DE3619924A1

DE3619924A1 - Verfahren und vorrichtung zum bilden einer rauschabstandwertzahl fuer digital codierte daten

Info

Publication number: DE3619924A1
Application number: DE19863619924
Authority: DE
Inventors: Michael A Robinton
Original assignee: ROBINTON PRODUCTS Inc
Current assignee: ROBINTON PRODUCTS Inc
Priority date: 1985-06-21
Filing date: 1986-06-13
Publication date: 1987-01-02
Also published as: US4688234A; SE8602770D0; BE904973A; NL8601334A; SE8602770L; GB8611063D0; JPS61296843A; IT1207298B; GB2176977B; FR2583883B1; GB2176977A; CA1240367A; FR2583883A1; IT8620849A0

Description

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf eine Geräuschmeßvorrichtung bzw. ein -verfahren, insbesondere eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Abschätzen einer Rauschabstandwertzahl (SNR-Wertzahl) für eine digital codierte Nachricht.

Häufig ist es bei Nachrichtensystemen nötig, die Qualität einer Nachrichtenverbindung festzustellen. Eine Möglichkeit der Abschätzung einer Rauschabstandwertzahl geht aus der Veröffentlichung von J.K. Holmes "Coherent Spread Spectrum Systems", SS. 615-619, 1982 hervor.

Diese Veröffentlichung gibt verschiedene Gleichungen an, um eine Rauschabstandschätzzahl unter Verwendung von Variablen, welche den Mittelwert verschiedener den Daten entnommener Proben darstellen, gemeinsam mit einem Wert für die Probenvarianz zu berechnen. Aus der Veröffentlichung geht nicht hervor, wie der Probenmittelwert und die Probenvarianzdaten in einem praktisch zu verwirklichenden System erhalten werden können.

Aufgabe der Erfindung ist es, ohne weiteres eine Wertzahl für eine empfangene, digital codierte Nachricht unter Verwendung leicht zu implementierender Komponenten erzeugen zu können.

Dazu wird eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Abschätzen einer Rauschabstandwertzahl für eine empfangene, digital codierte, binäre Datenfolge offenbart. Die Datenfolge geht von einer die Daten sendenden Quelle aus, wobei sich die logischen Zustände der Daten am Sender zu vorherbestimmten Zyklus- oder "Epochen"-zeitpunkten verändern können.

Zu der Vorrichtung gehört eine Einrichtung zum Empfang der Daten sowie eine Einrichtung zum Erzeugen von Übergangssignalen, welche die Zeiten angeben, an denen die Übergänge in den empfangenen Daten erfolgen. Solche Übergangssignale können beispielsweise von einer Differenzierschaltung erzeugt werden, die jedesmal bei Feststellung eines Übergangs in den Daten einen Ausgangsimpuls liefert. Zu der Vorrichtung gehört ferner eine Einrichtung zum Erzeugen von Bezugssignalen, die vorherbestimmte Zykluszeitpunkte der Datenfolge am Sender angeben. Für diesen Anwendungsfall kann ein synchroner Oszillator und ein Phasendetektor zusammen mit einer variablen Frequenzquelle vorgesehen sein. Außerdem ist es möglich, die empfangenen Daten zu analysieren und solche Bezugssignale unter Anwendung von Korrelationstechniken zu erzeugen.

Die Übergangs- und Bezugssignale werden dazu benutzt, Abweichungsdaten zu liefern, welche den Zeitunterschied zwischen den Übergängen in den empfangenen Daten und den Zykluszeitpunkten angeben. Diese Funktion kann z. B. von einer Reihe von Zählern erfüllt werden, die der Reihe nach unter Verwendung der Bezugssignale aktiviert werden, wobei die Zähler in Abhängigkeit von den Übergangssignalen weitergeschaltet werden. Damit enthalten die Zähler am Ende einer Nachrichtenfolge die Abweichungsdaten. Die Daten in jedem einzelnen Zähler geben die Anzahl von Übergängen wieder, die innerhalb einer bestimmten Zeitspanne oder eines zeitlichen Bereichs in bezug auf die zugehörige Zykluszeitspanne stattgefunden haben. Um diese Funktion durchzuführen, können aber auch andere Vorrichtungen benutzt werden.

Die Abweichungsdaten werden dann charakterisiert und in Abhängigkeit von dieser Charakterisierung wird eine Wertzahl erzeugt, die den angenäherten Rauschabstand der empfangenen Datenfolge angibt. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist das Wertzahlsignal eine Funktion der an den Ausgängen einer Reihe von Zählern, hier als Abweichungszähler bezeichnet, gemäß der folgenden Gleichung zur Verfügung gestellten Abweichungsdaten: worin SNRE die Wertzahl darstellt; M = die Anzahl der Abweichungszähler; n = ein Index; und DCNT(n) die Abweichungsdaten darstellt.

Im folgenden ist die Erfindung mit weiteren vorteilhaften Einzelheiten anhand schematisch dargestellter Ausführungsbeispiele näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1A und 1B Blockdiagramme eines ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 2 ein Zeitdiagramm, welches in den verschiedenen Ausführungsbeispielen der Erfindung erzeugte, typische Signalverläufe zeigt;

Fig. 3 eine graphische Darstellung für Beispiele von Zählerausgängen der Abweichungszähler des ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 6 ein Blockschaltbild eines abgewandelten Ausführungsbeispiels der Erfindung, bei dem Merkmale der Ausführungsbeispiele gemäß Fig. 1B und 4 kombiniert sind.

Bei dem in Fig. 1A gezeigten ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird eine Folge digital codierter Nachrichten, die jeweils typischerweise eine Länge von 220 Bits haben, auf einer Leitung 12 empfangen. Die Nachrichten werden von einem entfernten Sender erzeugt und von einem hier nicht gezeigten Demodulator am Empfänger demoduliert. Die Übergänge in den Daten am Sender können sich zu vorherbestimmten Zykluszeitpunkten ändern. Der Sender enthält vorzugsweise eine Vorrichtung, die sicherstellt, daß jede Nachrichtenfolge eine vorherbestimmte Mindestanzahl von Datenübergängen enthält. Das kann durch Kontrollsummieren (hashing) der Daten erreicht werden, wie bekannt. Außerdem enthält jede Nachricht eine Anfangsfolge von Bits für Synchronisationszwecke.

