DE3543577C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einem Radarempfänger gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Mit "Bewegtclutter" werden Festzielechos bezeichnet, die von einem bewegten Radargerät, z. B. dem Bordradar eines Flugzeugs, empfangen werden. Bei solchen Radargeräten ist es wichtig, die Entdeckung von bewegten Objekten (Flugzeuge, Fahrzeuge) vor relativ zum Radargerät bewegtem Clutterhintergrund zu verbessern.

Die Entdeckbarkeit von Bewegtzielen in Bodennähe (Tiefflieger, Fahrzeuge) kann durch einen erhöhten Standpunkt, z. B. eine fliegende Plattform, erheblich gesteigert werden, da Einflüsse wie Abschattungen in welligem Gelände und Aufzipfelungen der Radarkeule in Bodennähe vermindert werden. Andererseits verschlechtert sich aber die Cluttersituation in vierfacher Hinsicht. Er ergeben sich eine höhere Clutterleistung durch den steileren Clutteraspektwinkel, ein hinausgeschobener Clutterhorizont, eine azimut- und entfernungsabhängige Dopplereinfärbung des reflektierenden Clutterhintergrunds durch die Plattformbewegung und eine zeitliche Veränderung der Cluttersignalparameter durch Überfliegen inhomogenen Clutterhintergrundes.

Die Dopplereinfärbung des Clutterhintergrundes kommt dadurch zustande, daß ein jedes Element des reflektierenden Erdbodens eine bestimmte radiale Relativgeschwindigkeit zu dem fliegenden Radargerät hat. Dadurch bewirkt ein jedes Clutterelement eine eigene Dopplerfrequenz, die von der Fluggeschwindigkeit und dem Kosinus des Winkels zwischen dem Ortsvektor des Clutterelements und dem Geschwindigkeitsvektor der Plattform abhängt. Es ergeben sich somit konzentrische Kegel als Flächen konstanter Dopplerfrequenz. Am Erdboden erhält man als Kurven konstanter Dopplerfrequenz f_D/f_D (v_max) demnach Kegelschnitte (bei ebenem Erdboden), bei Horizontalflug ein Hyperbelnetz. In diesem Zusammenhang wird auf Fig. 1 hingewiesen, in der ein solches Entfernungs-Azimut-Dopplernetz dargestellt ist. Mit ϕ ist hierin der Azimutwinkel, mit v die Clutterradialgeschwindigkeit, mit r/h das Entfernungs/Flughöhen-Verhältnis und mit HNr die Nummer der jeweiligen Hyperbel bezeichnet. Beschränkt man sich auf einen Entfernungsring, so erkennt man, daß die Clutterleistung eine Funktion zweier Parameter (Azimut ϕ, Dopplerfrequenz bzw. Clutterradialgeschwindigkeit v) ist und für einen Radarzielbereich RZ durch ein zweidimensionales Leistungsspektrum der in Fig. 2 dargestellten Art dargestellt werden kann (CNR = Clutter-Rausch-Verhältnis). In diesem Beispiel ist die Sendekeule nach ϕ_B = 0° (d. h. in Flugrichtung) gerichtet. Folglich existiert ein Maximum (Hauptkeulenclutter HKC) bei ϕ = 0° und der zugehörigen Clutterfrequenz v = v_max (vgl. Fig. 1). Etwaige zu entdeckende Flugziele befinden sich in der Sendekeulenrichtung (ϕ = 0°) und bei allen möglichen Geschwindigkeiten -v_max . . . +v_max, also längs der linken oberen Kante in Fig. 2. Längs der Diagonalen sieht man den Nebenkeulenclutter N KC über alle Dopplergeschwindigkeiten verteilt. Der zweidimensionale Charakter der Clutterechos fordert prinzipiell eine zweidimensionale Signalverarbeitung, insbesondere eine Clutterunterdrückung, welche selektiv in beiden Dimensionen (ϕ, v) wirkt. Folglich muß das rückgestreute Echofeld in zwei Dimensionen abgetastet werden. Hierzu bietet z. B. ein kohärentes Pulsdopplerradar mit aktiven Empfangskanälen die geeigneten Voraussetzungen. Die Sensoren können als räumliche Abtastung interpretiert werden, die kohärenten Echofolgen als zeitliche Abtastung. Ein optimaler Radarempfänger für zweidimensionalen Empfang würde also eine Struktur haben, wie in Fig. 3 angedeutet. Hierbei sind N Sensoren A1, A2, . . , AN mit jeweils einem Empfangskanal KE1, KE2, . . . , KEN mit digitalen I-Q-Ausgängen vorgesehen, die mit N Schieberegistern SR1, SR2, . . ., SRN verbunden sind. Jede Stufe der Schieberegister speichert einen zeitlichen Empfangssignal- Abtastwert, z. B. das Schieberegister SR1 die Abtastwerte x₁ (t₁), x₁ (t₂), . . . , x₁ (t_M), wenn M die Anzahl der Echoimpulse ist. In der Einrichtung RZV erfolgt die Raum-Zeit-Signal-Verarbeitung. Ist ein Bewegtziel entdeckt, so wird es in der Anzeigeeinrichtung AZ angezeigt. Im einfachsten Fall besteht die Raum-Zeit- Signalverarbeitung aus einer Empfangskeule mit nachgeschalteter Dopplerfilterbank. Dieses Verfahren ist jedoch nicht sehr wirksam, wie aus der Literaturstelle von R.Klemm: "Suboptimum Clutter Suppression for Airborne Phased Array Radars" in PROC. RADAR 82, London, UK, Oktober 1982 hervorgeht.

