DE3610761A1 - Verfahren fuer die analoge oder digitale codierung von information fuer die verwendung bei winkel- und pulsmodulationsverfahren - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung befaßt sich mit einem Verfahren für die analoge oder digitale Codierung von Information für die Verwendung bei Winkel- und Pulsmodulationsverfahren. Ein Hauptgebot bei der Übertragung von Information ist neben der Wirtschaftlichkeit die Sicherheit. Ein Mittel um dies zu erreichen ist der Code und das Übertragungsverfahren. Die Wirtschaftlichkeit hängt dabei hauptsächlich von der erforderlichen Bandbreite ab.

So wurden zur besseren Ausnutzung der Übertragungswege mehrwertige Codierungen und zur sicheren Übertragung z. B. Phasen-Frequenz- und die Pulsmodulation verwendet. Die mehrwertigen Modulationsarten waren aus Gründen der Übertragungssicherheit und der Wirtschaftlichkeit nur bis zur 16-wertigen Phasenmodulation PSK (Phase Shift Keying) bezw. bis zur 16-wertigen Quadratur-Amplituden-Modulation QAM brauchbar. Aber auch bei diesen Codierungen waren erhebliche Bandbreiten und ein erheblicher Aufwand erforderlich.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es nun eine Codierung zu schaffen, die in Verbindung mit bekannten Übertragungsverfahren, die bei der Übertragung eine wesentlich geringere Bandbreite, bei gleicher oder noch größerer Sicherheit als bei den bekannten Verfahren, benötigen. Dies wird durch das im Patentanspruch 1 offenbarte Verfahren erreicht.

Mit diesem Verfahren ist es nicht nur möglich im Funkbereich wieder mehr Bandbreite freizubekommen, sondern auch, da es bei allen Arten der Informationsübertragung einsetzbar ist, beim Kabel und bei der Glasfaser. Auch die auf dem Prinzip der Erfindung konzipierten digitalen Verfahren können auch über vorhandene Trägerfrequenzsysteme übertragen werden. In der Fig. 20 ist z. B. das Prinzip einer bisher verwendeten vierwertigen Phasenmodulation dargestellt, bei der mit Hilfe zweier um 90 Grad gegeneinander versetzter Wechselströme gleicher Frequenz U und V, durch Addition derselben die Phasensprünge im Summenwechselstrom SU erzeugt werden. Aus dem Summenwechselstrom, der der Träger des Codes ist, ist ersichtlich, daß dieser keinen gleichförmigen Wechselstrom mehr darstellt. Es entsteht dadurch, wie auch aus der Fourier-Analyse bekannt ist, ein sehr breites Frequenzband. Bei der vorliegenden Erfindung hingegen werden im Höchstfall Phasensprünge bis 90 Grad so angeordnet, daß der Codewechselstrom aus einer ununterbrochenen Folge von positiven und negativen Halbwellen besteht. Die Veränderung der Vektoren der Grundwechselströme sin/cos erfolgt dabei insbesondere beim Nulldurchgang des Summen- oder eines der Grundwechselströme. Ein weiteres Merkmal der Erfindung ist, daß der Gesamtphasensprung aus zwei oder mehreren Einzelphasensprüngen zusammengesetzt wird, sodaß die jeweilige Frequenzänderung sich in sehr engen Grenzen bewegt, sodaß bei phasen- oder frequenzmodulierter Übertragung ein wesentlich schmaleres Band als bei den herkömmlichen Verfahren erforderlich ist, besonders dann, wenn das nachfolgend angeführte Merkmal zusätzlich angewendet wird. Wird bei einer Phasenänderung jeweils nur ein Vektor der Grundwechselströme geändert, so hat dies zur Folge, daß auch eine Amplitudenänderung beim Summenwechselstrom entsteht. Eine solche Änderung kann dadurch vermieden werden, indem gleichzeitig beide Vektoren der Grundwechselströme so geändert werden, daß immer dieselbe Amplitude beim Summenwechselstrom entsteht. Ein weiteres Merkmal der Erfindung ist, die Codierung nur mit einem Wechselstrom bezw. sehr schmalbandig vorzunehmen und auf der Basis der Frequenzmodulation zu übertragen. Es ist ja bekannt, daß bei der Frequenzmodulation sowohl die Amplitute, als auch die Frequenz in die Bandbreite mit eingehen. Eine schmalbandige Frequenzmodulation ist einer Amplitudenmodulation weit überlegen.

Nachstehend wird nun die Erfindung an Hand der Zeichnungen näher erläutert. In diesen sind dargestellt:

Fig. 1: Vektoren der Grund- und des Summenwechselstromes.

Fig.2: Vektoren des Summenwechselstromes bei wechselseitiger Änderung der Grundwechselströme.

Fig. 3: Stufenweise Phasenänderung mit Darstellung der Amplitutenkorrektur.

Fig. 4: Eine Phasen-Amplituden-Codierung.

Fig. 5 und 6: Ein mehrstufiger Phasensprung ohne und mit Amplitudenkorrektur.

Fig. 8 und 9: Darstellung eines Phasensprunges und die Veränderung der Periodendauer.

Fig. 7: Prinzip einer Phasenänderung beim Nulldurchgang des Summenwechselstromes

Fig. 10: Eine Differenzphasenänderung von 45 Grad.

Fig. 11: Eine stufenweise Phasenänderung.

Fig. 12: Auswertung eines über einen Übertragungsweg kommenden phasenmodulierten Wechselstromes.

Fig. 13 und 14: Auswertung der Periodendauer.

Fig. 15 und 16: Schaltungen für die Auswertung der Periodendauer.

Fig. 17: Prinzip der stufenweisen Phasensprünge.

Fig. 18: Vektorelle Darstellung der Amplitudenkonstanthaltung bei der Phasencodierung.

Fig. 19: Darstellung eines Phasensprunges an Hand der Grund- und Summenschwingung.

Fig. 20: Eine vierwertige Phasencodierung herkömmlicher Art.

Fig. 21: Eine Pulsamplitudenmodulation, bei dem die Codierung der Probeentnahmen nur einem Wechselstrom erfolgt.

Fig. 22 und 23: Pulsformen für die Frequenzmodulation.

Fig. 24: Darstellung der Phasenverschiebung bei Rechteckpulsen.

Fig. 25: Umwandlung eines digitalen Codierwechselstromes in mehrere Codierwechselströme kleinerer Frequenz.

Fig. 26: Phasenänderung mittels Vielfachwechselströme durch Umschaltung beim Nulldurchgang.

Fig. 27: Auswertung bei stufenweiser Phasenänderung.

Fig. 28: Blockschaltbild für die frequenzmodulierte Funkübertragung eines pulsamplitudenmodulierten Sprachkanals.

Fig. 29: Frequenzänderung durch Amplitudenänderung bei der Frequenzmodulation.

Fig. 30: Frequenzänderung bei der Frequenzmodulation bei Änderung der Amplitude und der Frequenz der Modulationsfrequenz

Fig. 31, 32, 33: Prinzip der Funkübertragung von Rechteckpulsen und Darstellung von Codeelementen.

Fig. 34: Schaltung für die Erzeugung eines Wechselstrombinärcodes.

Fig. 35: Schaltung für die Erzeugung eines mehrstufigen Wechselstromdigitalcodes.

Fig. 36 und 37: Darstellung eines Amplitudenwechselstromcodes.

Fig. 38: Codierung des Luminanzsignals mit nur einem Wechselstrom.

Fig. 39: Zeitmultiplexe Übertragung von Sprachkanälen auf Frequenzmodulationsbasis

Fig. 40, 41, 42, 43, 44: Wechselweise und frequenzmultiplexe Übertragung von 2 Kanälen auf der Basis der Frequenzmodulation über einen Übertragungsweg.

In Fig. 19 ist ein Phasensprung auf dem Prinzip der Quadraturamplitudenmodulation dargestellt. Die Grundwechselströme u (sin) und V (cos), die eine gleiche Frequenz aufweisen, sind gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben. Der Summenwechselstrom ist mit us bezeichnet. Wird z. B. beim Nulldurchgang 0 von us der Wechselstrom v abgeschaltet, so entsteht ein Phasensprung. Der Summenwechselstrom us wird dann gleich wie der Grundwechselstrom u, also phasen- und amplitudengleich. Wird beim Nulldurchgang des Grundwechselstromes v (0 v) dieser wieder angeschaltet, so wird wieder ein Phasensprung erzeugt. Wie aus dem Verlauf des us-Wechselstromes ersichtlich ist, ändert sich dadurch auch die Periodendauer und zwar wird bei der Abschaltung von v die Periodendauer T/2 ab und bei der Zuschaltung T/2 zu. Auch die Amplitude des Summenwechselstromes us nimmt dabei um den Betrag AU ab, und bei der Zuschaltung von v um diesen Betrag wieder zu.

