an den Drehzahlmultiplizierer 4 geschickt. Auf diese Weise können übertrieben schnelle Beschleunigung oder Verlangsamung des Induktionsmotors unterbunden werden.
Die Funktion in der zweiten Betriebsart der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform, d.h., einem Fall, in dem das entlang der Abszisse aufgetragene Zeitintervall variabel ist und eine entlang der Ordinate aufgetragene Drehzahländerung pro Zeiteinheit die an den Induktionsmotor ausgegeben wird wie in Fig. 4 gezeigt festgelegt ist, wird unter Bezug auf die Flußdiagramme aus Fig. 7 und 8 beschrieben. In Schritt 705 wird ein Intervallunterbrechungszeit Intervall, zum Beispiel die Unterbrechungsanzahl n, die während einer Zeiteinheit von 1 ms ausgeführt werden soll, gewählt. Wenn die Unterbrechungen n mal pro ms ausgeführt werden, zeigt Fig. 8 ein Flußdiagramm für 1/n ms Intervallunterbrechung anstatt 1 ms Intervallunterbrechung. Weiter ist die in Fig. 8 gezeigte Drehzahländerung Δωc ein festgelegter Wert, beispielsweise 1 U/min. Andere Arbeitsgänge sind die gleichen wie die in der Betriebsart 1.
Fig. 9, 10 und 11 sind jeweils Flußdiagramme, die die Hauptprozedur, Intervallunterbrechung für eine langsame Start-/Stopprozedur und Intervallunterbrechung für Kontroll- Stillstand zeigen.
In der Langsam-Start/Langsam-Stop-Arbeitsprozedur und der Stillstands-Kontrollprozedur wird alle n "s" oder m "s" eine Intervallunterbrechung durchgeführt. Es ist zu beachten, daß n und m beliebige Konstanten sind, wobei n durch eine später zu beschreibende Methode bestimmt wird und m im voraus bestimmt wird.
In Schritt 902 in Fig. 9 wird, wenn der Schiebeanschluß des variablen Widerstandes 52 bewegt wird, die Referenzspannung Vref spannungsgeteilt, und die geteilte Spannung wird an den Schalter 53c des Schalterschaltkreises 53 geliefert. Wie oben beschrieben wird die geteilte Spannung der Referenzspannung Vref vom Schalter 53c an den A/D-Wandler 54 geliefert, um A/D konvertiert zu werden (Schritt 903), und die digitalen Daten werden dann an die CPU 55 geliefert (Schritt 904). In Schritt 905 werden die digitalen Daten in die CPU 55 eingegeben, und eine Zeit pro Drehzahländerungseinheit, d.h., eine Intervallunterbrechungszeit T(S) wird aus der in der CPU 55 vorbereiteten Datentabelle bestimmt.
In Schritt 906 wird die Initialisierung für die T(S) Intervallunterbrechung ausgeführt und dadurch die Intervallunterbrechung zugelassen.
Daraufhin empfängt die CPU 55 das Drehzahlanweisungssignal und das Drehrichtungssignal als ein Steuersignal (Schritt 907). In Schritt 908 entscheidet die CPU 55, ob das Drehrichtungssignal eine bezüglich der gegenwärtigen Drehrichtung entgegengesetzte Anweisung ist. Wenn die entgegengesetzte Anweisung festgestellt wird, bedeutet dies, daß sich beispielsweise der Motor, der sich gerade im Uhrzeigersinn dreht, gegen den Uhrzeigersinn drehen muß sind der Fluß rückt zu Schritt 909 vor. In diesem Fall werden eine entgegengesetzte Marke und eine entgegengesetzte Fortsetzungsmarke gesetzt und der Fluß rückt zu Schritt 911 vor. Wenn keine entgegengesetzte Anweisung festgestellt wird, wird die entgegengesetzte Marke in Schritt 910 gelöscht, und der Fluß rückt zu Schritt 911 vor. In Schritt 911 werden verschiedene Zustandssignale aus peripheren Schaltkreisen eingegeben, und in Schritt 912 wird geprüft, ob ein Unregelmäßigkeitszustand festgestellt wird. Wenn kein Unregelmäßigkeitszustand festgestellt wird, werden die Arbeitsgänge in den Schritten 907 bis 911 wiederholt. Wenn jedoch ein Unregelmäßigkeitszustand festgestellt wird, wird das gleiche Verfahren wie in der ersten Betriebsart durchgeführt.
