DE3533376A1 - Phasenanschnittsteuerung zur einschaltstrombegrenzung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Phasenanschnittsteuerung zur Einschaltstrombegrenzung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Beim Einschalten von Stromverbrauchern, wie Motoren, Lampen od.dgl. tritt kurzzeitig ein Strom auf, der we­ sentlich den Nennstrom der Geräte übersteigt. Liegt dieser Nennstrom bereits seinerseits wenig unterhalb des Nennstroms, mit dem der Stromkreis für das Gerät abgesichert ist, kommt es bei schnellen Sicherungen zu deren Auslösung, wenn das betreffende Gerät einge­ schaltet wird.

Wenn keine besonderen Vorkehrungen getroffen werden, können derartige Geräte nur dann am Netz betrieben wer­ den, wenn die Sicherung eine träge Auslösecharakteristik aufweist.

Bei mit einer Phasenanschnittsteuerung ausgerüsteten Geräten, bei denen der Stromflußwinkel allmählich von null bis auf seinen Größtwert hochgeregelt wird, tre­ ten keine Stromstöße auf, die die Nennbelastbarkeit der Sicherung des jeweiligen Netzkreises übersteigen.

Diese bekannten Phasenanschnittsteuerungen lassen sich nachträglich nicht in fertige Geräte einsetzen und wür­ den deshalb bei getrennter Anordnung einen zusätzlichen Netzschalter erfordern, um den Gerätebetrieb einzuschal­ ten. Gerade bei Handwerkszeugen wäre dies außerordentlich gefährlich, wenn mit dem in dem Gerät vorgesehenen Netzschalter das Gerät nicht eingeschaltet werden könn­ te, weil zur Aktivierung der Phasenanschnittsteuerung das Einschalten der Spannung an der Phasenanschnitt­ steuerung erfolgen müßte.

Ausgehend hiervon liegt der Erfindung die Aufgabe zu­ grunde, eine Phasenanschnittsteuerung zur Einschalt­ strombegrenzung zu schaffen, die zwischen dem Strom­ netz und dem jeweils zu betreibenden Verbraucher liegt und die jedesmal beim Einschalten des Verbrauchers an seinem Netzschalter aktiviert wird, so daß der Strom­ flußwinkel unter Vermeidung eines übermäßigen Strom­ stoßes von einem vorgegebenen Minimalwert bis auf ei­ nen vorgegebenen Maximalwert ansteigt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Phasen­ anschnittsteuerung mit den Merkmalen des Anspruches 1 gelöst.

Hierbei wird der Spannungsabfall an dem Leistungshalb­ leiter als Kriterium dafür verwendet, daß an dem an­ geschlossenen Verbraucher der Netzschalter eingeschal­ tet ist, denn lediglich bei ausgeschaltetem Netzschal­ ter tritt an dem Leistungshalbleiter kein Spannungs­ abfall auf. Sobald der Netzschalter eingeschaltet wird, entspricht der Verlauf der Spannung an dem Leistungs­ halbleiter zunächst dem Verlauf der speisenden Netz­ wechselspannung und diese Spannung wird zum Setzen des Speicherkreises verwendet. Hierdurch wird der als Rampengenerator ausgebildete Zeitkreis gestartet, der während aufeinanderfolgender Perioden oder Halbperioden der Netzwechselspannung den Zündkreis für den Leistungs­ halbleiter so steuert, daß der Stromflußwinkel in einer entsprechenden Zeit die übermäßige Strombelastungen des Netzes vermeiden hilft, auf seinen jeweils gewünschten Maximalwert hochläuft. Am Ende der Betriebszeit des Verbrauchers wird der Speicherkreis wieder auf sei­ nen Anfangszustand vor dem Einschalten des Verbrau­ chers zurückgesetzt, denn erst zu diesem Zeitpunkt verschwindet jeglicher Spannungsabfall längs dem Lei­ stungshalbleiter. Auch bei eingeschaltetem Leistungs­ halbleiter fällt nämlich an diesem wegen seines end­ lichen Innenwiderstandes eine Spannung ab, die zum Steuern des Setzens oder Rücksetzens des Speicherkrei­ ses verwendet werden kann.