Es gibt mehrere Methoden der Mehrphasenumtastung wie z. B. mittels verschiedener Netzwerke. Bei den nachfolgend aufgeführten Beispielen erfolgt die Phasenänderung auf dem Prinzip der Quadratur-Amplituden-Modulation, indem in den Stromkreisen der Grundwechselströme die Amplituden durch Widerstandsveränderung, oder es können auch Verstärkungen sein, verändert werden. Der Summenwechselstrom bekommt bei jeder Veränderung eine Phasenverschiebung. Mit dem Prinzip der Vektorendarstellung wird dies erläutert. In der Fig. 1 sind Usin und Ucos zwei um 90 Grad versetzte Wechselströme gleicher Frequenz. mit den Amplituden u und v. Der Summenwechselstrom bezw. Vektor ist dann Us, da u und v gleiche Größe haben, gegenüber u um 45 Grad voreilende. In der Fig. 2 sind die Vektoren u und v so gewählt, daß für us 1 eine Phasenvoreilung zu u von 22.5 Grad entsteht. Erhalten die Vektoren die Größe von u 1 und v 1, so entsteht ein Summenvektor Us 2, der zum Grundwechselstrom v 1 um 22.5 Grad nacheilend ist. Einen Phasensprung kann man auch mehrstufig vornehmen, was sich sehr günstig auf die Bandbreite auswirkt. Würde man in Fig. 3 die Vektoren u und v linear verändern, so würde z. B. eine Summenamplitude Us 1 entstehen, d. h. die Summenamplitude würde während der stufenweisen Veränderung sich verkleinern. Will man dies vermeiden, so muß entsprechend der Zeichnung vorgegangen werden, also die Stufenveränderung nicht linear vorzunehmen. Der Abstand u/u 1 ist kleiner als der Abstand u 1/u 2. Dasselbe gilt für v. Die Tatsache, daß mit einer stufenweisen Änderung der Vektoren sich auch der Summenvektor ändert, kann man dazu ausnützen, daß man noch zusätzlich eine Amplitudencodierung vornimmt. In Fig. 4 ist eine solche Anordnung dargestellt. Die Summenvektoren Us 1/Us 2 und Us 3/Us 4 haben ungefähr denselben Winkel, aber Us 1/Us 2 und Us 3/Us 4 verschiedene Amplituden. Bei dieser Anordnung hat man also 4 Kennzustände zur Verfügung. Die Winkelzustände kann man natürlich auch auf 180 bis 360 Grad ausdehnen. Man kann auch einen der beiden Überlagerungswechselströme gleich als Synchronisierwechselstrom vorsehen. In Fig. 5 wird ein solches Beispiel gezeigt. Der Wechselstrom hat nur zwei Phasen als Kennzustände. Einmal wird der Wechselstrom mit dem Vektor u und einem Phasenwinkel O vorgesehen. Der andere Kennzustand wird durch den Phasenwinkel x gebildet. Die Einstellung des Phasenwinkels erfolgt dabei stufenweise - man kann dies auch kontinuierlich machen - und zwar durch gleiche Stufen V 1, v 2, v 3 und v 4. Wie aus der Zeichnung ersichtlich ist, ändert sich dann auch die Amplitude also der Summenvektor Us in Abhängigkeit vom Winkel x. Will man das verhindern, so müssen die Vektoren u und v mit nicht linearen Stufen u 1, 2, 3-v 1, v 2, 3 verändert werden, wie in der Fig. 6 gezeigt ist. Die Summenvektoren Us 1, Us 2 und Us 3 sind dann immer gleich groß.

In Fig. 7 ist eine Prinzipschaltung für das Vektordiagramm der Fig. 8 dargestellt. Wie aus der Fig. 8 ersichtlich ist, sind nur 2 Kennzustände vorhanden. Phase 90 Grad, der Vektor v ist allein, Winkel x mit dem Summenvektor Us, markiert durch die Vektoren u und v. In der Fig. 7 wird im Oszillator Osc der Codierwechselstrom erzeugt. Einmal geht er über einen Phasenschieber von 90 Grad, den Widerstand Wi 1 und die Additionsstufe Ad auf den Übertragungsweg. Der andere Stromkreis geht über Wi 2, den elektronischen Schalter eS und, wenn der Schalter geschlossen ist, ebenfalls über die Additionsstufe und zwar überlagert mit dem Wechselstrom 90 Grad verschoben, auf den Übertragungsweg. Gemäß der Fig. 8 sind die Amplituden der beiden Wechselströme u + v gleich groß. Der Schalter eS wird folgendermaßen gesteuert. Der Codierwechselstrom 90 Grad phasenverschoben oder der Summenwechselstrom Us wird nach der Additionsstufe Ad auch zu einem Begrenzer B abgezweigt. Der Begrenzer gibt dann Synchronisierimpulse ab, die einem Codierer Cod zugeführt werden. An den Codierer wird der Code ebenfalls angeschaltet, z. B. ein Binärcode bei dem 10 Perioden einen Schritt darstellen. Der Kennzustand 1 sei z. B. Phasenlage v Fig. 8 und der Kennzustand 0 Phasenlage Us. Durch diese Synchronisierung wird erreicht, daß nur immer beim Nulldurchgang die Vektoränderung u erfolgt, d. h. dieser Vektor nimmt im Beispiel immer nur den Wert u und Null ein. Im Codierer ist also noch ein Zählglied vorhanden, das die Perioden abzählt. Ist der Kennzustand 2 mal 1 vorhanden, so wird erst nach 20 Perioden umgeschaltet. usw. Die Auswertung auf der Empfangsseite kann in bekannterweise mittels Bezugsphase oder da hier auch eine Differenzphasenmodulation vorliegt, mit einem Frequenzdiskriminator, oder einem Phasendiskriminator erfolgen. Im vorliegenden Beispiel wird eine andere Methode verwendet. An Hand der Fig. 9 soll dies erläutert werden. In der Fig. 9a sind die Vektoren der beiden Kennzustände v und Us dargestellt. In der Fig. 9b ist eine Halbwelle des Kennzustandes Us dargestellt. Wird der Schalter eS in Fig. 7 geöffnet, so wird der Vektor u gleich Null, sodaß ein Phasensprung von Us nach v entsteht. Dies bedeutet eine Phasenvoreilung von 45 Grad. Dadurch wird die nächste Halbwelle v, die gestrichelt eingezeichnet ist, verkürzt. Der im Begrenzer der Fig. 7 entstehende Impuls wird kürzer (T/2 Spv). In der Fig. 9c ist der Phasensprung von v nach Us dargestellt, der Wechselstrom wird um 45 Grad nacheilend, die Periodendauer T/2 wird größer (T/2 SpUs) der Impuls am Begrenzer wird ebenfalls größer. Bei einem binären Code genügt bereits schon, wenn ein Phasensprung registriert wird. Beim Begrenzer in Fig. 7 bleiben die negativen Impulse immer gleich, weil die Phasenänderung bei der Halbwelle 0 bis 180 Grad stattfindet. Man braucht also nur das Zählglied während der gleichen Impulse der negativen Halbwellen sperren und während der positiven Halbwellen freigeben. Jede Vergrößerung oder Verkleinerung der halben Periodendauer T/2 bedeutet eine Änderung des Kennzustandes, also z. B. eine Verkleinerung von T/2 = Kennzustand 0, eine Vergrößerung von T/2 = Kennzustand 1. Auf demselben Prinzip kann man z. B. auch die Differenzphasenmodulation durchführen. In der Fig. 10 ist z. B. eine Phasendifferenz von 45 Grad immer voreilend angeordnet.

In Fig. 11 ist eine Phasenmodulation dargestellt, bei der die Phasenänderung stufenweise erfolgt. Dies hat den Vorteil, daß sich während des Phasensprunges die Frequenz kaum ändert daß also kaum bei der Änderung Oberwellen entstehen. Eine solche stufenweise Änderung kann z. B. nach den Vektordiagrammen der Fig. 2, 3, 4, 5 oder 6 erfolgen. Der Codierwechselstrom wird wieder im Oszillator Osc erzeugt und einmal direkt an die Schalteranordnung ES und einmal über einen Phasenschieber von 90 Grad an diesen geschaltet. In die Stromkreise der beiden um 90 Grad gegeneinander phasenverschobenen Wechselströme werden mit Hilfe elektronischer Schalter eS 1 bis esn und es 11 bis es 11 n Widerstände geschaltet. Mit diesen Widerständen wird die Größe der Vektoren u und v der Fig. 2, 3, 4, 5 und 6 festgelegt. Die beiden Wechselströme werden dann im Addierer überlagert und an den Übertragungsweg geschaltet. Die elektronischen Schalter werden vom Codierer aus gesteuert. An den Codierer ist der jeweilige Code "Code" angeschaltet. Die Synchronisierung erfolgt durch Impulse Js die in dem Begrenzer B mit Hilfe des Summenwechselstromes erzeugt werden. Durch die Bemessung der Widerstände Wi 1-Win und Wi 11-Wi 11 n kann man die Phasenwinkel und auch die Amplitudengrößen des jeweiligen Summenwechselstromes einstellen. Vorzugsweise wird eine Änderung der Phase und ggf. auch der Amplitude immer beim Nulldurchgang des Summenwechselstromes vorgenommen. Selbstverständlich kann man die Veränderung der Widerstände auch kontinuierlich vornehmen, z. B. mit Hilfe eines kleinen Elektromotors.