Das T(S) Intervallunterbrechungsverfahren wird unter Bezug auf das in Fig. 10 gezeigte Flußdiagramm beschrieben. Wenn in Schritt 101 festgestellt wird, daß die entgegengesetzte Marke gelöscht wird und wenn in Schritt 102 festgestellt wird, daß die entgegengesetzte Fortsetzungsmarke gelöscht wird, wird die in die CPU 55 eingegebene Drehzahlanweisung mit der Angabe (R), die von der CPU 55 an den Drehzahlmultiplizier 4 ausgegeben wurde, verglichen. Wenn eine Übereinstimmung zwischen ihnen festgestellt wird, springt der Fluß zu "RETURN". Wenn die Drehzahlanweisung größer als die an den Drehzahlmultiplizierer 4 ausgegebene Angabe (R) ist, wird die an den Drehzahlmultiplizierer 4 ausgegebene Angabe (R) um 1 erhöht, und in Schritt 105 wird eine neue Angabe (R) an den Drehzahlmultiplizierer 4 ausgegeben. Dann springt der Fluß auf "RETURN". Wenn die Drehzahlanweisung kleiner als die an den Drehzahlmultiplizierer 4 ausgegebene Angabe (R) ist, wird die Angabe (R) im 1 erniedrigt um eine neue Angabe (R) zu erhalten (Schritt 106) . Wenn die entgegengesetzte Marke und die entgegengesetzte Fortsetzungsmarke gesetzt sind, springt der Fluß den Schritt 101 oder 102 zu Schritt 104, um zu prüfen, ob die Drehzahl null ist. Wenn in Schritt 104 festgestellt wird daß die Drehzahl null ist, springt der Fluß auf Schritt 109, sind das Drehrichtungssignal wird umgekehrt, und die entgegengesetzte Fortsetzungsmarke wird gelöscht. Daraufhin kehrt der Fluß zur Hauptprozedur zurück. Wenn in Schritt 104 festgestellt wird, daß die Drehzahl nicht null ist, wird die an den Drehzahlmultiplizierer 4 ausgegebene Angabe (R) um eins erniedrigt und wieder an den Drehzahlmultiplizierer 4 ausgegeben. In Schritt 108 wird geprüft, ob die Drehzahl null ist. Wenn in Schritt 108 festgestellt wird, daß die Drehzahl null ist, rückt der Fluß zu Schritt 109 vor, und das Drehrichtungssignal wird umgekehrt. Das entgegengesetzte Fortsetzungssignal wird in Schritt 110 gelöscht, und der Fluß kehrt dann zur Hauptprozedur zurück. Wenn in Schritt 108 festgestellt wird, daß die Drehzahl nicht null ist, kehrt der Fluß sofort zur Hauptprozedur zurück.
Das Stillstands-Kontroll-Intervallunterbrechungsverfahren wird unter Bezug auf das in Fig. 11 gezeigte Flußdiagramm beschrieben.
Unter Bezug auf Fig. 11 wird die in den Schalter 53a des Schalterschaltkreises eingegebene momentane Drehzahl ωr gewählt, durch den A/D-Wandler 54 in ein Digitalsignal konvertiert, und das Digitalsignal wird an die CPU 55 geliefert (Schritte 111, 112 und 113). In Schritt 114 wird der Schlupfspielraum ωs' aus der Datentabelle ausgegeben. Die Schlupfdrehzahl ωs wird in den Schalter 53b des Schalterschaltkreises 53 eingegeben und durch den A/D-Wandler 54 in ein Digitalsignal konvertiert. Das Digitalsignal wird dann an die CPU 55 geliefert (Schritte 115, 116 und 117).
In Schritt 118 wird die Schlupfdrehzahl ωs mit dem Spielraum ωs' der Schlupfdrehzahl verglichen. Wenn der Spielraum ωs' größer als die Schlupfdrehzahl ωs ist, werden in Schritt 120 die Fortsetzungssignale S4 und S5 ausgegeben, und der Fluß kehrt zur Hauptprozedur zurück. Wenn die Schlupfdrehzahl ωs größer als der Spielraum ωs' ist, wird das Verzögerungssignal S4 oder S5 ausgegeben, um die Drehung des Induktionsmotors zu verzögern, und der Fluß kehrt zur Hauptprozedur zurück.
Auf diese Weise können übermäßig schnelle Beschleunigung und Verlangsamung unterbunden werden, und ein Stillstand kann ebenso verhindert werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung können übermäßig schnelle Beschleunigung und Verlangsamung unterbunden werden, und der Induktionsmotor kann als Stellmotor eingesetzt werden.