Da bei Phasenanschnittsteuerungen auch beim maximal möglichen Stromflußwinkel die Zündung des Triacs üblicher­ weise nicht beim Spannungsnulldurchgang, sondern erst einige Grade danach erfolgt, tritt an dem zunächst noch gesperrten Leistungshalbleiter eine Spannungsspitze auf, die deutlich über der Durchlaßspannung des ein­ geschalteten Leistungshalbleiters liegt und ebenfalls zur Steuerung des Speicherkreises herangezogen werden kann.

Eine Vereinfachung des schaltungstechnischen Aufwandes zum Rücksetzen des Speicherkreises ergibt sich, wenn der Speicherkreis selbst rücksetzend ausgebildet ist, wobei seine Zeitkonstante, nach der er in den rückge­ setzten Zustand zurückkehrt, größer ist als eine Halb­ periode, vorzugsweise eine Vollperiode der Wechselspan­ nung, derart, daß er bei über den Verbraucher an dem Halbleiter anliegender Wechselspannung gesetzt bleibt. Der Speicherkreis wird so ähnlich einem Monoflop durch den Spannungsabfall an dem Leistungshalbleiter immer wieder erneut gesetzt, bevor er noch den rückgesetzten Zustand erreichen würde. Die Sperrspannungsspitzen vor dem Leitendwerden des Leistungshalbleiters lassen sich hier besonders zweckmäßig ausnutzen.

Wenn der Speicherkreis als Speicherelement einen Kon­ densator enthält, zu dem zwecks Entladung ein Wider­ stand parallelgeschaltet ist, und der jeweils entweder während der positiven oder der negativen Halbwelle der Wechselspannung aus der an dem Leistungshalbleiter abfallenden Spannung geladen bzw. nachgeladen wird, entsteht der besondere Vorteil, daß zum Rücksetzen des Speicherkreises in den Ausgangszustand,der dem kleinsten Stromflußwinkel entspricht, keine weitere äußere Energie benötigt wird.

Wenn der Leistungshalbleiter über eine Dauer von mehr als 90° der Wechselspannungsperiode gesperrt bleibt, tritt an ihm eine sehr hohe Scheitelspannung auf, die zu Beschädigungen des Eingangs des Zeitkreises führen könnten. Es ist deshalb dem Leistungselement eine Begrenzungsschaltung nachgeschaltet, aus der der Speicherkondensator geladen wird. Damit in der Be­ grenzungsschaltung die Wirkleistungsverluste klein gehalten werden, besteht sie aus einer Serienschal­ tung eines Kondensators mit einer Z-Diode. Die Z-Diode sorgt dabei gleichzeitig dafür, daß während der Wech­ selspannungshalbwelle mit der umgekehrten Polarität der Spannungsteilerkondensator wieder entladen wird, so daß ein erneuter Ladungstransport zu dem Speicher­ kondensator erfolgen kann. Eine in Serie mit dem Speicherkondensator liegende, entsprechend gepolte Diode verhindert dabei, daß der Speicherkondensator während der Halbperiode mit dem umgekehrten Vorzeichen entladen werden würde.

Um eine möglichst saubere Steuerung des Zeitkreises zu erhalten, liegt vorzugsweise zwischen dem Speicher­ kreis und dem Zeitkreis ein Impulsformer, der zweck­ mäßigerweise als Schmitt-Trigger ausgeführt ist.

In der Zeichnung ist ein Ausführungsbeispiel des Gegen­ standes der Erfindung dargestellt. Es zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild einer Phasenanschnittsteue­ rung zur Einschaltstrombegrenzung und

Fig. 2 ein detailliertes Schaltbild der Phasenan­ schnittsteuerung nach Fig. 1 unter Verwendung der integrierten Schaltung U 211 B.