Die Auswertung der durch Phasenmodulation codierten Daten kann in bekannterweise mit Bezugsphase oder wenn sie nach dem Prinzip der Differenzphasenmodulation erfolgt durch Vergleich der Phase zweier aufeinanderfolgender Zustände, wobei der 1. Zustand gespeichert wird oder auch mit Hilfe eines Frequenzdiskriminator, Koinzidenzdemodulator oder anderer Phasenvergleicher durchgeführt werden. Gemäß einer Ausbildung der Erfindung wird ein neues Auswerteprinzip angewendet wie bereits kurz bei der Beschreibung der Fig. 9 erläutert. Der vom Übetragunsweg in Fig. 12 kommende Codierwechselstrom wird, wenn erforderlich über einen Verstärker V, einem Begrenzer B zugeführt. Im Begrenzer werden die Wechselstromperioden in Synchronisierimpulse hs/ls, wie aus der Fig. 13 ersichtlich ist, umgewandelt. In Fig. 13a ist der Codierwechselstrom dargestellt. Um bei nacheilender Phasenverschiebung, wie in Fig. 9c dargestellt einen sicheren T/2 SpUs, also hs-Impuls zu erhalten, kann man die Nullinie wie in Fig. 13a gestrichelt eingezeichnet, etwas zur Minusseite verschieben. Dadurch entstehen dann immer gleiche ls-Impulse. Die Meßimpulse Jm haben im Beispiel die 10-fache Frequenz, sodaß auf einen hs- bezw. ls-Impuls 10 Jm-Impuls fallen. Wird die Nullinienabsenkung durchgeführt, so ist dies u. U. auch bei den Meßimpulsen zu berücksichtigen. In Fig. 15 ist eine Prinzipschaltung der Auswertung von Phasensprüngen von 90 Grad dargestellt. Es werden dabei nur die negativen ls-Impulse verwendet. Die Phasensprünge bewegen sich zwischen 0 bis 90 Grad und 90 Grad und 0 Grad. Wie in Fig. 14 dargestellt, ist daher einmal der Abstand zwischen zwei ls- Impulsen Phn bei nacheilender Phasenverschiebung und Phv bei voreilender Phasenverschiebung. In Fig. 15 liegen am Gatter G 1 einmal die Meßimpulse Jm und am anderen Eingang die Impulse ls. ls-Impulse sperren das Gatter, sind sie nicht da, liegt an diesem Eingang h sonst l (low). Während der positiven Halbwellen (Fig. 13a) ist das Gatter G 1 wirksam, am Ausgang sind dann l-Impulse, die mit Hilfe des Gatters G 2 zu h-Impulsen umgekehrt werden. Diese Impulse werden dem Zählglied Z zugeführt. Sind die Abstände zwischen den ls-Impulsen gleich, in Fig. 14 gleich Jn, so wird das Zählglied immer bis zum Ausgang Jn geschaltet. An diesem Ausgang ist ein Gatter G 5, an diesem ist auch noch ein Impuls ls so, daß beim Vorhandensein desselben am Gattereingang h liegt. Der Gatterausgang von G 5 wird an die Rückstellung des Zählglieds ggf. mit Umkehrpotentialgatter geführt. Das Zählglied wird also mit dem Impuls ls zurückgeschaltet. Ist der Abstand zwischen den Impulsen gleich Phn Fig. 14, so wird das Zählglied Z bis zum Ausgang Phn geschaltet. An diesem Ausgang liegt das Gatter G 6, am anderen Eingang des Gatters liegt der Impuls ls so, daß er bei Vorhandensein h anlegt. Am Ausgang des Gatters G 6 ist dann l. Mit Hilfe des Gatters G 7 wird das Potential auf h umgekehrt. Der Ausgang des Gatters G 7 wird an eine bistabile Kippstufe B 2 geführt. Am Ausgang derselben liegt dann h. Mit diesem Potential wird eine "1" markiert. An diesen Ausgang ist auch eine monostabile Kippstufe M 2 angeschlossen. Der Ausgang derselben liegt an der bistabilen Kippstufe B 1, die nun, falls sie in Arbeitsstellung ist, zurückgeschaltet wird. Über R erfolgt auch eine Zurückschaltung ds Zählgliedes Z. Ist der Abstand zwischen den ls-Impulsen gleich Phv (Fig. 14), so wird das Zählglied nur bis zum Ausgang Phv geschaltet. Entsprechend beim Ausgang Phn kommt nun G 3, G 4 und die bistabile Kippstufe B 1 zur Wirkung. Am Ausgang von B 1 liegt nun das Potential h, was dem binären Kennzustand O entspricht. Über die monostabile Kippstufe M 1 wird die bistabile Kippstufe B 2 wieder in die Ausgangsstellung gebracht und über R eine Rückstellung des Zählgliedes vorgenommen. Auf diese Art kann z. B. eine binäre Codierung übertragen und ausgewertet werden. Man kann u. U. auch die Phv, In und Phn-Ausgänge jeweils an 2 oder mehrere Zählausgänge schalten, wenn Toleranzen den Abständen zwischen den ls-Impulsen zugestanden werden.

In der Fig. 16 ist eine andere Schaltung für die Auswertung der Phasensprünge dargestellt. Am Gatter G 1 liegen wieder die Meßimpulse Jm und am anderen Eingang die ls-Impulse in den Impulspausen mit h-Potential, am Ausgang von G 1 ist dann l. Über das Umkehrgatter G 2 werden dann h-Jm-Impulse an das Zählglied Z 1 gelegt. War der Abstand zwischen zwei ls-Impulsen (Fig. 14) gleich Phn, also größer als die Normalabstände Jn, so wird der Ausgang Phn am Zählglied erreicht. Damit wird die monostabile Kippstufe M 2 in Arbeitsstellung gebracht. Beim Überlauf über den Ausgang Jn wurde auch B 1 in die Arbeitsstellung gebracht. Der Ausgang von M 2 ist an die Rückstellung von B 1 geschaltet, sodaß B 1 wieder in die Ausgangsstellung zurückgeschaltet wird. Die Rückstellung des Zählgliedes erfolgt mit einem ls-Impuls, ggf. mit einem Gatter auf h- Potential geschaltet. Ist der Abstand zwischen den ls-Impulsen Phv, so geschieht am Zählglied Z 1 nichts. Mit dem folgenden ls-Impuls erfolgt wieder die Rückschaltung des Zählgliedes. Ist der Abstand zwischen zwei ls-Impulsen normal Jn (Fig. 14) so wird das Zählglied bis Jn geschaltet. Die bistabile Kippstufe B 1 kommt nun zur Wirkung. Am Ausgang derselben liegt das Gatter G 3, an dem auch am anderen Eingang der Sperrimpuls ls liegt, in der Pause zwischen den ls-Impulsen liegt dann h am Eingang und am Ausgang des Gatters G 3 dann l. Dieser wird an das Gatter G 4 geführt. Am anderen Eingang desselben liegen Messeimpulse mit l-Potential. Am Ausgang des Gatters 4 sind dann Jm-Impulse mit dem Potential h, mit denen dann das Zählglied Z 2 gesteuert wird. Solange die Impulsabstände normal sind, wird mit einem ls-Impuls unter Zwischenschaltung einer monostabilen Kippstufe M 1 zurückgeschaltet. Ist der Abstand zwischen zwei ls-Impulsen gleich Phv (Fig. 14), so wird das Zählglied Z 2 nur bis zum Ausgang Phv geschaltet. An diesem Ausgang liegt das Gatter G 5 und am anderen Eingang des Gatters die ls-Impulse mit h-Potential in den Pausen. Am Ausgang von G 5 ist l, das im Gatter G 7 zu h wird. Mit diesem Potential wird die bistabile Kippstufe B 3 gesteuert. Der Ausgang kennzeichnet den Kennzustand 0. Falls B 4 in Arbeitsstellung ist, wird diese über diesen Ausgang auch zurückgeschaltet. Ist der Abstand zwischen zwei ls-Impulsen gleich Phn, so wird das Zählglied bis Phn geschaltet und analog dem Ausgang Phv wird nun die bistabile Kippstufe B 4 in Arbeitsstellung gebracht. Der Ausgang von B 4 markiert dann den Kennzustand 1. Über diesen Ausgang wird zugleich B 3 wieder in die Ausgangsstellung geschaltet. Eine weitere Ausgestaltung der Schaltung ist nicht notwendig, weil sie rein handwerksmäßig erledigt werden kann.