Claims

1. Eine Vorrichtung zur Bewegungssteuerung für einen Induktionsmotor, die einen Induktionsmotor (109) und einen vektorgesteuerten Inverter zur kontrollierten Energielieferung an den Induktionsmotor umfaßt wobei die Frequenz des Inverters durch ein ω&sub0; definiert ist, das aus der Summe einer Schlupfdrehzahl ωs, die in der Vektorsteuerung berechnet wird, und einer detektierten Drehzahl ωr, die durch Feststellung der Motordrehung bestimmt wird, hergeleitet ist, gekennzeichnet durch

Einrichtungen (4, 6, 7, 11, 12, 17) zur Erzeugung erster serieller Impulse mit einer Periode entsprechend einer angewiesenen Drehzahl des Induktionsmotors und zum Befehl einer Drehpositionsänderung dem Induktionsmotors;

Einrichtungen (111A, 33) zur Feststellung der Drehpositionsänderung und Erzeugung zweiter serieller Impulse, die die festgestellte Änderung repräsentieren;

Proportionalabweichungszählereinrichtungen (15) zum Sammeln der Zahlen der ersten seriellen Impulse und der zweiten seriellen Impulse, um kontinuierlich eine Differenz zwischen einer momentanen Position und einer angewiesenen Position zu erhalten;

Einrichtungen (34, 35), um eine momentane Drehzahl im Verhältnis zu einer Auftrittsdichte der zweiten seriellen Impulse zu gewinnen;

auf die momentane Drehzahl ansprechende Einrichtungen (S3, S4, S5) zum Auslesen einer in Übereinstimmung mit dem Verhalten des Induktionsmotors vorbestimmten zulässigen Schlupfdrehzahl ωs' ;

Einrichtungen (16, 101) zur Erzeugung eines Drehmomentbefehlssignals auf der Grundlage einer Differenz zwischen einer Ausgabe der genannten Proportionalabweichungszählereinrichtungen und der momentanen Drehzahl;

Einrichtungen (102, 116, 117, 31), um durch Verwendung des Drehmomentbefehlssignals, der momentanen Drehzahl und von Konstanten in einem Ersatzschaltkreis des Induktionsmotors kontinuierlich eine Schlupfdrehzahl zu gewinnen;

Einrichtungen (55) zum Vergleich der Schlupfdrehzahl ωs und der zulässigen Schlupfdrehzahl ωs' und

Einrichtungen (55) zur Steuerung der Erzeugung der ersten seriellen Impulse in der Weise, daß für ωs' ≥ ωs die ersten seriellen Pulse entsprechend einer Neigung einer vorher gewählten Beschleunigungs-/Verlangsamungskurve der Drehung erzeugt werden und daß die ersten seriellen Impulse für ωs' < ωs derart erzeugt werden, daß die Neigung der Beschleunigungs-/Verlangsamungskurve verringert wird und damit die Bewegung einschließlich Erhöhung oder Erniedrigung der Drehzahl des Induktionsmotors bezüglich eines Zeitintervalls gesteuert wird.

2. Eine Vorrichtung gemäß Anspruch 1, in der die Neigung der Beschleunigungs-/Verlangsamungskurve in Übereinstimmung mit dem Wert der zulässigen Winkelfrequenz ωs' beschränkt ist, während in der Beschleunigungs- /Verlangsamungskurve ein Zeiteinheitsintervall konstant gehalten wird und eine Drehzahländerung pro Zeiteinheitsintervall variabel ist.

3. Eine Vorrichtung gemäß Anspruch 1, in der die Neigung der Beschleunigungs-/Verlangsamungskurve in Übereinstimmung mit dem Wert der zulässigen Winkelfrequenz ωs' beschränkt ist, während in der Beschleunigungs- /Verlangsamungskurve eine Drehzahländerung pro Zeiteinheitsintervall konstant gehalten wird und ein Zeiteinheitsintervall variabel ist.