Fig. 1 zeigt eine Phasenanschnittsteuerung 20 zur Be­ grenzung des Einschaltstromes, wie er entstehen würde, wenn beispielsweise ein Universalmotor,der in Fig. 1 durch einen komplexen Widerstand 21 schematisch veran­ schaulicht ist, über seinen Netzschalter 22 unmittel­ bar hart ans Netz angeschaltet würde. Bereits bei elektrischen Anschlußleistungen des Motors von etwa 1,5 kW würde ein 16 A-Sicherungsautomat mit der Auslösecharakteristik G ausgelöst werden. Ähnliche Probleme treten auf, wenn Glühlampen hoher Leistung mit geringem Kaltwiderstand der Lampenwendel einge­ schaltet werden sollen.

Um die Stromstöße zu vermeiden, liegt in Serie zu dem Verbraucher 21 bzw. dessen Netzschalter 22 ein Triac 23, über den die an Anschlußklemmen 24 und 25 einge­ speiste Netzspannung mit allmählich steigendem Strom­ flußwinkel an den Verbraucher 21 angeschaltet wird. Zu diesem Zweck ist die Anschlußklemme 24 unmittelbar mit einer Anschlußklemme 26 verbunden, an die eine Zuleitung des Verbrauchers 21 anschließbar ist, während seine andere Zuleitung mit der Anschlußklemme 27 verbindbar ist, die zu der Anode des Triacs 23 führt. Seine Kathode ist mit der anderen Netzanschlußklemme 25 verbunden.

Die zwischen der Kathode und der Anode entstehende Spannung wird abgegriffen und über Leitungen 28 und 29 dem Eingang eines Speicherkreises 31 zugeführt. Dieser Speicherkreis wird,so bald an dem Triac 23 ein Spannungs­ abfall auftritt, gesetzt und gibt daraufhin an seinem Ausgang 32 ein Signal ab, das an einen Eingang 33 eines Schmitt-Triggers 34 eingespeist wird. Der Schmitt-Trig­ ger 35 dient als Impulsformerstufe für das aus dem Speicherkeis 31 erhaltene Signal und setzt es in ein eindeutiges binäres Signal um, je nach dem, ob das Aus­ gangssignal des Speicherkreises 31 über dem oberen oder unter dem unteren Hysteresepunkt des Schmitt-Triggers 34 liegt. Mit dem so erhaltenen und an einem Ausgang 35 abgegebenen binären Signal wird ein Rampengenerator 36 an seinem Eingang 37 gesteuert, der eine analoge Span­ nung an seinem Ausgang 38 erzeugt Der Betrag der Aus­ gangsspannung ist so lange null oder nahezu null, wie das binäre Signal an dem Eingang 37 den einen seiner beiden Werte aufweist. Wenn das binäre Signal am Ein­ gang 37 auf seinen anderen Wert wechselt, steigt der Betrag der Spannung an dem Ausgang 38 von dem bei null liegenden Wert monoton bis zu einem Maximalwert an, der anschließend so lange aufrecht erhalten wird, bis das binäre Signal an dem Eingang 37 wieder auf seinen ersten Zustand zurückkehrt. Hierbei wird gleichzeitig der Rampengenerator 36 zurückgesetzt, d.h. die Spannung an seinem Ausgang wechselt sprunghaft auf den betrags­ mäßig niedrigeren, d.h. bei null liegenden Wert zurück.

Dem Ausgang 38 des Rampengenerators 36 ist ein analog arbeitendes UND-Glied 39 mit zwei Eingängen 41 und 42 nachgeschaltet, wobei der Eingang 41 mit dem Ausgang 38 verbunden ist. In den anderen Eingang 42 wird ein Sollwert eingespeist, der den maximal zu erreichenden Stromflußwinkel für den Verbraucher 21 festlegt.