Erfolgt die Phasenänderung stufenweise (Fig. 5, 6) oder kontinuierlich, so verteilt sich die Phasenänderung auf die Zahl der Stufen bezw. auf die Zahl der Perioden, die in dem kontinuierlichen Vorgang enthalten sind. Ist die Phasenänderung in z. B. 10 Stufen, wobei jeder Stufe eine Periode des Wechselstromes zugeordnet ist, und beträgt diese 90 Grad, so kommt auf jede Periode eine Phasenänderung von 9 Grad. Aus der Fig. 17 ist dies ersichtlich. In Fig. 17a sind 10 Perioden ohne Phasenänderung und in Fig. 17b 10 Perioden mit 90 Grad Phasenänderung dargestellt. Aus Fig. 17b ist ersichtlich, daß bereits nach 2 Perioden eine Phasenänderung von 18 Grad und nach 10 Perioden erst eine solche von 90 Grad vorhanden ist. Ohne Bezugsphase muß also erst ermittelt werden mit welcher Periode die 90 Grad Phasenverschiebung erbracht sind. Wird z. B. mit der 2. Periode (Fig. 17b) mit dem Abmessen begonnen, so kann man nie den Abstand von 90 Grad erhalten. Man muß also eine Schaltung hernehmen, die solange von Periode zu Periode schaltet bis eine Phasenverschiebung von 90 Grad gemessen werden kann. Dabei muß aber ein phasengerechter Einsatz für jeweils 10 Perioden durchgespielt werden. Dies wird durch die Schaltung der Fig. 27a erreicht. Mit dem Einerzählglied ZE wird die Länge irgendeiner Periode gemessen und zwar beginnend nach dem ls-Sperrimpuls und 10 Perioden hintereinander. Für diesen Zweck ist noch ein Zehnerzählglied Zz vorhanden. Im Beispiel ist der Kennzustand 1 = 10 Perioden nacheilend je Periode 9 Grad und der Kennzustand 0 = 10 Perioden voreilende ebenfalls je Periode 9 Grad. Nimmt einer der Kennzustände mehrere Schritte ein, so erfolgt für den 2.3. usw. Schritt keine Phasenänderung. Eine Prüfung entsprechend der Fig. 27a ist nicht erforderlich, wenn eine Bezugsphase die z. B. durch eine Amplitudenerhöhung gekennzeichnet ist (z. B. Fig. 4) vorhanden ist. In Fig. 17c ist eine solche Amplitudenerhöhung mit der Phasenänderung dargestellt. In Fig. 27a werden die Meßimpulse Jm und die ls-Synchronisierimpulspausen mit h (Fig. 14, Jn, Phn, Phv) an das Gatter G 1 geführt. Ist also kein ls-Impuls vorhanden, liegt h am Gatter. Am Ausgang von G 1 ist dann l. Mit dem Gatter G 2 wird eine Potentialumkehr vorgenommen, sodaß das Zählglied ZE mit Jm-Impulsen gesteuert wird. Die Einschaltung der Anordnung erfolgt nur bei ls-Sperrpotential, sodaß im Zählglied ZE die ganze Länge der Pause erfaßt wird. Erreicht das Zählglied den Ausgang Jn 1, so wird die bistabile Kippstufe B 1 in Arbeitsstellung gebracht. Da die vor- und nacheilenden Perioden verschieden lang sind, ist für die kürzeren Perioden der Ausgang Jn 1 an B 1 geschaltet. Der Ausgang Jn 2 bleib für die Rückschaltung B 1 schaltet die monostabile Kippstufe M 2 so, daß über R 2 eine Rückstellung des Meßzählgliedes ZV erfolgt. Der Ausgang von B 1 wird auch an das Gatter G 3 geführt, an das auch ls geführt ist, in der ls-Pause ist h-Potential vorhanden. Am Ausgang ist dann l. Am Gatter G 4 ist dann l und Jm-Impulse mit l und am Ausgang desselben h. Mit diesen Jm Impulsen wird ZV gesteuert. Da die kürzeren ls-Pausenimpulse nur B 1 und in der Folge ZV steuern können und die Zurückschaltung von ZV erst beim Normalimpuls beim Ausgang Jn erfolget, belegt bei jeder ls-Jm-Pausenimpulsserie der letzte Jm-Impuls immer einen Ausgang von ZV der näher am Ausgang Phv ist, der die Endphasenänderung mit Verkürzungen der Impulse anzeigt. Wurde im Zählglied ZE die 1 Periode der stufenweise Änderung eingezählt, so wird im ZV beim 10. Überlauf der Ausgang Phv eingenommen. An diesem Ausgang liegt ein Gatter G 5. Am anderen Eingang des Gatters ist ein ls-Synchronisierimpuls mit h, sodaß nun der Kennzustand 0 weitergegeben wird. Damit ist die Bezugsphase ermessen.

Kommen auf das Zählglied ZE die längeren ls-Pausenimpulse, wo wird im Zählglied der Ausgang Jn 2 erreicht, was eine Rückschaltung zur Ausgangsstellung zur Folge hat. Wird bei den kürzeren ls-Pausenimpulsen nicht gleich die 1. Stufe erreicht, so erfolgt in der Weise eine Verschiebung der Messung der Perioden bezw. ls-Pausenimpulse, indem bei jedem Durchlauf von ZE über die monostabile Kippstufe M 1 das Zehnerzählglied Zz einen Schritt weitergeschaltet wird. Am letzten Ausgang von Zz, Jz ist ein Gatter G 7. An diesem liegen noch Jm-Impulse mit h und ls-Pausenimpulse mit h. Am Ausgang von G 7 ist dann l. Im Gatter G 10 wird das Potential umgekehrt, sodaß nun mit den Jm-Impulsen Zu gesteuert werden kann. Es wird damit eine ls- Pausenimpulsserie Jm verschluckt. Der letzte Ausgang von Zu ist so geschaltet, daß alle Zählglieder und B 1 in die Ausgangsstellung bringt. Dieses Spiel wird solange wiederholt bis die Periode 1 (Fig. 17) erreicht ist. Dann gelangen wieder alle Perioden-ls-Pausenimpulse mit den Meßimpulsen Jm auf ZV. Diese Erfindung kann z. B. angewendet werden bei der Wechselstromtelegrafie (frequenzmultiplex). Wird z. B. einem Kanal eine Frequenz von 3000 Hz zugeordnet und für eine Periode eine Stufenzahl mit 20 Meßimpulsen, so sind 150 Schritte je Sekunde möglich. Durch die stufenweise Phasenänderung ist nur ein sehr schmales Band erforderlich. Man kann natürlich auch wie im Beispiel der Fig. 27b dargestellt eine Phasenverschiebung mit Amplitudenstufen verbinden. Die große Amplitude v ist dann zugleich Vergleichsphase. Diese Methode läßt sich auch bei der 4 PSK, 4 QAM, 8 PSK, 16 PSK, 16 QAM einsetzen. Durch die stufenweise bezw. kontinuierliche Veränderung von Phase und ggf. Amplitude wird das benötigte Band sehr schmal. Auch bei der digitalen als auch analogen Sprachübertragung z. B. nach dem Pulscodemodulationssystem und Pulsamplitudenmodulationssystem (Patent DE 30 10 938, Patentanmeldung P 33 40 377.5) als auch beim Fernwirken ist diese Methode anwendbar. Will man z. B. Meßwerte übertragen, wie z. B. Wasserstände, die sich langsam ändern, so kann man einen Dauerwechselstrom geben, dessen Phase sich langsam entsprechend dem jeweiligen Wasserstand ändert. Durch eine Erhöhung der Amplitude während eines kurzen Zeitraumes, z. B. 60 Sekunden, kann man stündlich oder täglich eine Vergleichsphase übertragen. Dasselbe gilt auch für die Temperaturübertragung. Die Pegel können dabei klein gehalten werden. Auch für die Verschlüsselung von Nachrichten ist diese Art der Codierung gut geeignet. Wird z. B. die "0" mit einer Phasenverschiebung von 50 Perioden voreilend und die "1" mit einer solchen mit 50 Perioden nacheilend codiert, so kann man z. B. während der jeweiligen 50 Perioden verschieden große Phasenverschiebungen vorsehen, wobei die Gesamtphasenverschiebung immer dieselbe sein kann.

Werden Phasenänderung auch zwischen 180 und 360 Grad vorgesehen, so ist eine 2. analog aufgebaute Auswerteeinrichtung erforderlich. Die Synchronisierimpulse können auch mit anderen Schaltungen wie z. B. einem Schmitt-Trigger erzeugt werden.

Während der periodenweisen stufenweisen Phasensprünge wird die Periodendauer kleiner bezw. größer, d. h. daß sich damit auch die Frequenz ändert. Man kann also solche Phasensprünge durch Umschaltung auf eine andere Frequenz und durch die Zahl von Perioden codieren. Es muß lediglich gewährleistet sein, daß eine Umschaltung auf eine andere Frequenz beim Nulldurchgang erfolgt. So ist z. B. bei einer Frequenz f 1 und der anderen von f 1/2 immer nach einer Periode von f 1/2 ein phasengleicher gemeinsamer Nulldurchgang vorhanden. Der Phasensprung wäre dann immer 360 Grad. Auf diese Weise kann also jeder beliebige Phasensprung erzeugt werden. In Fig. 26 ist solch ein Beispiel dargestellt. Dieses Prinzip kann bei der Wechselstromtelegrafie verwendet werden. Die beiden Wechselströme haben die Frequenzen f 1 und f 2. Die Frequenz von f 2 = 2 f 1. Nach 360 Grad ist dann eine Phasenvoreilung von 360 Grad für die Frequenz f 2 vorhanden. Man kann also zuerst f 1 senden, dies ist dann der eine Kennzustand und dann beim Nulldurchgang nach einer Periode auf die Frequenz f 2 umschalten. Es entsteht dann ein Phasensprung von 360 Grad. Nach 2 Perioden von f 2 wird man wieder beim Nulldurchgang auf f 1 umschalten z. B. mit einem elektronischen Schalter der z. B. mit Begrenzerimpulsen gesteuert wird. Es entsteht wieder ein Phasensprung von 360 Grad nacheilend. In der Praxis wird man die Amplituden beider Wechselströme gleich groß machen. Damit beim Nulldurchgang immer umgeschaltet werden kann, muß die kleinere Frequenz so gewählt werden, daß die Nullinie mit gleicher Phase nicht im Unendlichen gesucht werden muß. Das Zusammentreffen von Nullinie und gleiche Phase muß immer periodisch sein. Den Übergang von einer Frequenz zu der anderen kann man natürlich auch kontinuierlich machen. Für diesen Zweck kann man eine Frequenzmodulation vorsehen. In Fig. 22 ist ein Prinzip dargestellt. Die binären Impulse J 1, J 2 usw. werden einem Frequenzmodulator zugeführt. Bei kleinem Frequenzhub ist praktisch die Bandbreite gleich der 2-fachen Modulationsfrequenz. Will man von der einen Frequenz zur anderen einen Frequenzübergang ähnlich der weichen Tastung bei der Telegrafie haben, so müssen die Eingangssignale z. B. entsprechend der Fig. 23 Schritt 3, 4 geschaltet werden. Bereits mit einem Kondensator läßt sich eine Abflachung erreichen.