Das erste und vermutlich einzige bisher praktisch eingesetzte Verfahren ist TACCAR (M.I. Skolnik: "Radar Handbook" McGraw-Hill (1970), Seiten 17-32 bis 17-38. Das TACCAR-System mißt die Phasenprogression zwischen aufeinanderfolgenden Echos und stimmt damit den kohärenten Oszillator nach, bis die Phasenabweichungen minimal werden.

Damit wird der Dopplerbereich maximaler Leistung nach der Dopplerfrequenz 0 verschoben, so daß er in den Sperrbereich des konventionellen Festzeichenunterdrückungsfilters fällt. Dieses Verfahren ist nur gegen Hauptkeulenclutter wirksam. Nachteilig ist, daß eine gewisse, durch die Keulenbreite gegebene Dopplerbandbreite im Bereich der Hauptkeule breite Gewinneinbrüche bewirkt. Ferner arbeitet dieses Verfahren nur bei homogenem Hintergrund. Ein ähnliches Verfahren wie TACCAR ist das sogenannte Clutter-Locking, das im Aufsatz von R.Voles: "New approach to MTI clutter locking", Proc. IEE, Vol 120, No 11, November 1973, Seiten 1383-1390 beschrieben ist.

Eine Verbesserung dieses Verfahrens kann durch Methoden der Bewegungskompensation oder der DPCA-Technik (displaced phase center antenna) erreicht werden. Der Grundgedanke dieser Methoden besteht darin, daß der zwischen zwei Echos infolge der Plattformbewegung erfolgende Versatz der Antennenkeule elektronisch (M.I. Skolnik: "Radar Handbook", McGraw-Hill (1970), Seiten 18-7 bis 18-9 und Andrews, G.A.: "Radar Antenna Pattern Design for Platform Motion Compensation", IEEE Trans. AP, Vol. AP-26, No. 4, July 1978, Seiten 566-571) oder pyhsikalisch (Zeger, A.E., Burgess, L.R.: "An adaptive AMTI Radar Antenna Array", NAECON '74 Record, Seiten 126-133) rückgängig gemacht wird. In der letztgenannten Einrichtung wird eine Gruppenantenne in zwei Untergruppen aufgeteilt und im Takt der Pulsfolgefrequenz hin- und hergeschaltet. Dieses Verfahren hat mehrere Nachteile. Zum einen benötigt man eine doppelt so große Apertur, zum zweiten ergeben je zwei Echos nur einen Ergebniswert (zusammengenommen ergeben diese beiden ersten Punkte einen Verlust von 6 dB) und zum dritten leidet der angestrebte Gewinn unter Ungleichheiten der Untergruppen sowie einer eventuellen Neigung des Flugvektors. Die Verfahren nach Skolnik, S. 18-7 und Andrews haben den Nachteil, daß sie nicht adaptiv realisiert werden können, so daß sie empfindlich gegen Manöver und Inhomogenitäten sind. Allen diesen bekannten Verfahren ist gemeinsam, daß nur zwei aufeinanderfolgende Echos zur Clutterunterdrückung benutzt werden. In Klemm, R.: "Suboptimum Clutter Suppression for Airborne Phased Array Radars", PROC. RADAR 82, London, UK, Oktober 1982 wurde jedoch erkannt, daß bei gegebener Gesamtanzahl der benutzten Abtastungen (Sensoren plus Echoimpulse) das günstigste Verfahren erreicht wird, wenn die Anzahl der Echoimpulse gleich der Anzahl der Sensoren ist.

In der Veröffentlichung von Brennan, L.E., Mallett, I.D., Reed, I.S.: "Adaptive Array in Airborne MTI-Radar", IEEE AP-24, No 5, Sept. 1976, Seiten 607-615 wird darauf hingewiesen, daß das Bewegtclutterproblem (wie auch andere Arten von Störunterdrückung) prinzipiell durch den optimalen Detektor (Likelihood-Ratio-Test = LR-Test) gelöst werden kann. In der Veröffentlichung von Klemm, R.: "Some Properties of Space-Time Covariance Matrices", International Conference on Radar, May 1984, Paris, wurden nähere Untersuchungen dazu angestellt. Als Ergebnis wurde herausgestellt, daß zweidimensionale Clutterspektren prinzipiell ebenso wirkungsvoll unterdrückt werden können wie eindimensionale, wenn auch um den Preis einer sehr aufwendigen zweidimensionalen Signalverarbeitung.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen adaptiven Empfänger für ein kohärentes Radar mit einer aktiven Gruppenantenne zu schaffen, der die günstigen Eigenschaften des optimalen Prozessors aufweist, jedoch so wenig Aufwand erfordert, daß eine praktische Realisierung möglich wird.