Das UND-Glied 39 arbeitet in der Weise, daß die Spannung an seinem Ausgang 43 dem jeweils betragsmäßig niedrige­ ren Momentanwert der Spannungen an seinen beiden Ein­ gängen 41 und 42 entspricht, d.h. solange der Betrag der Spannung an dem Ausgang des Rampengenerators 36 kleiner ist als der Sollwert, folgt die Spannung an dem Ausgang 43 dem Verlauf der Ausgangsspannung des Rampengenerators 36, und zwar so lange, bis die Ausgangsspannung des Rampengenerators 36 den Betrag des Sollwertes übersteigt. Von da an entspricht die Ausgangsspannung des UND-Glie­ des 39 der Sollwertspannung.

Die am Ausgang 43 anstehende analoge Spannung wird in einem Komparator 44 mit einer Sägezahnspannung vergli­ chen, die von einem zweiten Rampengenerator oder Säge­ zahngenerator 45 kommt. Der Komparator 44 weist hier­ zu zwei Eingänge 46 und 47 auf, von denen der Eingang 46 mit dem Ausgang 43 verbunden ist, während der Ein­ gang 47 an einem Ausgang 48 des Sägezahngenerators 45 liegt. Der Sägezahngenerator seinerseits ist mit der Netzwechselspannung synchronisiert und erzeugt an seinem Ausgang 48 eine Sägezahnschwingung, deren Frequenz gleich der doppelten Netzfrequenz ist. Die Synchronisierung wird über einen entsprechenden Eingang 49 erreicht.

Die Triggerung des Triac 23 an seinem Gate erfolgt mit­ tels des Ausgangssignals des Komparators 44, der an seinem Ausgang 51 dann den ersten Zündimpuls je Halb­ periode der Netzwechselspannung abgibt, wenn der Mo­ mentanwert der Sägezahnspannung des Sägezahngenerators 45 betragsmäßig die Spannung am Ausgang 43 des UND-Glie­ des 39 unterschreitet.

Bei der veranschaulichten Phasenanschnittsteuerung bilden das UND-Glied 39, der Komparator 44 sowie der Sägezahngenerator 45 den Zündkreis für den Triac 23, während der Schmitt-Trigger 34 zusammen mit dem Rampen­ generator 36 den triggerbaren Zeitkreis darstellt, der zeitabhängig die Lage der Zündimpulse innerhalb der Netzwechselspannungshalbperiode festlegt.

Die Stromversorgung der Schaltkreise ist zur Verbesse­ rung der Übersichtlichkeit nicht dargestellt.

Die insoweit beschriebene Phasenanschnittsteuerung 20 arbeitet folgendermaßen: Wenn bei geöffnetem Geräte­ schalter 22 die Netzspannung an den Eingangsklemmen 24 und 25 anliegt, fällt an der Kathoden-Anoden-Strecke des Triacs 23 keine Spannung ab. Der Speicherkreis 31 erhält demzufolge ein solches Signal, das ihn in seinem rückgesetzten Zustand verharren läßt. In diesem rück­ gesetzten Zustand liegt das Potential an dem Ausgang 32 beispielsweise unterhalb des unteren Hysteresepunktes des Schmitt-Triggers 34, weshalb auch das binäre Aus­ gangssignal am Ausgang 35 auf L liegt. Hierdurch wird der Rampengenerator 36 an seinem Eingang 37 gesperrt, womit auch seine Ausgangsspannung auf oder nahe bei null V liegt.

Da die Spannung an dem Ausgang 43 des UND-Gliedes 39 der jeweils betragsmäßig kleinsten Spannung entspricht, die an den Eingängen 41 und 42 anliegen, ist auch die Spannung an dem Ausgang 43 null.