Die Auswertung einer laufenden Frequenzänderung ist nur mit Hilfe einer Summierung von Phasensprüngen möglich. Jede Änderung der Frequenz bedeutet im Vergleich zu einer Mittenfrequenz einen Phasensprung. Für einen Schritt bezw. einen Impuls muß man dann also soviel Perioden vorsehen, daß bei der Summierung ein meßbarer Phasensprung vorhanden ist. Gut ausreichend ist z. B. ein Summenphasensprung von 60 Grad, wenn man einen Periodendauervergleich vornimmt. Bei 60 Grad ist der cos 0.5, sodaß bei der Halbperiode eine Verkürzung z. B. auf 3/4 der Halb-Periodendauer zustande kommt (Fig. 9c). Der ankommende Codierwechselstrom wird, wie in Fig. 12 dargestellt, ggf. über einen Verstärker V einem Begrenzer B zugeführt. In diesem erfolgt eine Umwandlung in Impulse JM. Die positiven sind mit hs und die negativen mit ls bezeichnet. Diese Impulse stellen die Halb-Periodendauer dar, die gemessen und verglichen werden mit der Halb-Periodendauer der Mittenfrequenz bezw. Vergleichsfrequenz. In Fig. 24 sind mit JM die positiven Impulse der Mittenfrequenz, die bei der Übertragung nicht in Erscheinung tritt, und mit Jphk die kleiner werdenden Impulse der zunehmenden Frequenz dargestellt. Es liegt dann ein voreilender Phasensprung vor. Man sieht, daß gegenüber der Mittenfrequenz die Impulsdifferenz Jd immer größer wird. Die Frequenzänderung braucht dabei nicht gleichförmig geschehen. Ein Beispiel wie man eine solche Abmessung z. B. bei kleiner werdenden Periodendauern durchführen kann, ist in der Fig. 27c dargestellt. In dieser werden Gatter G, die UND-ODER, NICHT-Gatter sein können verwendet. Es sind lediglich die high h und low l angegeben. Außerdem sind noch bistabile Kippstufen B und Zählglieder Z eingezeichnet. Die ls Halbperiodenimpulse sind l und werden einem Gatter G 1 zugeführt, das die bistabile Kippstufe B 1 steuert. Der Ausgang liegt am Gatter G 2. An diesem G 2 liegen außerdem die hs-Impulse mit h. Am Ausgang von G 2 ist, wenn an den Eingängen h/h liegen, l. Das Gatter G 3 kehrt das Potential um. Mit h wird dann die bistabile Kippstufe B 2 gesteuert. Diese gibt in Arbeitsstellung h an das Gatter G 4. Am anderen Eingang desselben liegen Steuerimpulse bezw. Meßimpulse Jm für die Zählglieder, hier für das Einerzählglied ZE. Angenommen wird, daß mit 10 Perioden der vorgesehene Phasensprung erreicht ist. Die Gatter G 1 und G 2 sind für den zeitgerechten Einsatz für das Zählglied ZE da. Die Zählung darf erst mit dem Beginn des hs-Impulses anfangen. Dies ist der Fall, wenn durch einen ls-Impuls - dieser kann auch erst am Ende angeschaltet sein - B 1 in Arbeitsstellung gebracht worden ist. Damit wird erreicht, daß hs mit dem Beginn des Impulses wirksam wird. Damit ist eine Synchronisierung mit den Vergleichsimpulsen bezw. Quasivergleichsimpulsen der Mittenfrequenz erreicht. Jm sind Meßimpulse. Für einen Mittenfrequenzimpuls JM sind 10 Meßimpulse Jm vorgesehen. Mit dem Beginn des hs-Impulses wird auch das Zählglied ZE mit Jm-Impulsen gesteuert. Beim Erreichen des 10. Ausganges erhält B 3 einen Impuls; diese wird in die Arbeitslage gebracht. G 5 wird nun beim nächsten hs-Impuls wirksam, damit wird auch G 6 gesteuert. An diesem liegen außerdem noch mit l Meßimpulse Jm. Diese steuern nun das Vergleichszählglied ZV. Dieses wird immer erst beim 10. Ausgang zurückgeschaltet. Bei größerer werdenden Codierfrequenz werden die hs-Impulse kleiner, sodaß immer weniger Meßimpulse je hs-Impulse auf den Vergleichszähler gelangen. Die Phasenverschiebung der einzelnen Perioden werden also im Vergleichszähler ZV summiert. Bei einer vorbestimmten Zahl von Perioden wird im Vergleichszähler der Ausgang Null 0 erreicht. Dieser Ausgang markiert den einen Kennzustand. Eine ähnliche Schaltung läßt sich auch bei größer werdenden Periodendauer anwenden. Falls keine Synchronisierung vorgesehen ist, kann man diese durch eine zusätzliche Zählschaltung, bei der immer nach Abzählung von 10 Perioden, falls je 10 Perioden ein Schritt zugeordnet wird, eine Periode verschluckt wird.

In den Fig. 18a, b ist auf der Basis von Vektoren eine stufenweise Phasenänderung dargestellt. In der Fig. 18a soll der Vektor u um den Winkel a voreilend phasenverschoben werden. Für diesen Zweck wird ein Wechselstrom gleicher Frequenz mit dem Vektor v, der gegenüber u um 90 Grad voreilend phasenverschoben ist, addiert. Ohne zusätzlich Änderung des Vektors u würde der Summenvektor entsprechend der Fig. 5 sich vergrößern. Der Vektor u muß deshalb um den Betrag ud auf u 1 verkleinert werden. Beim Nulldurchgang von su in Fig. 18b, soll eine weitere um den Betrag a′ voreilende Phasenverschiebung statt finden. Soll der Summenvektor su 1 gleich dem von su sein, so muß sowohl der Vektor u 1 um ud auf u 2 verkleinert werden, als auch die Stufe V′ um vd auf v 1.

Die Auswertung der Kennzustände der Fig. 26 kann durch einfache Abmessung einer Halbperiode erfolgen. Mit einer Begrenzerschaltung nach Fig. 13 oder mit einem Schmitt-Trigger können die für den Vergleich erforderlichen Impulse erzeugt werden. Zusätzlich kann man dann noch die Zahl der Perioden abzählen. Wird z. B. die Periodendauer im Verhältnis 2 : 3 gewählt, so kann eine Umschaltung auf die kleinere Frequenz nach 3 Perioden erfolgen. Wählt man die größere Frequenz mit 2400 Hz, so ist die kleinere Frequenz 1600 Hz. Auf diese Art könnte man 800 bit/s codieren. Die Umschaltung erfolgt immer bei Null. Solche Anordnungen sind auch für Einkanal-Datenübertragungssysteme geeignet. Werden noch Filter für die einzelnen Frequenzen vorgesehen, so kann z. B. zwischen 2400 Hz und 1600 Hz noch eine Frequenz untergebracht werden.

Es sind bereits Verfahren bekannt, bei denen bei der Pulsmodulation die Pulse durch Sinushalbwellen bezw. Perioden, die in einer ununterbrochenen Folge von positiven und negativen Halbwellen gesendet werden, und bei denen die Kennzustände durch die Größe der Amplituden codiert werden, dargestellt werden. So ist z. B. eine Pulsamplitudenmodulation (Offenlegungsschrift DE 33 40 377 A1) bekannt, bei der die Probeentnahmeimpulse durch die Größe der Halbwellen bezw. Periodenamplituden eines Wechselstromes einer Frequenz codiert werden und zwar analog. In Fig. 21 ist das Prinzip dargestellt. In Fig. 21a ist eine Schwingung dargestellt, von der im Rythmus von 8 KHz die Probeentnahmen P 1 bis P 8 entnommen werden. In Fig. 1b ist die Probeentnahme P 1 analog auf die beiden Halbwellen 1 mit den Amplituden aP 1/ aP 1 die Probeentnahme P 2 auf die Halbwellen 2 mit den Amplituden aP 2/aP 2 usw. übertragen. In Fig. 21c wird die jeweilige Probeentnahme jeweils nur einer Halbwelle aufgedrückt, also P 1 auf die Halbwelle aP 1, P 2 auf die Halbwelle aP 2 usw. Die Frequenz von 21 b ist dann 8 KHz und die von 21 c 4 KHz. Die Probeentnahmen kann man auch auf die Halbwellen oder Perioden von Wechselströmen niedriger Frequenz übertragen. In den Fig. 21d- 21g sind 4 Wechselströme mit einer Frequenz von 2 KHz dargestellt. Mit den Perioden derselben werden die Probeentnahmen analog codiert. Die Wechselströme sind gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben. Den Perioden des Wechselstromes der Fig. 21d werden z. B. die Probeentnahmen aP 1, aP 5 usw., in der Fig. 21e die Probeentnahmen aP 2, aP 6, in der Fig. 21f die Probeentnahmen aP 3, aP 7, usw. in Fig. 21g die Probeentnahmen aP 4, aP 8 usw. analog codiert. Man kann nur nach dem Prinzip der Quadraturmodulation immer zwei um 90 Grad phasenverschobene Wechselströme zu einem Wechselstrom überlagern. Wird dieses Prinzip bei einer Codierung mit Halbwellen vorgesehen, so sind nur 2 Wechselströme mit 2 KHz erforderlich, Phasenverschiebung 180°. Dasselbe Prinzip kann auch bei digitaler Binärcodierung z. B. nach Patent DE 30 10 938 angewendet werden, oder aber auch bei mehrstufigen digitalen Verfahren, bei denen die Halbwellen oder Perioden nur eines Wechselstromes für die Codierung vorgesehen werden, wobei die jeweilige Amplitude in zwei oder mehrere Stufen unterteilt ist. Diese Codierungsverfahren mit einer Frequenz können vorteilhaft bei Funk mit Frequenzmodulation eingesetzt werden. Beim UKW-Sprechfunk wird ein Frequenzhub von 7 KHz gewählt, die größte Modulationsfrequenz beträgt 4 KHz, sodaß man mit einer Bandbreite von 2 × (7 + 4) KhZ = 22 KHz rechnen muß. Bei den Verfahren nach den Fig. 21 kann ein kleinerer Frequenzhub gewählt werden. Wenn das analoge Verfahren mit 2 um 180 Grad versetzten Wechselströmen von 2 KHz, 90 Grad (phasenverschoben) überlagert übertragen werden, durchgeführt wird, dann kommt man mindestens mit der halben Bandbreite aus. Bei einem binärcodierten Verfahren nach Patent DE 30 10 938 kann man den Frequenzhub noch wesentlich verkleinern. Da es bei diesem Verfahren nur 2 Kennzustände gibt, ist die Auswertung sehr einfach. Dies wird mit Hilfe der Fig. 29 verdeutlicht. Der Modulationswechselstrom Mf sei 2-stufig. Die Unterschiede der Halbperiodendauer TrM/2 des Trägerwechselstromes bei den positiven und negativen Halbperiodenspitzen ist so groß, daß man hier durch Zeitmessung z. B. mittels Zählglieder ohne weiteres die binären Zustände ermitteln kann. Ein Prinzip hierfür ist bereits in der Fig. 15 aufgezeichnet. Bei dem analogen Verfahren mit einer Frequenz kann man natürlich die Auswertung ebenfalls nach diesem Prinzip vornehmen. Die Abmessung muß dann noch genauer vollzogen werden, d. h. die Frequenz der Meßimpulse Jm muß erhöht werden. Die Auswertung kann natürlich auch mit den bekannten Differentiations- und Rückkopplungsmethoden erfolgen. (Zähldiskriminator)