Die Leitung 12 ist mit dem Eingang eines herkömmlichen synchronen Oszillators 8 verbunden. Der Oszillator 8 hat eine nominale Ausgangsfrequenz, die so eingestellt ist, daß sie der Impuls- oder Datenrate der empfangenen Daten gleicht, wobei der Ausgang des Oszillators mit den empfangenen Daten phasenkohärent ist.

Der digitale Ausgang des Oszillators 8 ist mit einem Eingang eines herkömmlichen digitalen Phasendetektors 10 verbunden, dessen Ausgang mit einer Frequenzsyntheseschaltung 16 gekoppelt ist, wie durch eine Leitung 14 angedeutet. Wie noch näher erläutert wird, erzeugt die Frequenzsyntheseschaltung 16 ein kohärentes Bezugsausgangssignal auf einer Leitung 17, dessen Frequenz beim vorliegenden Beispiel dem N-fachen der Basisbanddatenrate der auf der Leitung 12 empfangenen Daten entspricht. Beim vorliegenden Beispiel hat N einen Wert von 256 (2⁸). Es können aber auch andere Werte für N benutzt werden.

Das Ausgangssignal des Phasendetektors auf der Leitung 14 wird zum Steuern des Ausgangs der Frequenzsyntheseschaltung 16 benutzt, welcher einen Nennausgang hat, dem 256-fachen der Basisbanddatenrate entspricht. Bei einer tatsächlich verwirklichten Schaltung würde auf den Detektor 10 normalerweise ein Tiefpaßfilter folgen. Der Filter und gewisse weitere herkömmliche, allgemein bekannte Elemente, die nicht zur Erfindung gehören, sind weggelassen, um den wahren Kern der Erfindung nicht unnötig unklar zu machen.

An den Ausgang der Frequenzsyntheseschaltung 16 auf der Leitung 17 ist ein Zähleingang eines Zählers oder sonstigen Frequenzteilers 18 angeschlossen. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel ist der Zähler 18 ein achtstufiger Binärzähler, dessen Ausgangssignal des werthöchsten Bits (MSB) auf der Leitung 19 an den restlichen Eingang des Phasendetektors 10 angelegt wird. Der Zähler 18 liefert dem Detektor also das Ausgangssignal der Frequenzsyntheseschaltung geteilt durch 256 (2⁸). Der Phasendetektor 10 steuert die Frequenzsyntheseschaltung 16 so, daß das Teilerausgangssignal auf der Leitung 19 eine Frequenz gleich der Basisbanddatenrate des empfangenen Signals hat, und eine Phasenrelation, welche in bezug auf die Zykluszeitpunkte der Daten am Sender festgelegt ist.

Mit den vier wertniedrigsten Bits (LSB) des achtstufigen Zählers 18 sind vier Eingänge einer binären Decodierschaltung 20 verbunden, wie durch die Leitung 22 angedeutet. Die sechzehn (2⁴) getrennten, decodierten Ausgangssignale der Decodierschaltung 20 sind mit den entsprechenden getrennten Eingängen von sechzehn jeweils zwei Eingänge aufweisenden UND-Gattern 24 gekoppelt, wie durch die Leitung 23 angedeutet. Die restlichen Eingänge der sechzehn UND-Gatter sind zusammengeschaltet und mit dem Ausgang einer Differenzierschaltung 26 verbunden, die so ausgelegt sein sollte, daß sie symmetrisch an den steigenden und fallenden Flanken der Daten triggert.

Der Eingang der Differenzierschaltung 26 ist mit der Leitung 12 verbunden, welche die empfangene, digital codierte Nachricht führt.

Zu der Vorrichtung gemäß diesem ersten Ausführungsbeispiel gehören ferner sechzehn getrennte Abweichungszähler 30, vorzugsweise verwirklicht als achtstufige Binärzähler. Die Zähleingänge der Zähler 30 sind mit den entsprechenden Ausgängen der zugehörigen UND-Gatter 24 verbunden. Jeder Zähler hat einen hier nicht gezeigten Rückstelleingang, der ein Rückstellen der Zähler bei Beginn jeder Nachricht ermöglicht. Eine herkömmliche, hier nicht gezeigte Detektorschaltung, die den Beginn einer Nachricht wahrnimmt, dient zur Feststellung der Datensynchronisationsbits der ankommenden Nachricht und erzeugt in Abhängigkeit davon einen Rückstellimpuls.

Die Zählausgänge der Abweichungszähler 30 sind alle mit dem Eingang eines entsprechend programmierten Prozessors 34 verbunden, wie durch die Leitung 32 angedeutet. Der Prozessor 34 charakterisiert in einer noch näher zu beschreibenden Weise die Zählerausgänge und erzeugt ein Rauschabstandschätzsignal (SNRE-Signal) auf einer Leitung 36.

Im Anschluß an die Beschreibung des Aufbaus des ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung soll nun dessen Arbeitsweise erläutert werden. In Fig. 2 ist ein Signalverlauf 38 dargestellt, der ein kurzes Segment einer übertragenen, digital codierten Datennachricht wiedergibt, wie sie am Sender erscheint. Der Teil des Signalverlaufs auf niedrigem Pegel stellt eine logische "0" dar, während der Teil mit dem höheren Pegel eine logische "1" wiedergibt. Der Sender ist so verwirklicht, daß Übergänge in den Basisbanddaten nur zu vorbestimmten Zyklus- oder "Epochen"-zeiten erlaubt sind, wobei das Intervall zwischen solchen Zykluszeiten festliegt. Übergänge zwischen logischen Zuständen in dem als Beispiel gewählten Segment erscheinen zu Zykluszeiten T ₀ und T ₁.