Der Sägezahngenerator 45 gibt kontinuierlich Sägezahn­ schwingungen ab, wobei die Spannung an dem Ausgang 48 bei jedem Nulldurchgang der Netzwechselspannung sprung­ haft von einem bei null oder nahe bei null V liegen­ den Potenital auf einen Maximalwert ansteigt. Ausgehend von diesem Maximalwert fällt dann anschließend die Aus­ gangsspannung linear bis nahezu null V ab. Das niedrige Potential wird dabei unmittelbar vor dem nächsten Null­ durchang der Netzwechselspannung erreicht.

Bei der erläuterten Betriebssituation ist deshalb die Spannung an dem Eingang 46 des Komparators ständig klei­ ner als die netzsynchrone Ausgangsspannung des Sägezahn­ generators 45, weshalb der Komparator an seinem Ausgang 51 auch keine Zündimpulse für den Triac 23 aussendet.

Sobald an dem Verbraucher 21 der Netzschalter 22 ge­ schlossen wird, entsteht eine Spannung an der Kathoden- Anoden-Strecke des Triacs 23, die über die Leitungen 28 und 29 den Speicherkreis 31 setzt. Seine Spannung an dem Ausgang 32 steigt deshalb über den oberen Hysteresepunkt des Schmitt-Triggers 34, der daraufhin an seinem Ausgang 35 von L nach H wechselt. Hierdurch wird der Rampengenerator 36 freigegeben, der jetzt eine mit der Zeit ansteigende Spannung an seinem Ausgang 38 erzeugt. Die Anstiegszeit ist dabei so ge­ wählt, daß je nach Startverhalten des Verbrauchers 21 die Ausgangsspannung des Rampengenerators 36 erst nach mehr oder weniger vielen Halbschwingungen der Netz­ wechselspannung den Sollwert übersteigt. Während die­ ser Anstiegszeit folgt also auch die Ausgangsspannung des UND-Gliedes 39 dem Verlauf der Ausgangsspannung des Rampengenerators 36, d.h. an dem Eingang 46 des Komparators liegt eine sich verhältnismäßig langsam mit der Zeit ändernde, nämlich ansteigende Spannung.

Unmittelbar nach dem Schließen des Netzschalters 22 wird die Ausgangsspannung des UND-Gliedes 39 erst knapp über null liegen, so daß erst kurz vor Erreichen des nächsten Nulldurchgangs der Netzwechselspannung der Augenblickswert der Sägezahnschwingung unter den Wert der Ausgangsspannung des UND-Gliedes 39 fällt. Da bei Erreichen dieser Situation der Komparator 44 einen Zündimpuls oder eine Zündimpulskette an den Triac 23 abgibt, gelangt der erste Zündimpuls zu dem Triac 23 kurz bevor die Netzwechselspannung erneut durch null geht. Der Stromflußwinkel für den Verbraucher 21 ist also zunächst noch klein. Nach einer mehr oder weniger langen Zeit, d.h. nach mehr oder weniger vielen Halbperioden der Netzwechselspannung ist die Spannung an dem Ausgang 43 beispielsweise auf einen Wert ange­ stiegen, der dem halben Maximalwert der Sägezahnschwin­ gung an dem Ausgang 48 des Sägezahngenerators 45 ent­ spricht. Dies bedeutet, daß etwa bei einem Viertel der Netzwechselspannungsperiode der Momentanwert der Ausgangsspannung des Sägezahngenerators 45 kleiner wird als die Ausgangsspannung des UND-Gliedes 39, so daß der Komparator 44 entsprechend früh innerhalb der Halbperiode mit dem Aussenden der Zündimpulse für den Triac 23 beginnt. Der Stromflußwinkel ist deshalb von anfangs fast 0° auf inzwischen 90° an­ gestiegen.