In Fig. 28 ist das Prinzip eines UKW-Sprechfunksenders dargestellt. Das NF-Signal wird einem Analog/Einfrequenzwechselstromwandler AE, der entsprechend der Fig. 21 arbeitet, zugeführt. In bekannterweise wird dann dieser Codierwechselstrom einem Frequenzmodulator FM, an den auch die im Oszillator G erzeugte Sendefrequenz geführt wird, zugeführt. Über Verstärkerstufen V wird dann der modulierte Träger der Endstufe E und der Antenne zugeführt.

In der Fig. 30 ist eine frequenzmodulierte Schwingung in Abhängigkeit von der Amplitude und Frequenz der Modulationsschwingung dargestellt. M 1 ist eine Vergleichsamplitude. M 2 ist die doppelte Vergleichsamplitude. M 3 ist die doppelte Vergleichsamplitude mit doppelter Frequenz. FM 1, FM 2 und FM 3 sind die dazugehörigen frequenzmodulierten Schwingungen. Vergleicht man bei den 3 FM 1-3 die kürzeste halbe Periodendauer T/2TrFM miteinander, so sieht man, daß jeweils beinahe eine Halbierung der Periodendauer stattfindet, d. h. daß bei Verwendung nur einer Frequenz für die Codierung von Sprache bezw. Daten das Frequenzband wesentlich kleiner wird.

Bezüglich der Fig. 27c sei noch darauf hingewiesen, daß der einfachheithalber oft NICHT-Gatter nicht eingezeichnet worden sind um eine Potentialänderung zu bewerkstelligen also von h nach l und umgekehrt. Durch die Funktionsbeschreibung ist die Wirkungsweise der Gatter und Zählglieder bereits schon gegeben, d. h. auch die erforderlichen Potentiale.

In Fig. 26 kann die Umschaltung von einer auf die andere Frequenz durch elektronische Schalter erfolgen. Folgen 2 oder mehrere Schritte mit gleichen Kennzuständen z. B. mit dem Kennzustand f 1 in Fig. 26 so müssen 2 Perioden oder mehrere von f 1 gesendet werden.

In Fig. 25a ist ein binärcodierter Wechselstrom einer Frequenz mit den Kennzuständen kleiner und großer Amplitudenwert entsprechend dem Patent DE 30 10 938 dargestellt. Wird die Periode für die Codierung vorgesehen, so sind bei einer Sprachdigitalisierung 8 Perioden, also 8 bit für die Intervallkennzeichnung erforderlich. Wird die Halbwelle vorgesehen, so sind nur 4 Perioden für 8 bit notwendig. Bei einer Probeentnahmefrequenz von 8 KHz, sind dann 64 KHz bezw. 32 KHz-Wechselströme erforderlich. Die Frequenz der Codierung kann man dann in der Weise verkleinern, indem man z. B. die 8 KHz Probeentnahmen zeitmultiplex mit 4 × 2 KHz abgreift, die gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben sind. Diese werden dann auf die Amplituden der Perioden von 2 KHz Wechselströmen aufgedrückt, wie in den Fig. 25b-e dargestellt. Diese Wechselströme sind gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben. Je zwei können dann nach dem Prinzip der Quadraturmodulation überlagert werden. Erfolgt der Abgriff bei einen Abstand von 180 Grad mit 2 Wechselströmen von 4 KHz so muß einer um 90 Grad phasenverschoben werden, damit eine Überlagerung möglich ist. Eine solche Codierung kann man auch bei vorhandenen Funkgeräten einsetzen, z. B. in Fig. 28 als A/E Man kann die digitale Codierfrequenz noch kleiner machen, wenn an Stelle von 2 Stufen, wie in Fig. 25a dargestellt, mehr Stufen, z. B. 3, wie in der Fig. 29a dargestellt, vorgesehen werden. Mit einer Halbwellencodierung und ggf. Addition nach dem Quadratur-Amplituden-Modulations-Prinzip ist nochmals eine Frequenzverkleinerung möglich.

An Stelle mit Wechselstrom kann man den Frequenzmodulator auch mit Gleichstrom analog oder digital steuern. In der Fig. 31 ist eine Schaltung für eine digitale Steuerung dargestellt. Die Frequenz ist dabei ist immer dieselbe, der Code ist durch die Amplitudengröße der Rechteckimpulse gegeben. Die Gleichstromimpulse werden durch die elektronischen Schalter es 1- es 4 getastet. Der Codierer Cod steuert die elektronischen Schalter An den Codierer Cod wird einmal der Code und dann noch die Synchronisierpulse Js, die im Begrenzer erzeugt werden, herangeführt. Der Begrenzer erhält einen Abzweigwechselstrom vom Frequenzmodulator. Mit den Synchronisierimpulsen wird immer der Nulldurchgang des Abzweigwechselstromes markiert. Im vorliegenden Beispiel ist der Frequenzmodulator FM an den Amplitudenmodulator M, an den auch der Oszillatorwechselstrom Osc geführt ist, angeschaltet. Über Verstärkerstufen V und der Endstufe E wird dann der modulierte Träger an die Sendeantenne geführt. Zur Kompensation der Stör- und Oberwellenspannungen kann man diese über ein Filter Fi, das die Nutzsignale aussiebt und einen Phasendreher Ph von 180 Grad über einen Abzweigweg der Endstufe wieder zuführen. In den Fig. 32 und 33 ist einmal ein 2-stufiger und einmal ein 3-stufiger Rechteckimpulscode einer Frequenz dargestellt.

In den Fig. 41, 42 ist jeweils die Codierung von 2 Kanälen und zwar einmal mit Rechteckimpulsen und einmal mit Halbwellenpulsen dargestellt. Jeweils sind nur 2 Kennzustände vorhanden, u 1 und u 2. Die kleinste Amplitude der Kanäle II und W 2 ist dabei doppelt so groß als die größte Amplitude der Kanäle I und W 1. Für die Codierung wird jeweils nur eine Frequenz verwendet, eine Phasengleichheit ist nicht erforderlich. Da im Frequenzmodulator verschieden große Amplituden verschiedene Frequenzen erzeugen (Fig. 30), kann man beide Kanäle - es könnten auch mehrere sein - über nur einen Übertragungsweg senden. In Fig. 43 z. B. wird mit Hilfe eines elektronischen Schalters eS von einem Kanal mit der kleineren Amplitudencodierung auf den mit der größeren Amplitudencodierung umgeschaltet. Werden in der Fig. 41 die Codierungen gegeneinander um 180 Grad versetzt, so erfolgt die Umschaltung beim Nulldurchgang. In Fig. 42 ist es zweckmäßig wenn die Codierungen phasengleich sind, sodaß dann an den Frequenzmodulator FM ein Wechselstrom in einer ununterbrochenen Folge von positiven und negativen Halbwellen angeschaltet wird. Die Codierung der Kanäle muß mittels Perioden erfolgen, damit jeweils abwechselnd eine Halbwelle von W 1 und die nächste Halbwelle von W 2 an den Frequenzmodulator geschaltet werden kann. In der Fig. 44 sind für die Übertragung 2 Frequenzmodulatoren FM 1 und FM 2 vorgesehen, die über einen Entkoppler E das jeweilige Wechselstromband an den Übertragungsweg geben. Der Oszillator ist für alle Kanäle gemeinsam. In der Fig. 40 sind für die Übertragung der beiden Kanäle zwei gleiche Frequenzmodulatoren FM 1I und FM 1II vorgesehen. Da, wie aus der Fig. 29 hervorgeht, die großen Amplituden einen großen Frequenzbereich einnehmen, ist es erforderlich mit dem Filter Fi den Frequenzbereich der kleinen Amplituden auszufiltern. Über einen Addierer Ad werden dann beide Frequenzbänder zusammengeführt und übertragen.