Gemäß der Erfindung, die sich auf einen Radarempfänger der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art bezieht, wird diese Aufgabe durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angeführten Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die nachfolgenden aufgelisteten Figuren dienen zum besseren Verständnis und zur Beschreibung der Erfindung. Es zeigt

Fig. 1 ein bereits erläutertes Entfernungs-Azimut-Dopplernetz,

Fig. 2 ein ebenfalls bereits erläutertes zweidimensionales Bewegtclutter-Leistungsspektrum,

Fig. 3 die zum Teil ebenfalls bereits erläuterte Prinzipdarstellung eines optimalen Radarempfängers für zweidimensionalen Empfang,

Fig. 4 den Aufbau einer Matrix T für M = 3 und N = 5 (M = Anzahl der Radarechos, N = Anzahl der Empfangssensoren),

Fig. 5 ein zweidimensionales Bewegtclutterspektrum wie in Fig. 2, aber mit den Positionen von Zieldopplerkanälen, von Clutterkeulen und von Azimut-Doppler-Clutter-Kanälen,

Fig. 6 die Prinzipschaltung eines Radarempfängers nach der Erfindung,

Fig. 7 das Schaltbild eines Bewertungsnetzwerkes.

Theoretische Voruntersuchungen in den Veröffentlichungen von Klemm, F.: "Suboptimum Clutter Suppression for Airborne Phased Array Radars", PROC RADAR 82, London, UK, Oktober 1982 und Klemm, R.: "Adaptive Clutter Suppression for Airborne Phased Array Radars", IEE Proc. Pts. F and H, Vol. 130 No 1, February 1983, Seiten 125-132 haben eine wichtige Eigenschaft der Kovarianzmatrix der räumlichen und zeitlichen Abtastwerte der Clutterechos, wie sie in Fig. 3 am Eingang des Raum-Zeit-Prozessors RZV anliegen, enthüllt. Beträgt die Anzahl der Sensoren N und die der Echowerte M, so erhält man eine (N × M) × (N ×M)-Kovarianzmatrix; die Anzahl der Cluttereigenwerte beträgt jedoch maximal N + M. Hieraus folgt einerseits, daß die Anzahl der Eigenwerte insbesondere für große Werte von N und M klein gegen die Anzahl der Abtastwerte bzw. die Ordnung der Kovarianzmatrix ist. Ferner folgt, wie schon oben angemerkt, daß die minimale Anzahl an Cluttereigenwerten für N = M erreicht wird.

Die Erfindung besteht nun darin, daß aus der ersten Erkenntnis (N + M « N.M) heraus auf der Basis des optimalen Detektors (Brennan, L.E., Mallett, I.D., Reed, I.S.: "Adaptive Array in Airborne MTI-Radar", IEEE AP-24, No 5, Sept. 1976, Seiten 607-615 und Klemm, R.: "Adaptive Clutter Suppression for Airborne Phased Array Radars", IEE Proc. Pts. F and H, Vol. 130 No 1, February 1983, Seiten 125-132) ein adaptiver Prozessor zur Entdeckung von bewegten Zielen vor bewegtem Clutterhintergrund derart abgeleitet wurde, daß die günstigen Eigenschaften des optimalen Prozessors erhalten bleiben, jedoch aufgrund einer geeigneten Vortransformation der Aufwand an Rechenoperationen und Rechenzeit soweit verringert wird, daß eine praktische Realisierung möglich wird.

Der optimale Detektor ist bekanntlich durch den Likelihood-Ratio-Test (LR-Test) gegeben:

Re {x _* R ^-1 s} ≷ λ

Entscheidung
x = s + n
x = n, (1)

wobei der Vektor s die Abtastwerte des erwarteten Zielsignals, n diejenigen von Clutter und Rauschen und x die Werte des aktuellen Empfangssignals enthalten. R ist die Kovarianzmatrix von Clutter und Rauschen. Übersteigt der Ausdruck auf der linken Seite eine Schwelle λ, so gilt die Entscheidung "Ziel vorhanden", andernfalls nicht. Die Gleichung (1) ist eine sehr allgemeine Vorschrift, welche für beliebige Entscheidungsprobleme Anwendung finden kann. Im Falle der Entdeckung von Flugzielen in Bewegtclutter hat R die Dimension (M.N) × (M.N), die Vektoren x, n und s die Dimension M.N. Bereits für bescheidene Dimensionen, z. B. N = 10, M = 5 enthält R 2500 komplexe Zahlen. Die Inversion kostet ca. 125 000 komplexe Multiplikationen, ferner sind 2500 Multiplikationen pro Entfernungselement und Dopplerfrequenz zur Ausführung der in der Gleichung (1) angegebenen Operation durchzuführen.