Der Signalverlauf 40 stellt dasselbe Segment der übertragenen Daten dar, wie es auf der Leitung 12 (Fig. 1A) empfangen wird, die mit dem Eingang des Oszillators 8 verbunden ist. Rauschen in der Datenverbindung zwischen dem Sender und dem Empfänger zeigt sich hauptsächlich in Form von Verlagerungen in bezug auf die Zeit in den Datenübergängen zwischen logischen Zuständen, die von den nominalen Zykluszeiten T ₀ und T ₁ abweichen. Es wird angenommen, daß die Schwankungen in den Datenübergängen hauptsächlich durch Gauss'sches Rauschen verursacht werden und deshalb Übergänge in den empfangenen Daten insgesamt auf Gauss'sche Weise vom Nennwert abweichen.

Unter Hinweis auf Fig. 1A führt der Ausgang des Phasendetektors 10auf der Leitung 14 ein Steuersignal auf dieser Leitung, welches sich in Übereinstimmung mit der Phasendifferenz zwischen dem Ausgang des Oszillators 8 und dem MSB-Ausgang des Zählers 18 auf der Leitung 19 ändert. Das Steuersignal auf der Leitung 14 stellt sicher, daß der Ausgang der Frequenzsyntheseschaltung 16 in bezug auf die Basisbandzykluszeitpunkte am Sender insgesamt phasenkohärent ist. In der vorliegenden Beschreibung wird der Ausdruck, daß zwei Signale "phasenkohärent" sind, benutzt, um auszudrücken, daß die Signale eine insgesamt feste Phasenrelation zueinander haben, obwohl sie nicht notwendigerweise phasengleich sein müssen.

Der kohärente, digitale Ausgang der Frequenzsyntheseschaltung 16 ist über die Leitung 17 mit dem Zähleingang des durch 256 teilenden, binären, achtstufigen Zählers 18 verbunden. Der MSB-Ausgang des Zählers, der gleichfalls in bezug auf die Zykluszeiten der übertragenen Basisbanddaten phasenkohärent ist, hat eine Periode, die dem Intervall zwischen den Zykluszeiten (T ₀, T ₁, usw.) der übertragenen Basisbanddaten entspricht. Die logischen Übergänge des MSB-Ausgangs des Zählers 18 werden durch den Signalverlauf 44 in Fig. 2 wiedergegeben und dienen als abgeleitete Referenzgrößen.

Die Differenzierschaltung 26 erzeugt ein schmales Taktimpulssignal auf der Ausgangsleitung 28, sobald es in den empfangenen Daten einen Übergang zum Positiven oder zum Negativen gibt. Der Signalverlauf 42 in Fig. 2 gibt als Beispiel den Ausgang der Differenzierschaltung 26 wieder, wenn ein emfangenes, dem Signalverlauf 40 entsprechendes Datensignal am Eingang anliegt. Sobald also in den empfangenen Daten ein Übergang zwischen einer logischen "0" und einer logischen "1" auftritt, wird an einem Eingang jedes der sechzehn UND-Gatter 24 ein Taktimpuls angeboten.

Die Decodierschaltung 20 ist ein herkömmlicher, binärer Decodierer mit einem Eingang, der mit den vier LSB-Ausgängen des binären Zählers 18 gekoppelt ist, wobei jedes der wertniedrigsten Bits eine Frequenz hat, die ein Untervielfaches der Ausgangsfrequenz der Frequenzsyntheseschaltung ist. So erzeugt die Decodierschaltung 20 der Reihe nach Vorbereitungssignale an den sechzehn (2⁴) Ausgangsleitungen 23, um nacheinander die sechzehn UND-Gatter 24 zu aktivieren. Wenn in den empfangenen Daten ein Übergang erfolgt, wird je nach dem Zeitpunkt des Überganges ein bestimmtes der UND-Gatter 24 aktiviert, so daß der zugehörige Abweichungszähler 30 weitergeschaltet werden kann. Der jeweils weitergeschaltete Zähler zeigt die momentane Phasenabweichung des Datenüberganges vom Nennwert an, da die Decodierausgänge auf der Leitung 22 vom kohärenten Ausgang der Frequenzsyntheseschaltung 16 abgeleitet sind.

Wenn überhaupt kein Rauschen vorhanden ist, bleibt der Zeitpunkt der Übergänge in den empfangenen Daten während der ganzen Länge der Nachricht fest in bezug auf das abgeleitete Bezugssignal, welches durch den Signalverlauf 44 wiedergegeben ist. In diesem Fall wird während des Empfangs einer Nachricht nur einer der sechzehn Abweichungszähler 30 weitergeschaltet. Wenn umgekehrt die empfangenen Daten stark mit Rauschen belastet sind, werden alle sechzehn Abweichungszähler etwa um den gleichen Betrag weitergeschaltet. Die Verteilung der Zählungen unter den sechzehn Abweichungszählern 30 ist ein Anzeichen für den Rauschabstand der empfangenen Nachricht.

Die in Fig. 3 gezeigte Kurve gibt als Beispiel den Verlauf der Verteilung von Zählungen unter den sechzehn Abweichungszählern 30 am Ende einer Nachricht wieder. Auf der Abszisse sind die sechzehn Abweichungszähler angegeben, während die Ordinate die von jedem Zähler während einer Nachricht empfangene Anzahl von Zählungen wiedergibt. Wie aus der Kurve 48 in Fig. 3 zu entnehmen ist, wurde der Zähler der Nummer 8 etwa 45-mal während der Nachrichtenperiode weitergeschaltet, während die übrigen Zähler weniger oft weitergezählt haben. In einem idealisierten System würde die Kurve 48 eine Gauss'sche Verteilung um einen Nominalwert darstellen, wenn angenommen wird, daß es sich bei dem Rauschen um Gauss'sches Rauschen auf vernünftigem Pegel handelt.