In der Fig. 34 ist eine Schaltung für die Erzeugung von kleinen und großen Amplituden von Wechselstromhalbwellen bezw. Perioden oder Rechteckimpulsen und deren phasengerechte Anschaltung z. B. bei 180 und 0/360 Grad. Im Generator G wird der Codierwechselstrom erzeugt. Für die großen und kleinen Amplituden sind 2 Stromkreise mit den Widerständen R 1 und R 2 vorgesehen. Diese Widerstände sind so bemessen, daß beim Schließen des jeweiligen Stromkreises mit dem elektronischen Schalter eS am Ausgang A die vorbestimmte Amplitudenstufe entsteht. Die Steuerung des elektronischen Schalters eS erfolgt durch einen Codierer Cod, dem einmal der Code und über einen Begrenzer - es kann auch ein Schmitt-Trigger sein -, dem ebenfalls der Codierwechselstrom zugeführt wird, die Synchronisierimpulse, die aus dem Codierwechselstrom gewonnen werden. Durch die Synchronisierimpulse wird gewährleistet, daß der elektronische Schalter immer beim Nulldurchgang betätigt wird.

Gemäß der Erfindung wird daher nur die Amplitude von periodischen Gleich- oder Wechselstromimpulsen insbesondere einer Frequenz, die in einer ununterbrochenen Folge gesendet werden für die Codierung der Information vorgesehen. Mit dieser Methode wird dann das Frequenzband bei den Winkelmodulationsverfahren wesentlich verkleinert. In Fig. 28 ist das Prinzip der Anwendung bei einem Sender für Funkübertragung mit Frequenz- Vorstufenmodulation dargestellt. Die Trägerfrequenz wird im Oszillator Osc/G erzeugt und dem Frequenzmodulator FM zugeführt. Die Sprache Sp soll im FM frequenzmoduliert werden. Zu diesem Zweck wird ein Analog/Einfrequenzwechselstromwandler A/E zwischen Sprachsignal und Frequenzmodulator FM eingefügt. Das heißt die Sprache wird in einen Wechselstrom einer Frequenz analog oder digital umcodiert. Nur die Amplituden dieses Wechselstromes beinhalten die Information. Das Band der frequenzmodulierten Schwingung wird dadurch wesentlich schmaler. Das frequenzmodulierte Signal wird dann über Verstärker V der Endstufe E der Sendeantenne s zugeführt. Auf der Empfangsseite wird dann mit Hilfe der bekannten Verfahren (z. B. Flankendiskriminator, Verhältnisdiskriminator) der Einfrequenzwechselstrom erhalten. In einem Einfrequenzwechselstrom/ Analogwandler E/A wird dann das Sprachsignal wieder hergestellt.

Nachstehend werden nun einige solcher Analog/Einfrequenzwechselstromwandler bezw. digital/Einfrequenzwechselstromwandler bezw. Einfrequenzimpulswandler an Hand der Zeichnungen beschrieben. Im Patent DE 30 10 938 ist ein Verfahren für eine digitale Informationscodierung offenbart, bei dem binäre Codeelemente (Fig. 25a) aus den Halbwellen oder Perioden gebildet werden, die in einer unmittelbaren Aufeinanderfolge von positiven und negativen Halbwellen gesendet werden. Die beiden Kennzustände 1, 0 werden dabei durch einen größten Amplitudenwert (Fig. 25a, P 1, 3,) und durch einen kleinsten Amplitudenwert (Fig. 25a, P 2, 4) codiert. In Fig. 4e hat z. B. ein Codewort 8 bit, wobei als Codeelement die Periode vorgesehen ist. Bei der digitalen Sprachübertragung ist für die Intervallcodierung eine solche Bitzahl erforderlich. Das Codeelement kann auch mehrstufig ausgeführt werden wie in in der Fig. 2 dargestellt ist. Das frequenzmodulierte Band wird dann allerdings etwas breiter als bei binärer Codierung.

Ein Prinzip der Analog/Einfrequenzwechselstromwandlung ist in der europäischen Patentanmeldung 01 10 427 offenbart. Bei diesem Prinzip werden die Werte der Probeentnahme analog entsprechend der Pulsamplitudenmodulation PAM durch die Amplituden der Halbwellen bezw. Perioden nur eines Wechselstromes codiert. Diesem Codierwechselstrom wird dabei bei Verwendung von Halbwellen die halbe Probeentnahme- und bei Verwendung von Perioden die Probeentnahmefrequenz zugeordnet. Die Intervallwerte werden dabei durch die Größe der Amplituden analog codiert. In Fig. 21a ist eine Schwingung dargestellt, die durch die Probeentnahmewerte P 1 bis P 8 gekennzeichnet ist. In Fig. 21b ist ein Codierwechselstrom mit der Probeentnahmefrequenz gezeichnet. Dabei sind die Amplituden der Perioden die Kennzustände analog, also die Probeentnahme P 1 ist sowohl in der positiven Halbwelle aP 1 als auch in der negativen Halbwelle aP 1 codiert. Dasselbe gilt für die Probeentnahmen P 2, P 3, P 4, . . . . Die Probeentnahme P 7 hat z. B. die Amplituden aP 7/aP 7. In der Fig. 6c sind in den Halbwellen die analogen Kennzustände der Probeentnahmen codiert, also die Probeentnahme P 1 in der Halbwelle aP 1, die Probeentnahme P 2 in der Halbwelle aP 2, . . . . die Probeentnahme aP 6 in der Halbwelle aP 6, usw.

In der deutschen Offenlegungsschrift Nr. 32 23 312 ist ein Verfahren offenbart, bei dem das Luminanzsignal, also die Helligkeit der Bildpunkte durch die Halbwellen bezw. Perioden nur eines Wechselstromes codiert werden. Mit den Fig. 38a, b, c wird dieses Prinzip erläutert. In Fig. 38a ist das Luminanzsignal dargestellt, mit Weißwert (10), Schwarzwertwert (75), Zwischenwerte und Zeilenimpulse (100). Mit BE ist der Bildpunkt bezeichnet, VBE ist die dazugehörige Helligkeitsspannung. Bei den bisherigen Verfahren der Luminanzsignalübertragung werden die Bildpunktspannungen einem Träger fT in Fig. 38b aufmoduliert, und zwar durch Amplitudenmodulation. Die Modulationsfrequenz fM kann vom Gleichstrom bis zu 5 MHz reichen. Wird jeder Bildpunkt durch die Amplitude einer Halbwelle bezw. Periode nur eines Wechselstromes codiert, so kann man mit nur einem Wechselstrom die Luminanzsignale codieren. In der Fig. 38c ist eine solches Beispiel dargestellt. fMB ist die halbe Abtastfrequenz der Bildpunkte. Für die Codierung der Bildpunkte sind die Halbwellen des Codierwechselstromes vorgesehen. Eine Halbwelle entspricht also dem Bildpunkt BE. Die Amplitude UBE der jeweiligen Halbwelle entspricht der jeweiligen Bildpunktspannung VBE der Fig. 38a. Aus der Fig. 38 geht hervor, daß das Luminanzsignal sehr schmalbandig frequenzmoduliert übertragen werden kann. Da bei der europäischen Fernsehnorm für eine Zeile 64 us vorgesehen ist, in denen auch das Abtast-Synchronisiersignal mit 11.4 us enthalten ist, kann man in die 11.5 us z. B. den digitalisierten Ton mit hineinbringen, wenn die Farbsignale anderst codiert werden, also wenn der Burst nicht mehr erforderlich wird (z. B. deutsche Patentanmeldung P 32 29 888), oder aber man kann auch die Schwarz-Schulter für die digitale Toncodierung mit verwenden. Man kann zusätzlich seriell die Grundfarbensignale rot und blau übertragen (P 32 29 888) Die FBAS-Signalfrequenz ist dann entsprechend höher (FBAS = Farb-Bild-Austast-Synchronsignal). Es lassen sich natürlich alle Übertragungsmethoden die in den deutschen Offenlegungsschriften DE 32 23 312, DE 32 26 382, DE 32 29 139, DE 32 29 888 oder in der US-Patentanmeldung Serial-Nr. 5 19 657 offenbart sind, auf diese Methode übertragen.

Diese Übertragungsmethode kann auch bei Zeitmultiplexbetrieb verwendet werden, analog nach dem Prinzip der Fig. 21 und digital nach den Fig. 25a und 29. Die Prinzipschaltung für eine analoge zeitmultiplexe Übertragung von Sprache ist in der Fig. 39 dargestellt. In der Fig. 39a sind 4 Sprachkanäle zeitmultiplex zusammengefaßt. Da die Probeentnahmefrequenz 8 KHz ist, ist für die 4 Kanäle eine Abgriffsfrequenz von 32 KHz erforderlich. Nacheinander werden die Probeentnahmen P 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7 . . . usw. vom Multiplexer Mu Fig. 39b abgegriffen. Für die Codierung ist dann ein Einfrequenzwechselstrom von 32 KHz, falls man die Perioden als Codeelement vorsieht, notwendig. Im Analog/Einfrequenzwechselstromumsetzer A/E werden dann die Probeentnahmen auf die Amplituden der Perioden analog übertragen. Am Ausgang des A/E ist dann ein Wechselstrom von 32 KHz - bei Verwendung von Halbwellen als Codeelemente 16 KHz) - der dann dem Frequenzmodulator FM zugeführt wird. Die Übertragung kann sowohl auf Funk- oder Kabelbasis erfolgen. Bei digitaler Codierung nach dem Prinzip der Fig. 25a sind bei 8 bit-Codewörtern 64 KHz bei Periodencodeelementen und 32 KHz bei Halbwellencodeelementen erforderlich.