Die Dimensionen des Prozessors werden nach der Erfindung durch eine geeignete Vortransformation T verringert. Man unterzieht sämtliche empfangenen Signale der Transformation T und wendet den LR-Test im transformierten Bereich an:

x _T = T _* x
n _T = T _* n
s _T = T _* s
R _T = T _* R T (2)

Damit wird (1)

Re {x _{* T} R _T ^-1 s _T} ≷ λ

Entscheidung

x _T = s _T + n _T
x _T = n _T. (3)

T ist eine N.M × L Matrix. Sie muß so gewählt werden, daß
a) keine Signalenergie verloren geht,
b) die Clutterechos mit hohem CNR (Clutter-Rausch-Verhältnis) empfangen werden,
c) L « N.M, damit die erwünschte Einsparung an Rechenzeit und Hardwareaufwand erzielt wird,
d) L nicht kleiner als die Anzahl der Cluttereigenwerte (N + M) ist.

Sind diese Bedingungen erfüllt, kann von der Gleichung (3) das gleiche Verhalten wie vom optimalen Prozessor gemäß der Gleichung (1) erwartet werden.

Die Matrix T nimmt die Signalintegration (Keulenbildung, Dopplerfilterung) vorweg, so daß

wobei s₂ . . . s_L « N.M. Man kann die Gleichung (3) damit annähern durch

Re {x _T ^* R _T ^-1 e} ≷ λ,

wobei der Einheitsvektor

und daher R _T ^-1 e die erste Spalte von R _T ^-1 darstellt.

Das wesentliche Merkmal der Erfindung ist die Struktur der Transformation T in den Gleichungen (2) und (3). Die Elemente T sind so festzulegen, daß die ausgeführten Bedingungen a)-d) befriedrigt werden. Die Punkte c) und d) werden durch das Format von T erledigt. T ist eine Rechteckmatrix mit N.M Spalten und L = N + M Zeilen. Punkt a) wird durch eine zielsignalangepaßte Gewichtung berücksichtigt, d. h., die Elemente einer Spalte müssen den räumlich-zeitlichen Abtastwerten eines erwarteten Zielsignals entsprechen. Ein solches Zielsignal hat die Form

s_nm (ϕ, v) = a · exp jβ_nexp jω_Dτ_m, (4)

wobei
n = Sensorindex
m = Echoimpulsindex
τ_m = Verzögerungszeit des m-ten Echos
ω_D = Dopplerfrequenz infolge der Relativgeschwindigkeit zwischen Radar und Ziel
β_n = auf Phasenzentrum bezogene Phase am n-ten Sensor infolge der Einfallsrichtung
a = komplexe Amplitude (kann in T vernachlässigt werden).

Für eine regelmäßige rechteckige Sensoranordnung parallel zum Erdboden wird

Wie man sieht, berücksichtigen die β_n die räumliche Dimension, während die zeitliche durch ω_D τ_m gegeben ist.

Diese Spalte von T sieht folgendermaßen aus:

Der Untervektor b enthält die räumlichen Gewichte, die c_k stellen die zeitlichen dar. Das Produkt

y = x _* t ₁

stellt eine Keulenbildung mit einem Dopplerfilter in Kaskade dar. Ein solches Raum-Dopplerfilter kann man sich als eine Bleistiftkeule vorstellen, die auf einen bestimmten Rasterpunkt (ϕ_o, v_o) in Fig. 2 zeigt.

Die verbleibenden L-1 Spalten von T dienen der Schätzung der dopplerbunten Clutterechos. Um diese mit möglichst hohem CNR zu empfangen, werden N-1 Raum-Dopplerfilter nach der Gleichung (6) so angeordnet, daß möglichst der gesamte Clutterbereich abgedeckt ist.

Mehr als N-1 Hilfskanäle nach Gleichung (6) können nicht benutzt werden, da diese wegen der Produktform der Gleichung (6) nicht mehr linear unabhängig sind, womit R _T nicht invertierbar wäre. Die verbleibenden L-N Spalten müssen also so aufgebaut werden, daß T spaltenregulär ist.