Es sollte erwähnt werden, daß die absolute Phasenrelation zwischen den von der Frequenzsyntheseschaltung 16 abgeleiteten Bezugssignalen und den Zykluszeiten am Sender keine kritische Bedeutung hat. Allerdings müssen die Bezugssignale während der ganzen Nachricht in bezug auf die Zykluszeiten in der Phase kohärent sein. Würde man beispielsweise die abgeleiteten Bezugssignale, die die durch Kurve 48 wiedergegebenen Zählerausgänge erzeugt haben, in der Phase verschieben, dann entstünde eine Zählerverteilung wie sie durch die Kurve 46 wiedergegeben ist. Aus einem Vergleich zwischen den Kurven 46 und 48 ergibt sich, daß die Kurve 46 zwar der Kurve 48 ähnlich, aber ihr gegenüber verlagert ist. Es liegt auf der Hand, daß es die Gestalt der Zählerverteilungskurve, und nicht deren Lage, ist, welche die Wertzahl bestimmt.

Beim vorliegenden Beispiel werden nur die vier wertniedrigsten Bits des Zählers 18 decodiert, um M = 16 Zähler wahlweise zu aktivieren. Wenn gewünscht, könnten aber auch alle acht Stufen des Zählers 18 decodiert werden, so daß die Decodierschaltung 20 insgesamt 256 (2⁸) decodierte Ausgangssignale zur Verfügung stellte. In diesem Fall würden M = 256 getrennte UND-Gatter und Zähler benutzt. Folglich könnte die Zeitbestimmung der Übergänge in den empfangenen Daten in bezug auf den Nominalwert oder den abgeleiteten Bezugswert unzweideutig festgelegt werden. Allerdings wird ein viel geringerer Grad an Kompliziertheit erreicht, wenn nur die vier wertniedrigsten Bits des achtstufigen Zählers decodiert werden, so daß nur sechzehn Abweichungszähler benötigt werden.

Die Auflösung bleibt die gleiche, als wenn alle acht Stufen decodiert werden; da aber die werthöchsten Bits nicht decodiert werden, steht nicht ausreichend Information zur Verfügung, um den Zeitpunkt, an dem ein Übergang zwischen Zykluszeitenperioden erfolgt, einmalig zu kennzeichnen. Es ist also möglich, daß es bei sehr stark rauschgestörten Nachrichten zu Aliasing kommt. Wahrscheinlich würde aber eine so stark rauschende Nachricht ohnehin nicht nutzbar ein, so daß kein SNRE-Wert, d. h. keine Rauschabstandschätzung erforderlich ist.

Der in Fig. 1A gezeigte Prozessor 34, zu dem ein entsprechend programmierter Rechner gehört, empfängt den Abweichungsdatenausgang der sechzehn Abweichungszähler 30 und nimmt eine Charakterisierung in Form einer Verteilungsanalyse daran vor, um das SNRE-Signal zu erzeugen. Die Größe des SNRE-Wertes ist vorzugsweise eine Funktion der Zählausgänge der Abweichungszähler. Der SNRE-Wert läßt sich etwa durch die folgende Gleichung ausdrücken: worin SNRE die Größe der Wertzahl darstellt, M = die Anzahl der Abweichungszähler, n = ein Index, und DCNT(n) die Abweichungsdaten wiedergibt, die die Größe der Zählungen der jeweiligen Abweichungszählerausgänge sind.

Es hat sich gezeigt, daß ein genauerer SNRE-Wert erhalten werden kann, wenn diejenigen Abweichungszählerausgänge ignoriert werden, die unterhalb eines vorherbestimmten Wertes liegen. Die folgende Gleichung ergibt einen SNRE- Wert, der genauer den Rauschabstand der empfangenen Nachricht annähert: worin SNRE die Größe der Wertzahl darstellt, M = die Gesamtanzahl der Abweichungszähler, n = ein Index, L = die Anzahl der Abweichungszähler, deren Ausgang eine vorherbestimmte Zählung übersteigt, V(n) = die Größe der L einzelnen Abweichungszählerausgänge, K = eine Konstante und C = eine Konstante.

Wie schon erwähnt, werden bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel M = 16 Abweichungszähler 30 benutzt. Der Wert V(n) gibt die Abweichungszählerausgänge wieder, die zu berücksichtigen sind, wobei Zähler mit einer Zählung unterhalb einer vorherbestimmten Ziffer außer Acht gelassen werden. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel werden nur Zählerausgänge, die gleich oder größer sind als eins berücksichtigt. Angesichts der Länge der Nachrichten und der Anzahl der Abweichungszähler 30 ist der Wert V(n) typischerweise größer als null und meistens kleiner als einhundert. Der Wert von L gibt an, wieviele Abweichungszähler 30 eine gültige Zählung haben, d. h. eine Zählung, die gleich eins oder größer als eins ist.

Es mag sich als nötig erweisen, den Mindestabweichungszählerausgang, der als gültig zu berücksichtigen ist, zu erhöhen oder zu erniedrigen. Eine Mindestzählung von eins hat sich als ideal erwiesen für M = 16 Abweichungszähler und eine Nachrichtenlänge von ca. 220 Bits. Für die gleichen Bedingungen wird die Konstante K auf eins eingestellt, obwohl es auch hier nötig sein kann, zum Erhalt optimaler Ergebnisse diesen Wert zu verstellen. Die Konstante C ist ein Multiplikationsfaktor und wird auf 2^-13 eingestellt, wobei dieser Wert eine Funktion der Nachrichtenlänge und der Anzahl an Abweichungszählern ist.

Die Berechnung gemäß Gleichung (3) ergibt ziemlich ungenaue Ergebnisse für Werte von SNRE, die etwa 44 überschreiten. Für einen SNRE-Wert oberhalb 44 wird der Schätzwert also vorzugsweise auf 45 eingestellt.