Nach einer weiteren Anzahl von Nulldurchgängen der Netzwechselspannung ist schließlich die Ausgangs­ spannung des Rampengenerators 36 größer als der Soll­ wert und folglich legt der Sollwert am Eingang 42 die Ausgangsspannung des UND-Gliedes 39 fest. Je nach dem mit welcher Leistung der Verbraucher 21 arbeiten soll, liegt der Sollwert über oder entsprechend weit unter dem Maximalwert der sägezahnförmigen Ausgangs­ spannung des Sägezahngenerators 45, weshalb der Kompa­ rator 51 bereits unmittelbar nach dem Verlöschen des Triacs 23 infolge des Nulldurchgangs erneut mit dem Aussenden von Zündimpulsen für den Triac 23 beginnt. Der Stromflußwinkel ist so nahezu 180° und der Ver­ braucher 21 ist voll an das Netz angeschaltet, ohne daß ein Stromstoß aufgetreten ist.

Selbst bei 180° Stromflußwinkel fällt an dem Triac 23 eine genügend große Spannung ab, um den Speicherkreis 31 in dem gesetzten Zustand zu halten. Da nämlich die Zündung des Triacs 23 nicht unmittelbar nach dem Null­ durchgang der Netzwechselspannung erfolgen kann, ent­ steht nach dem Verlöschen des Triacs 23 beim Strom­ nulldurchgang, der gegenüber dem Spannungsnulldurchgang je nach Verlustwinkel des Verbrauchers 21 verschoben ist, eine kurze Sperrspannungsspitze, bis der Triac 23 erneut gezündet ist. Diese nach jedem Verlöschen des Triacs entstehende Spannungsspitze bzw. diejeni­ ge Spannungsspitze mit der entsprechenden Polarität, hält den Speicherkreis 31 im gesetzten Zustand.

Wenn schließlich der Verbraucher 21 durch Öffnen des Netzschalters 22 stillgesetzt wird, wird auch der Triac 23 spannungslos und damit verschwinden die Spannungsspitzen an den Eingangsleitungen 28 und 29 des Speicherkreises 31. Entsprechend der ihm eigenen Zeitkonstanten sinkt demzufolge die Spannung an dem Ausgang 32 innerhalbweiterer Netzwechselspannungs­ perioden unter den unteren Hysteresepunkt des Schmitt- Triggers 34, dessen Ausgang daraufhin von H nach L wechselt. Hierdurch wird der Rampengenerator 36 ge­ sperrt, dessen Ausgangsspannung ebenfalls umgehend nach null zurückkehrt. Entsprechend fällt die Spannung am Ausgang 43 des UND-Gliedes 39 und liegt folglich unter der kleinsten Spannung der Sägezahnschwingung des Sägezahngenerators 45. Der Komparator 44 stellt daraufhin das Aussenden von Zündimpulsen für den Triac 23 ein. Es ist so der Ausgangszustand erreicht und beim erneuten Schließen des Netzschalters 22 an dem Ver­ braucher 21 beginnt wieder der Strom, gesteuert durch die Phasenanschnittsteuerung 20, allmählich anzustei­ gen.

Ersichtlicherweise erfolgt die Auslösung der Phasen­ anschnittsteuerung 20 ausschließlich in Abhängigkeit der Betätigung des Netzschalters 22 bei dem Verbrau­ cher 21, ohne daß weitere Steuerleitungen zwischen dem Verbraucher 21 und der Phasenanschnittsteuerung 20 erforderlich wären. Die gezeigte Phasenanschnittsteue­ rung 20 läßt sich deshalb ohne weiteres zwischen Netz und bereits vorhandene Verbraucher einschalten, um bei diesen den Stromstoß bei ihrem Ingangsetzen zu begrenzen oder zu vermeiden.

Fig. 2 zeigt das Schaltbild einer praktisch ausgeführ­ ten Phasenanschnittsteuerung 20 unter Verwendung einer integrierten Schaltung U 211 B der Firma AEG. Die Arbeitsweise dieser integrierten Schaltung ist in der zugehörigen Applikationsschrift der Firma AEG ausführ­ lich beschrieben, weshalb hier auf diese Applikations­ schrift ausdrücklich Bezug genommen wird.

Anschlußpunkte und Baugruppen, die bereits im Zusammen­ hang mit Fig. 1 beschrieben sind, sind in Fig. 2, soweit sie sich außerhalb der integrierten Schaltung befin­ den, mit denselben Bezugszeichen belegt.