Hier hat sich eine Gewichtung bewährt, die eine einfache, rein räumliche Keulenbildung für jeden Echoimpuls gesondert bewirkt, d. h., Keulenbildung ohne gleichzeitige Dopplerfilter. Fig. 4 zeigt den Aufbau der Matrix T für M = 3. Jedes Kreuz entspricht einem Exponentialterm entsprechend der Gleichung (4). Plätze ohne Kreuz tragen den Wert "0". Der Index n läuft innerhalb der die räumliche Dimension beschreibenden Blöcke, m indiziert die einzelnen Blöcke. Man erkennt, daß die N Azimut-Dopplerkanäle vollbesetzt sind, während die reinen Clutterkeulen nur in der räumlichen Dimension Werte verschieden von 0 haben. Eine weitere Veranschaulichung erfährt man durch Fig. 5. Man erkennt die Position von Zieldopplerkanälen M, Clutterkeulen und N-1 Azimut- Doppler-Clutterkanälen. Mit dieser Transformationsmatrix T und den Gleichungen (2) und (3) ist das Prinzip des adaptiven Prozessors zur Unterdrückung von Bewegtclutter gegeben. Üblicherweise fragt man alle möglichen Zieldopplerkanäle gleichzeitig ab; damit erhält man statt der Gleichung (3)

wobei m eine bestimmte Zieldopplerfrequenz bezeichnet.

Die Clutterunterdrückung wird von der Matrix R _T ^-1 bewirkt. Diese ist nicht bekannt und sollte den sich infolge der Plattformbewegung ändernden Clutterverhältnissen ständig angepaßt werden. Die Matrix R _T kann zu diesem Zweck in bekannter Art und Weise aus Clutterdaten gemäß der Formel

laufend geschätzt werden. Diese Matrix hat die Form

wobei R _h die Kovarianzmatrix der Hilfskanäle darstellt. Der Vektor r _hs enthält die Kreuzkorrelation zwischen Suchkanal und Hilfskanälen, r_ss ist die Clutterleistung im Suchkanal. Wenn, wie üblich, bei einmal eingestellter Keulenrichtung die Entferungszellen nach allen Dopplerfrequenzen entsprechend der Gleichung (7) abgefragt werden sollen, so erhält man einen Satz von M Kreuzkorrelationsvektoren r _hs (m), m = 1 . . . M, wobei m wie zuvor die Dopplerfrequenzen bezeichnet. Insgesamt erhält man einen Satz von M Kovarianzmatrixen R _T(m) entsprechend der Gleichung (9). Die erste Spalte der Inversen einer jeden dieser Matrizen ist das gesuchte, der m-ten Dopplerfrequenz zugeordnete Clutterfilter. Diese Filter können mit Hilfe des folgenden Algorithums relativ ökonomisch berechnet werden. Es läßt sich abkürzen:

R = R _T(m), a = r_ss, b = r _hs(m), D = R _hh. Es gilt dann:

mit Δ = D - b b ^* (vgl. Buch von B. Bodewig: Matrix Calculus, North Holland P.C., Amsterdam 1959, S. 218). Ist D ^-1 bekannt, so berechnet sich Δ ^-1 wie folgt:

Folgende Schritte sind durchzuführen:
1. Schätze D, ferner a und b für k = 1 . . . M (siehe Gleichung 8).
2. Berechne Δ ^-1
3. Berechne Δ ^-1 für m = 1 . . . M (Gleichung 11)
4. Berechne R ^-1 für m = 1 . . . M (Gleichung 10)
Schritt 2 erfordert (L-1)³ Multiplikationen,
Schritt 3 etwas mehr als L².M Multiplikationen,
Schritt 4 etwas mehr als L².M Multiplikationen.

Insgesamt ergeben sich etwas über (L-1)³ + 2 L²M Multiplikationen.

Die nachfolgende Tabelle zeigt einen Vergleich der erforderlichen Multiplikationen für das optimale Verfahren und das suboptimale Verfahren. Die Wirksamkeit des Verfahrens nach der Erfindung wird hierdurch besonders klar. Besonders gravierend sind die Einsparungen bei der Filterung, da diese im Takt des Entfernungsrasters abgearbeitet werden muß.

Durch die beschriebene Erfindung ist überhaupt erst eine Realisierung eines solchen adaptiven Verfahrens zur Bewegtclutterunterdrückung denkbar und möglich. Es ist eine Eigenschaft der hier gewählten Transformation T, daß der erzielbare Gewinn an CNR in beiden Fällen gleich ist.

Ein nach der Erfindung realisierter Radarempfänger hat folgende Eigenschaften.

Der Empfänger entdeckt bewegte Radarziele (Flugzeuge, Fahrzeuge) vor Clutterhintergrund von einer bewegten Plattform aus. Der Empfänger übt dabei im Prinzip folgende Funktionen aus:

• - räumliche und zeitliche Zielsignalintegration (Keulenbildung, Dopplerfilterbank)
• - Schätzung der Cluttereigenschaften
• - Berechnung eines Clutterfilters
• - Clutterunterdrückung
• - Entdeckung und Anzeige.

Der Empfänger ist adaptiv, d. h. er kann sich an unterschiedliche Clutterverhältnisse, z. B. beim Überfliegen verschiedener Landschaftsformen bei Manövern, automatisch anpassen.

Als Folge des adaptiven Verfahrens wirkt die Störunterdrückung ebenso, wenn das Radar unbewegt ist, und zwar gegen bewegte (Wolken) und unbewegte Störechos (Boden). Der Empfänger ist dem optimalen LR-Detektor ebenbürtig (Gewinn an Signal-Clutter-Verhältnis). Im Vergleich mit dem optimalen Detektor stellt ein Empfänger nach der Erfindung eine Vereinfachung und Verringerung des Aufwandes um Größenordnungen dar. Eine Realisierung wird infolgedessen überhaupt möglich.