Zwar ist die Gleichung (3) die gegenwärtig bevorzugte Weise, in der die Abweichungsdaten zum Bilden des SNRE- Wertes charakterisiert werden; aber es können auch andere Charakterisierungen zufriedenstellende Ergebnisse liefern. Vorzugsweise bleibt der SNRE-Wert eine Funktion des Verhältnisses der Summe der Quadrate der Abweichungsdaten und des Quadrates der Summen der Daten, wie in folgender Gleichung angegeben: worin SNRE die Größe der Wertzahl darstellt, M = Gesamtanzahl an Abweichungszählern, n = ein Index und DCNT(n) die Abweichungsdaten wiedergibt.

In einigen Anwendungsfällen ist es wünschenswert oder zweckmäßig, ein phasenmoduliertes Signal zu übertragen, bei dem der Träger und die digital codierten Modulationsdaten in festem Phasenverhältnis zueinander stehen. In diesem Fall kann ein kohärentes Bezugssignal unmittelbar vom Träger statt von den Basisbanddaten abgeleitet werden. Das Bezugssignal kann unter Verwendung der gleichen Phasendetektor- und Frequenzsyntheseschaltung erzeugt werden, wie sie zum Demodulieren des modulierten Trägersignals benutzt wird. Bei der alternativen Ausführungsform gemäß Fig. 1B sind diejenigen Elemente, die denjenigen beim Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1A im wesentlichen gleichwertig sind, mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet.

Gemäß Fig. 1B wird ein phasengetasteter (phase reversal keyed = PRK) Träger, der eine Trägerfrequenz F hat, auf einer Leitung 60 empfangen. Beim vorliegenden Beispiel beträgt die Trägerfrequenz etwa das Zweihundertfache der Basisbanddatenrate. Der modulierte Träger ist mit einem herkömmlichen Frequenzverdoppler 59 gekoppelt. Wie allgemein bekannt, hat ein Frequenzverdoppler die Aufgabe, Daten aus dem PRK-Signal zu entfernen, so daß der Ausgang des Verdopplers ein unmodulierter Träger mit einer Frequenz von 2F ist.

Der unmodulierte Träger wird mit einem Eingang eines herkömmlichen Phasendetektors 10 gekoppelt, dessen Ausgang mit einem Steuereingang einer Frequenzsyntheseschaltung 16 verbunden ist, deren Nennfrequenz auf das Zwanzigfache der Frequenz des empfangenen Trägers eingestellt ist.

Der Ausgang der Frequenzsyntheseschaltung 16 ist mit dem Eingang eines Frequenzteilers 62 verbunden, der den Ausgang durch zehn dividiert. Der Ausgang des Frequenzteilers 62, der eine Frequenz von 2F hat, ist mit dem zweiten Eingang des Phasendetektors 10 verbunden. Folglich steuert der Phasendetektor 10 die Frequenzsyntheseschaltung 16 so, daß deren Ausgang mit dem ankommenden Träger phasenverrastet ist. Es ist erkennbar, daß der Phasendetektor 10, die Frequenzsyntheseschaltung 16 und der Frequenzteiler 62 gemeinsam eine Frequenzvervielfacherschaltung bilden.

Das Ausgangssignal der Frequenzsyntheseschaltung 16 dient als Bezugssignal und ist dem Ausgangssignal der Frequenzsyntheseschaltung 16 bei der Ausführungsform gemäß Fig. 1A gleichwertig. Der Ausgang der Frequenzsyntheseschaltung dient nicht nur zum Demodulieren des Eingangssignals sondern auch als Referenz zur Bestimmung des SNRE-Wertes des Eingangssignals.

Der Ausgang der Frequenzsyntheseschaltung 16 ist ferner mit einem Frequenzteiler 18 verbunden, der das 20F-Bezugssignal durch 256 dividiert. Der Frequenzteiler ist vorzugsweise von einem achtstufigen Binärzähler gebildet, dessen vier werthöchste Bits mit dem Eingang einer binären Decodierschaltung 20 gekoppelt sind, wie durch die Leitung 22 angedeutet. Die Decodierschaltung 20 erzeugt sechzehn Ausgänge für jedes Zykluszeitintervall, um der Reihe nach sechzehn hier nicht gezeigte UND-Gatter zu aktivieren, wie noch näher erläutert wird.

Der 2F-Ausgang des Frequenzteilers 62 wird ferner von einer durch zwei teilenden Schaltung 63 auf die Frequenz F dividiert. Der Bezugsausgang der Schaltung 63 ist mit einem Eingang eines zweiten Phasendetektors 64 verbunden, dessen anderer Eingang mit der Leitung 60 gekoppelt ist, die das modulierte Signal führt. Der Phasendetektor 64 demoduliert das Eingangssignal, wie bekannt. Das festgestellte Ausgangssignal auf der Leitung 12 wird einer Differenzierschaltung 26 ähnlich der in Fig. 1A gezeigten Differenzierschaltung 26 zugeführt. Folglich entsteht am Ausgang der Differenzierschaltung auf der Leitung 28 immer dann ein Takt, wenn in den Daten ein Übergang zum Negativen oder zum Positiven erscheint.

Da im übrigen die in Fig. 1B gezeigte Schaltung in der gleichen Weise funktioniert wie das in Fig. 1A gezeigte Ausführungsbeispiel, ist der Rest nicht gezeigt. Der Ausgang der Differenzierschaltung auf der Leitung 28 ist mit dem Eingang einer Reihe von UND-Gattern ähnlich den UND-Gattern 24 gemäß Fig. 1A mit jeweils zwei Eingängen gekoppelt.

Außerdem sind in ähnlicher Weise die sechzehn Ausgänge der Decodierschaltung, dargestellt durch die Leitung 23, mit den entsprechenden übrigen Eingängen der UND-Gatter 24 verbunden. Bei dem Verhältnis zwischen dem Träger und der Basisbanddatenfrequenz ist die von den Ausgängen der Decodierschaltung 20 ermöglichte Auflösung gleichwertig zu der Ausführungsform gemäß Fig. 1A.