Bis auf den Zeitkreis 31 sind die übrigen vorstehend beschriebenen Schaltkreise in dem IC U 211 B bereits verwirklicht. Es genügt deshalb, lediglich den Aufbau des Speicherkreises 31 ausführlich zu erläutern, während für das IC U 211 B eine kurze Beschreibung der Pinbe­ legung genügt, da für die Phasenanschnittsteuerung 20 nicht sämtliche möglichen Leistungen benötigt werden.

Der Speicherkreis 31 enthält als eigentliches speichern­ des Element einen Kondensator 53, zu dem ein Entlade­ widerstand 54 parallelgeschaltet ist. Die Parallelschal­ tung aus dem Kondensator 53 und dem Widerstand 54 liegt mit einem Ende an der Schaltungsmasse, die von der Ein­ gangsleitung 29 bzw. von der Netzanschlußklemme 25 ge­ bildet ist. Das andere Ende des Kondensators 53 sowie des Widerstandes 54 bildet den Ausgang 32 des Speicherkrei­ ses 31 , der außerdem mit der Anode einer Diode 55 ver­ bunden ist. Deren Kathode liegt über einen als Spannungs­ teiler wirkenden Kondensator 56 sowie der Eingangslei­ tung 28 an der Anode des Triacs 23. Von der Verbindungs­ stelle zwischen der Kathode der Diode 55 und dem Kon­ densator 56 führt eine Z-Diode 57 zur Schaltungsmasse, und zwar ist die Kathode der Z-Diode 57 an die Schal­ tungsmasse bzw. die Netzanschlußklemme 25 angeschlos­ sen.

Solange bei der Schaltung nach Fig. 2 der Netzschalter 22 geöffnet ist, liegt an dem Triac 23 auch keine Span­ nung an, weshalb nach einer entsprechenden Zeit der Kondensator 53 durch den Entladewiderstand 54 auf null entladen ist; der Entladewiderstand 54 wird lediglich benötigt, wenn der Eingang 33 des nachgeschalteten Schmitt-Triggers - bei dem IC U 211 B Pin 18 - zu hochohmig ist, um den Kondensator 53 in entsprechend kurzer Zeit entladen zu können.