Da der Empfänger eine Modifikation des Optimaldetektors darstellt, schließt er das Prinzip der Bewegungskompensation implizit mit ein.

Bei Seitensichtbetrieb mit omnidirektionalem Sender, linearer Empfangsgruppe und vor homogener Clutterverteilung werden die Clutterechos rechts-links-symmetrisch. Damit werden die Cluttersignale, die Filterberechnung und die Filterung reell. Das resultiert in einer Rechnerersparnis um den Faktor 4. Dies gilt auch bei reinem Querabbetrieb mit direktiver Sendeantenne.

Das schaltungsmäßige Prinzip des neuen Radarempfängers ist aus Fig. 6 ersichtlich. Die Ausgangssignale von N Sensoren A1, A2, . . . , AN werden in den kohärenten Empfangskanälen KE1 . . . KEN in das Basisband heruntergemischt und digitalisiert. An den Ausgängen der Kanäle KE1 . . . KEN liegen die I- und Q-Komponenten des Radarechos in digitaler Form vor. Mit Hilfe eines keulenbildenden Netzwerkes KBN werden L Keulen geformt, wobei L = M + N (Summe aus Anzahlen von N Sensoren und M Radarechos). Die Keule K1 dient als eigentliche Suchkeule, die Keulen K₂, . . . , K_L dienen als Hilfskanäle zur Cluttermessung. Von der L-1 Hilfskeulen sind N-1 Keulen K2 . . . KN mit Hilfe von N-1 Dopplerfiltern DF2 . . . DFN an die der jeweiligen Keulenrichtung entsprechende Clutterdopplerfrequenz angepaßt, d. h. ihre Ausgangssignale werden den nach Dopplerfrequenzen gestaffelten Schmalbandfiltern DF2 . . . DFN zugeführt. Weitere L-N-1 Keulen K(N + 1) . . . KL werden ungefiltert bereitgestellt. Die Suchkeule, d. h. die Keule K1, wird einer vollständigen Dopplerfilterbank DFB zugeführt und ihre Signale werden in alle möglichen Dopplerfrequenzen (Zieldopplerfrequenzen) mittels der Dopplerbank DFB zerlegt. Die M Ausgangssignale SK1 . . . SKM der Dopplerfilterbank DFB und aller Hilfskeulen K2 . . . KL werden einem Bewertungsnetzwerk BN zugeführt. Dieses wird anhand von Fig. 7 näher erläutert. Ein jeder Suchkanal SK1 . . . SKM (d. h. die M Ausgänge der Dopplerfilterbank DFB in Fig. 6) ist über Filterkoeffizienten FK11, FK21, . . . , FKM1 an ein Summierglied SU1, SU2, . . . , SUM geführt. Die Summierglieder SU1 . . . SUM sind an anderen Eingängen außerdem mit allen L-1 Hilfskanälen K2 . . . KL über Filterkoeffizienten FK12 . . . FK1L, FK22 . . . FK2L, . . . , FKM2 . . . FKML verbunden. Die Filterkoeffizienten bewirken, daß mit den Hilfskanälen K2 . . . KL das Cluttersignal im jeweiligen Suchkanal SK1, SK2, . . . SKM geschätzt und von dem aktuellen Suchkanalsignal abgezogen wird. An den Ausgängen AG1, . . . , AGM erscheinen, nach Dopplerfrequenzen geordnet, die vom Clutter befreiten Echosignale. Das Bewertungsnetzwerk BN führt die Rechenvorschrift X*_T R _T ^-1 (m) e in Gleichung (7) aus.

Von den Ausgangssignalen des Bewertungsnetzwerkes BN werden, wie Fig. 6 zeigt, mittels der Quadriereinheiten BQ1 . . . BQM die Betragsquadrate gebildet. Mit Hilfe einer Vergleichsschaltung MAX wird das Maximum der M Signale gesucht, einem Schwellwertdetektor SD und schließlich der Anzeige AZ zugeführt.

In einem Korrelationsschätzer KS werden aus den Ausgangssignalen SK1 . . . SKM der Dopplerfilterbank DFB und der Hilfskanäle K2 . . . KL die Korrelationsmatrix R _h der Hilfskanäle entsprechend der Gleichung (8) und die Kreuzkorrelationsvektoren r _hs(m) und die r _ss(m) für alle M Zieldopplerfrequenzen (m = 1 . . .M) berechnet. Die Korrelationsschätzwerte können sowohl durch zeitliche als auch durch räumliche Mittelung über mehrere Entfernungselemente errechnet werden.