Die Codierfrequenzen der Fig. 21b, c können auch können auch herabgesetzt werden, wenn man die Probeentnahmen z. B. auf 4 gegeneinander um 90 Grad versetzte Wechselströme mit je 2 KHz verteilt, wie in den Fig. 21d-g dargestellt (europäische Patentanmeldung 01 10 427). Die Codierung kann auch mit zwei 4 KHz Wechselströmen durchgeführt werden, die jedoch um 180 Grad phasenverschoben sind. Bei Verwendung von Halbwellen als Codeelemente genügen Wechselströme der halben oben aufgeführten Frequenz, z. B. Codierung der Probeentnahmen mit 4 KHz, in der Fig. 21c dargestellt. Auf dieser Basis ist es auch möglich zwei Codierwechselströme von 4 oder 2 KHz, frequenzmoduliert auf dem Prinzip der Fig. 40 bis 44 zu übertragen. Teilweise ist es dann notwendig, wenn z. B. Gleichphasigkeit erforderlich ist, einen Wechselstrom entsprechend in der Phase zu verschieben. In den Fig. 25b-e ist dasselbe Prinzip für die Herabsetzung der Codierfrequenzen wie bereits in den Fig. 21d-g erläutert für einen Digitalcode dargestellt.

In der Fig. 35 ist eine Anordnung analog der Fig. 34 dargestellt, bei der eine phasengerechte An-Ab- oder Umschaltung der Halbwellen bezw. Perioden eines Wechselstromes 4-stufig erfolgt. Der elektronische Schalter hat 4 Arbeitskontakte I, II, III und IV, mit denen die Stromkreise mit solchen Widerständen geschlossen werden, daß am Ausgang A die codierten Stufen auftreten. Die Widerstände sind mit R 1, R 2, R 3 und R 4 bezeichnet. Die übrige Schaltung entspricht der Fig. 34. Man kann mit der Schaltung der Fig. 34 und 35 nicht nur Halbwellen bezw. Perioden phasengerecht umschalten, sondern auch Gruppen von Perioden. In Fig. 36 werden die verschiedenen Zeichen durch eine vorbestimmte Zahl von Perioden gekennzeichnet und die Kennzustände werden durch große (gr) und kleine Amplituden (kl) codiert. Die Zeichenlänge beträgt 44 Perioden, das Ende des Codewortes wird durch 66 Perioden gekennzeichnet. Der Aufbau ist also entsprechend dem Telegrafencode. In Fig. 37 ist analog Fig. 36 ein anderes Codierungsprinzip dargestellt. Hier wird jedem Zeichen eine vorbestimmte Codekombination aus zwei oder mehreren ein-zwei- oder mehrstelligen Kennabschnitten (L 1, L 2, L 3), seriell oder parallel angeordnet, zugeordnet, wobei die Zeichenkombination aus der Zahl der Codeelemente der Kennabschnitte in Verbindung mit ihrer zeitlichen oder/und örtlichen Lage gebildet wird (Patentanmeldung DE 34 32 153). Die beiden in den Fig. 36 und 37 dargestellten Codierungen können dann frequenzmoduliert übertragen werden, was bei einer Vielzahl von Stufen eine sichere Übertragung gewährleistet.

Die erfindungsgemäße Phasencodierung kann auch für mehrwertige Codierungen und für die Verschlüsselung von Nachrichten verwendet werden. So kann man z. B. 5, 10, 15 und 20 Phasenstufen von Perioden vorsehen, wobei die Änderung der Richtung der Phasenverschiebung jeweils die jeweilige Gruppe von Perioden markiert. Zusätzlich kann man natürlich noch eine Amplitudencodierung verwenden. Will man eine Nachricht verschlüsseln, so kann man z. B. 50 Perioden vorsehen, die in der Summe einen vorbestimmten Phasensprung ausmachen. Eine voreilende Phasenverschiebung bedeutet z. B. den Binärwert "1" und eine nacheilende den Binärwert "0". Liegt keine Phasenverschiebung vor, so haben diese 50 Perioden denselben Binärwert wie die vorhergehenden. Zur Täuschung kann man innerhalb der jeweiligen 50 Perioden Amplitudenstufen vorsehen und auch Phasensprünge, die jedoch die Summe der vorbestimmten Phasenverschiebungen nichts ändern.

Man kann auch die 5, 10, 15 usw. Phasenstufen von Perioden nicht nur gleichmäßig verändern, sondern noch innerhalb der Gruppen verschiedene Phasengruppen von Perioden vorsehen.

Claims (5)

1. Verfahren für die analoge oder digitale Codierung von Information für die Verwendung bei Winkel- und Pulsmodulationsverfahren, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungssicherheit vergrößert und die Bandbreite in der Weise verkleinert wird, indem die Phasenänderungen beim Codierungswechselstrom bezw. bei der Recheckpulsfolge so vorgenommen werden daß eine ununterbrochene Folge von positiven und negativen Halbwellen (Fig. 17) bezw. von Rechteckpulsen entsteht, die Phasensprünge liegen dabei im Bereich von 90 Grad und kleiner und werden beim Nulldurchgang des Codierwechselstromes (Fig. 18b, su) oder bei einem der beiden Teilwechselströme (Fig. 18a, u) vorgenommen und/oder daß schmalbandig bezw. nur mit einem Codierwechselstrom einer Frequenz (Fig. 21b, c), bei dem die Kennzustände durch die Amplitudengröße festgelegt werden, eine Speisung von Winkel- (Fig. 28) bezw. Pulsmodulatoren für Zwecke der Übertragung vorgesehen werden.

2. Schaltungsanordnung zur Erzeugung der Stufen für die analoge oder digitale Codierung von Information für die Verwendung bei Winkel- und Pulsmodulationsverfahren, dadurch gekennzeichnet, daß die Größe der Amplituden- bezw. Pulsstufen durch eine der Stufen entsprechende Zahl von parallelen Wechselstromkreisen (Fig. 34, 35) mit entsprechenden Widerständen bezw. Verstärkungen und/oder daß ein oder mehrere Wechselstromkreise mit der Zahl von in Serie geschalteten Widerständen, die der Stufenzahl entsprechen vorgesehen sind, wobei Mittel (Fig. 34, eS) vorgesehen sind, die eine An-Aus- oder Umschaltung der Widerstände bezw. Stromkreise je nach vorbestimmter Stufe vornehmen, daß weiterhin ein Wechselstromkreis vorgesehen ist (Fig. 34, B, Cod) mit Mitteln (Fig. 34, B) aus den Wechselstromhalbwellen Synchronisierimpulse zu erzeugen, wobei diese einem Codierer zugeschaltet werden, der in Verbindung mit dem Code eine phasengerechte Umschaltung auf die jeweilige Stufe steuert, für die Speisung aller Stromkreise ist dabei ein Generator vorgesehen.

3. Schaltungsanordnung zur Erzeugung der Phasenstufen für die analoge oder digitale Codierung von Information für die Verwendung bei Winkel- und Pulsmodulationsverfahren, dadurch gekennzeichnet, daß die Größe der jeweiligen Phasenstufe durch Veränderung der elektrischen Verhältnisse der beiden um 90 Grad phasenverschobenen Grundwechselströme (Fig. 11) erfolgt, wobei Mittel (Fig. 11, B) vorgesehen sind, die aus dem Summenwechselstrom oder aus einem der Grundwechselströme Synchronisierimpulse erzeugen (Fig. 11, Js), daß weiterhin ein Codierer vorgesehen ist, der in Zusammenwirken mit dem Code und den Synchronisierimpulsen vorgesehene elektronische Schalter (eS, Fig. 11) vorzugsweise beim Nulldurchgang des Summenwechselstromes oder eines der Grundwechselströme zur Wirkung kommen lassen.

4. Schaltungsanordnung zur Erzeugung der Phasenstufen für die analoge oder digitale Codierung von Information für die Verwendung bei Winkel- und Pulsmodulationsverfahren, dadurch gekennzeichnet, daß die Größe der jeweiligen Phasenstufe durch Veränderung der elektrischen Verhältnisse der beiden um 90 Grad phasenverschobenen Grundwechselströme (Fig. 11) erfolgt, und wobei daß gleichzeitig beide Grundwechselströme so verändert werden, daß der Ausgangswechselstrom immer dieselbe Amplitude aufweist (Fig. 18b, su, su 1), wobei Mittel vorgesehen sind, die aus dem Summenwechselstrom oder aus einem der Grundwechselströme Synchronisierimpulse erzeugen (Fig. 11, Js), daß weiterhin ein Codierer vorgesehen ist, der in Zusammenwirken mit dem Code und den Synchronisierimpulsen vorgesehene elektronische Schalter (eS, Fig. 11), vorzugsweise beim Nulldurchgang des Summenwechselstromes oder eines der Grundwechselströme zur Wirkung kommen lassen.

5. Verfahren für die analoge oder digitale Codierung von Information für die Verwendung bei Winkel- und/oder Pulsmodulationsverfahren, dadurch gekennzeichnet, daß Phasensprünge aus einer Vielzahl von Phasenänderungen von Halbwellen bezw. Perioden eines Wechselstromes gebildet werden (Fig. 17), die durch Veränderung der elektrischen Verhältnisse der beiden um 90 Grad phasenverschobenen Grundwechselströme erzielt werden, wobei die Änderung beim Nulldurchgang des Summen- oder einem der Grundwechselströme erfolgt, die Codierung erfolgt dabei durch die Zahl der Perioden und/oder durch die Amplitudengrößen der Perioden und durch die Summe der Phasensprünge der jeweiligen Zahl von Perioden und/oder durch die voreilende oder nacheilende Phasenveränderung.