Das in Fig. 4 gezeigte zweite Ausführungsbeispiel der Erfindung weist gleichfalls einen synchronen Oszillator 8 auf, der von den auf der Leitung 12 anstehenden, demodulierten Daten gesteuert wird. Auch hier sind wieder entsprechende Schaltkreiselemente, die dem ersten Ausführungsbeispiel gleichwertig sind, mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Wie beim Oszillator 8 in Fig. 1A wird auch bei diesem zweiten Ausführungsbeispiel der Oszillator 8 auf einen Nennwert eingestellt, der der Zykluszeitrate der empfangenen Daten gleich ist. Der Ausgang des Oszillators 8 ist mit einem Eingang eines Phasendetektors 10 verbunden, dessen Ausgang dazu dient, eine Frequenzsyntheseschaltung 16 zu steuern, die ein kohärentes Bezugssignal auf einer Leitung 17 erzeugt. Die Frequenz des Frequenzsyntheseschaltungsausgangs ist normalerweise auf das 256-fache der Basisband-Zykluszeitrate eingestellt, wie es auch bei der Frequenzsyntheseschaltung 16 gemäß Fig. 1A der Fall ist.

Der Ausgang der Frequenzsyntheseschaltung wird unter Verwendung eines achtstufigen binären Zählers 18 bis auf die Basisbanddatenrate herab dividiert. Die vier wertniedrigsten Bits des Zählers 18 sind mit vier getrennten Eingängen eines herkömmlichen Latch 50 verbunden, wie durch die Leitung 22 angedeutet. Die vier Ausgänge des Latch 50 sind mit dem Eingang eines Prozessors 52 gekoppelt, wie durch die Leitung 53 angedeutet.

Die Leitung 12, die die demodulierten, digital codierten Daten führt, ist auch mit dem Eingang einer Differenzierschaltung 26 ähnlich der entsprechenden Schaltung beim Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1A verbunden. Der Ausgang 28 der Differenzierschaltung 26 ist mit einem Eingang des Prozessors 52 und mit dem Stelleingang des Latch 50 verbunden. Im Betrieb erzeugt der Zähler 18 kohärente Zählausgangssignale, die auf den Leitungen 22 zur Verfügung stehen und den Ausgangssignalen des entsprechenden Zählers beim Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1A im wesentlichen gleich sind. Sobald in den empfangenen Daten ein Übergang erfolgt, stellt die Differenzierschaltung 26 einen Taktimpuls in der Leitung 28 zur Verfügung, der den Latch 50 zum Speichern der laufenden vier wertniedrigsten Bits des Zählers 18 veranlaßt. Der Taktimpuls zeigt außerdem über eine Unterbrechung dem Prozessor 52 an, daß der Ausgang des Latch 50 abzutasten ist, der zeitweilig die vier Zählerausgänge speichert, bis der Prozessor die Unterbrechung bedienen kann.

Die vier Ausgänge des Latch 50 werden vom Prozessor 52 zum Adressieren eines von M = 16 (2⁴) hier nicht gezeigten internen Registern benutzt, welche den sechzehn Abweichungszählern 30 beim Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1A entsprechen. Bei jedem von der Differenzierschaltung 26 über die Leitung 28 zur Verfügung gestellten Taktimpuls wird der Inhalt des dem decodierten Ausgang zugeordneten internen Registers um eins erhöht. Am Ende der Nachricht wird der Inhalt aller sechzehn internen Register ähnlich wie beim ersten Ausführungsbeispiel unter Anwendung der Gleichung (3) charakterisiert, um auf einer Leitung 54 ein SNRE-Signal zu erzeugen. Vor Beginn der nächsten Nachricht werden die internen Register des Prozessors 52 rückgestellt.

Es wäre auch möglich, die Decodierschaltung 20 des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 1B durch den beim Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 4 benutzten Latch 50 zu ersetzen. Wie Fig. 6 zeigt, würde der Zwischenspeicher dann vom Ausgang der Differenzierschaltung 26 gemäß Fig. 1B getriggert. Die entsprechenden Bauelemente des abgewandelten Ausführungsbeispiels würden in der gleichen Weise arbeiten, wie bereits im Zusammenhang mit Fig. 1B und 4 erläutert, wobei das abgewandelte Ausführungsbeispiel sowohl das Eingangssignal demoduliert als auch einen SNRE-Wert zur Verfügung stellt.

Mit einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung werden viele der Funktionen des ersten und zweiten Ausführungsbeispiels unter Programmsteuerung durchgeführt. In Fig. 5 ist ein entsprechend programmierter Prozessor 56 vorgesehen, der die digital codierte Nachricht auf Leitung 12 empfängt. Eine Taktschaltung 58 erzeugt einen Abtasttakt, den auch der Prozessor empfängt.

Jedesmal wenn die Taktschaltung 58 einen Abtasttakt erzeugt, werden die empfangenen Daten periodisch vom Prozessor 56 abgefragt und die erhaltene Antwort, entweder eine logische "1" oder "0" wird in einem internen Speicherelement des Prozessors, beispielsweise einem Register gespeichert. Die Frequenz des Abtasttaktes ist, wie noch näher erläutert wird, verhältnismäßig groß im Verhältnis zur Basisbanddatenrate, so daß die gespeicherten, abgetasteten Werte genau die Zeit wiedergeben, an der in den empfangenen Daten Übergänge erfolgten.

Sobald eine gesamte Nachricht empfangen und gespeichert worden ist, wird vom Prozessor 56, der die gespeicherten Daten analysiert, eine sogenannte idealisierte Datenfolge erzeugt, die zu den Daten am Sender paßt. Die idealisierte Folge kann durch Anwendung allgemein bekannter Korrelationstechniken erhalten werden, wobei eine anfängliche Datenfolge erzeugt und mit den gespeicherten Daten verglichen wird.