Die im Korrelationsschätzer KS ermittelten Korrelationswerte werden einer Schaltung zur Filterberechnung FB zugeführt. In der Schaltung FB werden nach den durch die Gleichungen (10) und (11) gegebenen Algorithmen die Filterkoeffizienten, d. h. die ersten Spalten von R _T ^-1(m), berechnet. Diese werden dem Bewertungsnetzwerk BN zugeführt. Die Adaptationsgeschwindigkeit, d. h. die Geschwindigkeit, mit der die Filterkoeffizienten neu berechnet werden, kann unabhängig vom eigentlichen Filtervorgang, d. h. der durch das Bewertungsnetzwerk BN ausgeführten Operation, sein. Sie hängt von der Geschwindigkeit ab, mit der sich die Cluttercharakteristika infolge der Plattformbewegung ändert.

Als Vorteile gegenüber den bekannten Verfahren lassen sich anführen.

Mit Ausnahme des in Zeger, A.E., Burgess, L.R.: "An adaptive AMTI Radar Antenna Array", NEACOM '74 Record, Seiten 126-133 beschriebenen Verfahrens sind alle bekannten Verfahren nicht adaptiv. Diese Verfahren leiden unter wechselnden Clutterverhältnissen. Der Radarempfänger nach der Erfindung paßt sich an beliebige Clutterverhältnisse an. Die einzige bekannte und vorstehend erwähnte Adaption dient weniger der Anpassung an wechselnde Clutterverhältnisse, sondern sorgt für einen Ausgleich von Toleranzen zwischen zwei Antennensubaperturen. Dieser Nachteil ist dem dort verfolgten Konzept (physikalische DPCA-Technik, Aperturverschiebung) eigen. Im Vergleich zum TACCAR-Verfahren und dem Clutter-Locking nach Voles, R.: "New approach to MTI clutter locking." Proc.IEE, Vol 120, No 11, November 1973, Seiten 1383-1390 enthält die Erfindung eine optimale Bewegungskompensation. Im Vergleich zur Bewegungskompensation nach Andrews, G.A.: "Radar Antenna Pattern Design for Platform Motion Compensation." IEEE Trans. AP, Vol. AP-26, No. 4, July 1978, Seiten 566-571 ist der Empfänger nach der Erfindung weniger aufwendig und arbeitet adaptiv. Im Vergleich zum Empfänger nach Brennan, L.E., Mallett, I.D., Reed, I.S.: "Adaptive Array in Airborne MTI-Radar. IEEE AP-24, No 5, Sept. 1976, Seiten 607-615 stellt die Erfindung eine erhebliche Ersparnis an Kosten und Rechenzeit bei gleicher Qualität dar.

Allen bisherigen Konzepten ist gemeinsam, daß die Anzahl der zeitlichen Abtastwerte M (Anzahl der zur Clutterunterdrückung ausgewerteten Echoimpulse) gleich 2 ist (2-Puls-Canceller). Beim Empfänger nach der Erfindung ist M beliebig.

Die beste Störunterdrückung wird für M = N erreicht, d. h. es werden genauso viele Echoimpulse (M) ausgewertet, wie Sensoren (N) vorhanden sind.

Es konnte nachgewiesen werden, daß der Empfänger nach der Erfindung dem optimalen LR-Detektor gleichwertig ist. Folglich müssen davon abweichende Konzepte zwangsläufig schlechter sein.

Im folgenden werden in einer Liste die verwendeten Symbole und Abkürzungen aufgeführt.

β_n räumliche Phasenlage
e Einheitsvektor
ϕ Azimutwinkel
ϕ_B Blickrichtung
L Ordnung des transformierten Systems
λ Entdeckungsschwelle
m zeitlicher Index
M Anzahl der Echoimpulse
n Vektor der Clutterechos
n _T transformierter Cluttervektor
n Sensorindex
N Anzahl der Sensoren
R Clutterkovarianzmatrix
R _T T * RT
R _T Schätzwert von R _T
S Vektor der komplexen Zielsignalkomponenten
S _T transformierter Zielsignalvektor
T Transformationsmatrix zur Reduktion der Ordnung des Systems
R Elevation
τ_m Verzögerung des m-ten Echoimpulses
v relative Radialgeschwindigkeit zwischen Clutter und Radar
v_max Plattformgeschwindigkeit
x Vektor der komplexen Empfangssignale
x _T transformierter Empfangssignalvektor
x_n Sensorkoordinate
y_n Sensorkoordinate

Claims (4)

1. Radarempfänger mit adaptiver Unterdrückung von in einem sich mit einer Plattform bewegenden Radargerät empfangenen Festziel-Echosignalen (Bewegtclutter) mit an Empfangsantennenelementen angeschlossenen aktiven Empfangskanälen, dadurch gekennzeichnet,
daß die aktiven Empfangskanäle (KE1, KE2, . . , KEN) der Eingangsseite einem keulenbildenden Netzwerks (KBN) zugeführt sind, in welchem L = M + N (M = Anzahl der Radarechos, N = Anzahl der Empfangsantennenelemente (A1, A2, . . ., AN)) räumliche Strahlungskeulen geformt werden, daß eine der Keulen als Suchkeule (K1) einer vollständigen, M Dopplerkanäle aufweisenden Dopplerfilterbank (DFB) zugeführt wird und damit ihre Signale in alle möglichen Zieldopplerfrequenzen zerlegt werden, daß von den Signalen der übrigen L-1 als Hilfskeulen bezeichneten Keulen N-1 Keulensignale (K2 . . . KN) N-1 nach Dopplerfrequenzen gestaffelten Schmalband- Dopplerfiltern (DF2 . . . DFN) zugeführt werden, daß die verbleibenden L-N-1 Hilfskeulensignale (K (N + 1) . . . KL) ungefiltert bereitgestellt sind, daß die M Suchkeulen- Ausgangssignale (SK1 . . . SKM) der Dopplerfilterbank (DFB) und die N-1 gefilterten bzw. L-N-1 ungefilterten Signale aller L-1 Hilfskeulen einem eine Filterung vornehmenden Bewertungsnetzwerk (BN) zugeführt werden, daß jedes der M Suchkeulenausgangssignale im Bewertungsnetzwerk über einstellbare Filterkoeffizienten (FK11, FK21, . . . FKM1) an jeweils einen Eingang von M Summiergliedern (SU1, SU2, . . ., SUM) geleitet ist, an deren jeweils L-1 übrige Eingänge die ebenfalls über einstellbare Filterkoeffizienten (FK12 . . . FK1L, FK22 . . . FK2L, . . ., FKM2 . . . FKML) geführten Signale der L-1 Hilfskeulen geführt sind, daß die Filterkoeffizienten so eingestellt werden,
daß das Bewertungsnetzwerk (BN) die Rechenvorschrift x _{T *} R _T ^-1 (m) e ausführt, wobei x_T* vortransformierte aktuelle Empfangssignalvektoren, R _T die vortransformierte Kovarianzmatrix von Clutter und Rauschen, m eine bestimmte Zieldopplerfrequenz und e einen Einheitsvektor darstellen, und die Vortransformation gemäß einer N · M × L Matrix erfolgt, die so gewählt ist, daß keine Signalenergie verloren geht, die Clutterechos mit hohem Clutter-Rausch-Verhältnis empfangen werden, L « N · M ist und L nicht kleiner als die Anzahl (N + M) der Eigenwerte der Kovarianzmatrix von Clutter und Rauschen ist, daß in einem Korrelationsschätzer (KS) aus den Ausgangssignalen der Dopplerfilterbank (DFB) und der Hilfskeulensignale die Matrix (R _T (m)) der durch zeitliche oder räumliche Mittelung über mehrere Entfernungselemente unter Zugrundelegung der Matrix berechnet wird, wobei R _h die Korrelationsmatrix der Signale der Hilfskeulenkanäle, r_hs den Kreuzkorrelationsvektor zwischen Signalen des Suchkeulenkanals und Signalen der Hilfskeulenkanäle, r_hs* die komplexe Konjugation davon und r_ss die Clutterleistung im Suchkanal darstellen, daß die im Korrelationsschätzer ermittelten Korrelationswerte einer Filterberechnungsschaltung (FB) zugeführt werden, in der die dem Bewertungsnetzwerk (BN) zuzuführenden Filterkoeffizienten, nämlich die ersten Spalten von der Inversen einer jeden dieser Matrizen, also R _T ^-1 (m) und damit auch R _T ^-1 (m) e ermittelt werden, daß von den Ausgangssignalen (AG1, AG2, . . ., AGM) des Bewertungsnetzwerkes (BN) mittels Quadriereinheiten (BQ1 . . . BQM) deren Betragsquadrate gebildet werden und im Anschluß daran mit Hilfe einer Vergleichsschaltung (MAX) das maximale der Betragsquadratsignale ausgesucht wird, und daß das maximale Betragsquadratsignal einem Schwellwertdetektor (SD) eingegeben wird, an dessen Ausgang eine Anzeigeeinrichtung (AZ) angeschlossen ist, die im Falle, daß das maximale Betragsquadratsignal einen am Schwellwertdetektor eingestellten Schwellwert überschreitet, eine Zielanzeige erzeugt (positive Bewegtzielentscheidung).

2. Radarempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Adaptationsgeschwindigkeit, d. h. die Geschwindigkeit, mit der die Filterkoeffizienten (FK11 bis FKML) für das Bewertungsnetzwerk (BN) neu berechnet werden, unabhängig vom eigentlichen Filtervorgang, d. h. von der durch das Bewertungsnetzwerk ausgeführten Operation, ist.

3. Radarempfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Adaptationsgeschwindigkeit abhängig von der Geschwindigkeit ist, mit der sich die Cluttercharakteristika infolge der Plattformbewegung ändert.

4. Radarempfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl M der ausgewerteten Echoimpulse mit der Zahl N der Sensoren übereinstimmt.