An der anfänglichen Folge werden Iterationen vorgenommen, bis eine idealisierte Folge entsteht, die der empfangenen Folge am engsten zugeordnet ist bzw. zu ihr paßt. Bei der Schaffung der idealisierten Folge wird davon ausgegangen, daß Übergänge in den empfangenen Daten gegenüber der nominalen Zeit auf Gauss'sche Weise variieren. Ferner wird davon ausgegangen, daß die Übergänge nur zu festen Zeiten während der Nachrichtenfolge erlaubt sind, die den Zykluszeiten am Sender entsprechen.

Sobald die idealisierte Datenfolge gebildet worden ist, nimmt der Prozessor 56 einen Vergleich der Zeit, zu der in den empfangenen Daten die Übergänge erfolgten, und der idealisierten Daten vor. Dann werden Übergangsdaten verteilt und in getrennten internen Registern oder Speicherstellen entsprechend der Größe der Zeitdifferenz gespeichert. Üblicherweise werden M = 16 getrennte Register benutzt, die den sechzehn Abweichungszählern 30 beim ersten Ausführungsbeispiel und den sechzehn internen Prozessorregistern beim zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung entsprechen. Der Inhalt der Register wird dann benutzt, um ein Rauschabstand-Wertzahl-Schätz-Signal (SNRE-Signal) auf der Leitung 57 entsprechend der Gleichung (3) zu erzeugen.

Um einen dem ersten und zweiten Ausführungsbeispiel gleichwertigen Grad an Genauigkeit zu erhalten, mißt der Prozessor 56 vorzugsweise die Zeitunterschiede zwischen den tatsächlichen und den idealisierten Übergängen auf ein 256stel der Basisbanddatenrate. Hierzu kann eine dem binären achtstufigen Zähler gleichwertige Vorrichtung benutzt werden. Wie beim ersten und zweiten Ausführungsbeispiel wird nur der Gegenwert der vier wertniedrigsten Bits des Zählers benutzt, denn die Datenübergänge sind ja unter sechzehn (2⁴) Registern verteilt. Der von der Taktschaltung 58 erzeugte Abtasttakt bewirkt also vorzugsweise eine Abtastung der empfangenen Daten mindestens 256 (2⁸) mal während jeder Basisbandzykluszeitperiode.

Obwohl hier drei Ausführungsbeispiele der Erfindung näher erläutert wurden, liegt auf der Hand, daß sie im Rahmen der Erfindung weiter abgewandelt werden können. So ist es z. B. nicht unbedingt nötig, daß das örtliche Bezugssignal, beispielsweise der Ausgang der Frequenzsyntheseschaltung 16 (Fig. 1A, 1B und 4) vom empfangenen Signal abgeleitet wird. Sender und Empfänger könnten auch getrennte, exakte Bezugsfrequenzen nutzen, die in einer festen Phasenrelation zueinander stehen. Dann kann das Bezugssignal am Empfänger zum Steuern der Decodierschaltung 20 (Fig. 1A und 1B) oder des Latch 50 (Fig. 4) benutzt werden.

Claims

1. Vorrichtung zum Bilden einer geschätzten Rauschabstandwertzahl für eine empfangene, digital codierte, binäre Datenfolge, die von einer Quelle sendet, welche die Daten mit einer Basisbanddatenrate übermittelt, wobei logische Zustände der Daten an der Quelle zu vorherbestimmten periodischen Zykluszeiten veränderbar sind, gekennzeichnet durch

- eine Empfangseinrichtung, die die Daten empfängt,

- eine mit der Empfangseinrichtung gekoppelte Übergangseinrichtung, die Übergangssignale erzeugt, welche die Zeiten anzeigen, zu denen in den empfangenen Daten während der Folge Übergänge auftreten,

- eine Bezugseinrichtung, die Bezugssignale erzeugt, welche im wesentlichen phasenkohärent in bezug auf die vorherbestimmten Zykluszeitpunkte an der Quelle der gesendeten Datenfolge sind,

- eine Abweichungseinrichtung, die auf die Übergangssignale und die Bezugssignale anspricht und Abweichungsdaten erzeugt, welche den Zeitunterschied zwischen den Übergängen in den empfangenen Daten und den Zykluszeitpunkten darstellen, und

- eine Prozessoreinrichtung, die die Abweichungsdaten charakterisiert und die Wertzahl erzeugt, welche für den angenäherten Rauschabstand der empfangenen Datenfolge in Übereinstimmung mit der Charakterisierung bezeichnend ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Abweichungsdaten bezeichnend sind für die Größe des Zeitunterschiedes zwischen den Datenübergängen und den Zykluszeitpunkten, und daß die Abweichungseinrichtung die Abweichungsdaten unter einer Vielzahl von Sätzen für jede der Datenfolgen zuteilt, wobei jeder der Sätze Abweichungsdaten enthält, die für einen ausgewählten Bereich der Zeitunterschiedgrößen bezeichnend sind.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Abweichungsdaten eines bestimmten der Sätze die Anzahl der Empfangsdatenübergänge darstellen, die während der Datenfolge bei dem dem Satz zugeordneten ausgewählten Zeitunterschiedbereich erfolgten.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Prozessoreinrichtung die Wertzahl als Funktion des Verhältnisses der Summe der Quadrate der Abweichungsdaten zum Quadrat der Summen der Abweichungsdaten entsprechend folgender Gleichung erzeugt:

worin SNRE die Größe der Wertzahl darstellt, M die Anzahl der Sätze der Abweichungsdaten darstellt, n ein Index ist und DCNT(n) die Abweichungsdaten der M einzelnen Abweichungsdatensätze darstellt.

5. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Prozessoreinrichtung die Wertzahl im wesentlichen gemäß folgender Gleichung bildet: worin SNRE die Wertzahl darstellt, C und K Konstanten sind und L die Anzahl der Sätze der Abweichungsdaten, welche die Abweichungsdaten enthalten, die die Anzahl der Empfangsdatenübergänge darstellen, welche einen vorherbestimmten Mindestwert übersteigen, und V(n) die Abweichungsdaten darstellt, welche in den L einzelnen Sätzen vorhanden sind.

6. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugseinrichtung die Bezugssignale unter Verwendung der empfangenen Datenfolge erzeugt.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugseinrichtung eine Frequenzvervielfachereinrichtung aufweist, die ein phasenkohärentes Signal erzeugt, welches in bezug auf die periodischen Zykluszeiten phasenkohärent ist und eine Frequenz hat, die größer ist als die Zykluszeitrate.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugseinrichtung eine Frequenzteilereinrichtung aufweist, welche die Frequenz des phasenkohärenten Signals dividiert.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzteilereinrichtung einen Zähler aufweist, der eine Vielzahl von Zählerausgängen hat.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugseinrichtung eine Decodiereinrichtung aufweist, welche die Bezugssignale unter Verwendung der an den Zählerausgängen anstehenden Zählersignale erzeugt.

11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzteilereinrichtung eine Anzahl N Bezugssignale während jeder der Basisbanddatenperioden erzeugt, und daß die Abweichungseinrichtung eine Anzahl M Sätze Abweichungsdaten für jede der Datenfolgen liefert.

12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Zahl N größer ist als die Zahl M.

13. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugseinrichtung eine Latchschaltung zum Speichern von Bezugsdaten aufweist, die der Zahl N der Bezugssignale zu Zeiten entspricht, die von den Übergangssignalen bestimmt sind.

14. Vorrichtung zum Bilden einer geschätzten Rauschabstandwertzahl für eine empfangene, digital codierte, binäre Datenfolge, die von einer Quelle ausgeht, welche die Daten mit einer Basisbanddatenrate sendet, wobei logische Zustände der Daten an der Quelle zu vorherbestimmten periodischen Zykluszeiten veränderbar sind, gekennzeichnet durch

- eine Empfangseinrichtung, die Daten empfängt,

- eine Übergangseinrichtung, die mit der Empfangseinrichtung gekoppelt ist und Übergangssignale erzeugt, welche für die Zeiten bezeichnend sind, zu denen Übergänge in der empfangenen Datenfolge auftreten,

- eine Bezugseinrichtung, die Bezugssignale erzeugt, welche in bezug auf die vorherbestimmten Zykluszeiten im wesentlichen phasenkohärent sind, wobei die Bezugseinrichtung eine Frequenzvervielfachereinrichtung, die ein phasenkohärentes Signal erzeugt, welches in bezug auf die periodischen Zykluszeiten phasenkohärent ist und eine Frequenz hat, die größer ist als die Zykluszeitrate, und eine Frequenzteilereinrichtung aufweist, welche eine Vielzahl von in der Frequenz dividierten Signalen bildet, deren Frequenz ein Untervielfaches der Frequenz des phasenkohärenten Signals ist,

- eine Abweichungseinrichtung, die auf die Übergangssignale und die Bezugssignale anspricht und eine Vielzahl von Sätzen von Abweichungsdaten für jede der Datenfolgen erzeugt, wobei die Abweichungsdaten eines bestimmten der Sätze die Anzahl der Empfangsdatenübergänge darstellt, die während der Datenfolge zu einem vorherbestimmten Zeitunterschied zwischen den Datenübergängen und den Zykluszeitpunkten erfolgten, und

- eine Prozessoreinrichtung, die anhand der Sätze von Abweichungsdaten die Wertzahl bildet.

15. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugseinrichtung eine Latchschaltung aufweist, die die Vielzahl von frequenzgeteilten Signalen empfängt und zu von den Übergangssignalen bestimmten Zeiten Bezugsdaten speichert, die den Bezugssignalen entsprechen.

16. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzteiler einen Zähler aufweist, der eine Vielzahl von Zählerausgängen hat, an denen die frequenzgeteilten Signale erscheinen, sowie eine Decodiereinrichtung, die anhand der frequenzgeteilten Signale die Bezugssignale bildet.

17. Verfahren zum Bilden einer geschätzten Rauschabstandwertzahl einer empfangenen, digital codierten, binären Datenfolge, welche von einer Quelle ausgeht, die die Daten sendet, wobei logische Zustände der Daten an der Quelle zu vorherbestimmten periodischen Zykluszeiten veränderbar sind, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte:

- Empfangen der gesendeten Datenfolge,

- Erzeugen von Übergangssignalen, die für die Zeiten bezeichnend sind, zu denen in den empfangenen Daten während der Folge Übergänge auftreten,

- Erzeugen von Bezugssignalen, die in bezug auf die vorherbestimmten Zykluszeitpunkte der übertragenen Datenfolge im wesentlichen phasenkohärent sind,

- Erzeugen von abweichungsdaten, die für den Zeitunterschied zwischen den Übergängen in den empfangenen Daten und den Zykluszeitpunkten bezeichnend sind, wobei die Übergangssignale und die Bezugssignale benutzt werden, und

- Bilden der Wertzahl durch Charakterisierung der Abweichungsdaten.

18. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Bildung der Abweichungsdaten die Abweichungsdaten in eine Vielzahl von Sätzen von Abweichungsdaten getrennt werden, wobei die Abweichungsdaten eines bestimmten dieser Sätze die Anzahl der Empfangsdatenübergänge darstellen, welche während der Datenfolge zu einem bestimmten Zeitintervall in bezug auf die Zykluszeitpunkte erfolgten.

19. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Wertzahl so gebildet wird, daß dieser Wert eine Funktion des Verhältnisses der Summe der Quadrate der Abweichungsdaten zum Quadrat der Summen der Abweichungsdaten entsprechend folgender Gleichung ist:

worin SNRE die Wertzahl darstellt, M die Anzahl der Sätze der Abweichungsdaten darstellt, n ein Index ist und DCNT(n) die Abweichungsdaten der M einzelnen Abweichungsdatensätze darstellt.