Wenn, ausgehend hiervon, beispielsweise während der po­ sitiven Halbwelle, bezogen auf die Netzanschlußklemme 25, der Netzschalter 22 geschlossen wird, steigt die Span­ nung an dem Triac 23 sprunghaft etwa auf den Momentag­ wert der Netzspannung an und es lädt sich hierbei gleich­ zeitig der Kondensator 56 über die während der positiven Halbwelle in Durchlaßrichtung betriebenen Z-Diode 57 auf. Während der ansteigenden Flanke der Netzwechsel­ spannung erfolgt keine Aufladung des Speicherkondensators 53. Erst, wenn die Netzwechselspannung wieder fällt und auch während der negativen Halbwelle der Netzwechselspan­ nung erfolgt ein Ladungstransport aus dem aufgeladenen Kondensator 56 bzw. der damit "in Serie liegenden" Netz­ wechselspannung zu dem Speicherkondensator 53, da nun die Diode 55 in Durchlaßrichtung betrieben wird. Dabei wird der Kondensator 53 auf einen Scheitelwert aufge­ laden, der von der Durchlaßspannung der Z-Diode 57 be­ grenzt wird. Würde die Spannung über diesen Wert an­ steigen, wird der Strom anschließend von der Z-Diode 57 übernommen und so der Kondensator 56 aufgeladen. Nach diesem Ladespiel ist der Speicherkondensator 53 gegenüber der Schaltungsmasse negativ auf den der Z-Diode entsprechenden Wert aufgeladen. Der Eingang 33 des Schmitt-Triggers, der von Pin 18 des IC U 211 B gebildet ist, erhält eine von null verschiedene Steuerspannung und veranlaßt den Start des internen Rampengenerators, wobei die Spannungsanstiegsgeschwin­ digkeit von einem an Pin 13 angeschlossenen Kondensa­ tor 58 festgelegt wird. Der Kondensator 58 liegt mit seinem anderen Anschluß an einer internen Referenzspan­ nungsquelle, deren Ausgang Pin 16 ist und die gegen­ über der Schaltungsmasse negativ ist. Die innerhalb des ICs entstehende Rampenspannung wird mit einer über Pin 11 eingespeisten Sollwertspannung verglichen und die betragsmäßig jeweils kleinere Spannung wird, wie vorher beschrieben, mit einer netzsynchronen Säge­ zahnschwingung verglichen. Die Sollwertspannung wird an Pin 11 eingespeist, der hierzu an dem Schleifer eines Einstellpotentiometers 59 angeschlossen ist, das zwischen die Schaltungsmasse und die Referenz­ spannungsquelle Pin 16 geschaltet ist. Zum Abblocken von Störspannungen liegt zwischen Pin 11 und Pin 16 noch ein Siebkondensator 61. Die Sägezahnschwingung wird mit Hilfe der äußeren Beschaltung an den Pins 6 und 7 erzeugt, und zwar liegt hierzu zwischen Pin 7 und der Schaltungsmasse ein zeitbestimmender Konden­ sator 62, während von Pin 6 ein zeitbestimmender Wider­ stand 63 mit der negativen Versorgungsspannung ver­ bunden ist. Diese negative Versorgungsspannung wird Pin 3 zugeführt, der über die Serienschaltung eines Vorwiderstandes 64 sowie einer Gleichrichterdiode 65 mit der Netzanschlußklemme 24 verbunden ist. Die Gleich­ richterdiode 65 ist dabei so gepolt, daß an Pin 3 eine, bezogen auf die Schaltungsmasse, nämlich Pin 2 bzw. die Netzanschlußklemme 25, negative Spannung an­ steht, die durch Einweggleichrichtung der Netzwechsel­ spannung erzeugt wird und mittels eines zwischen Pin 2 und Pin 3 liegenden Siebkondensators 66 geglättet wird. Innerhalb des ICs U 211 B wird aus der an Pin 3 anstehenden negativen Spannung die interne Versorgungsspannung der aktiven Elemente erzeugt.

Die Synchronisation der Sägezahnschwingung mit der Netzfrequenz erfolgt über Pin 17, der über einen Schutzwiderstand 67 mit der Netzanschlußklemme 24 verbunden ist.

Das IC U 211 B verfügt darüber hinaus noch über eine Nachzündautomatik für den Fall, daß der Triac 23 nach dem Aussenden des ersten Zündimpulses nicht in den Haltezustand übergegangen ist. Hierzu ist Pin 1 über einen Schutzwiderstand 68 mit der Anode des Triac 23 verbunden.

Eine Reihe sonstiger Funktionen des ICs 211 B wie Drehzahlsteuerung, Überlastsicherung u.dgl. werden nicht benötigt, weshalb die übrigen nicht beschriebenen IC-Anschlüsse, wie aus dem Schaltbild von Fig. 2 er­ sichtlich, entweder untereinander, mit der negativen Versorgungsspannung, mit der Schaltungsmasse oder der Referenzspannung verbunden sind.

Fig. 2 entspricht, soweit es um das allmähliche An­ steigen des Stromflußwinkels des eingeschalteten Ver­ brauchers 21 geht, der im Zusammenhang mit Fig. 1 beschriebenen Arbeitsweise. Auch hier wird durch den an dem Triac 23 entstehenden Spannungsabfall, und zwar sowohl während des leitenden Zustands als auch während des mehr oder weniger lange dauernden Sperr­ zustands vor dem Zünden des Triacs 23 der Speicherkon­ densator 23 nachgeladen, und zwar mit Hilfe des Vor­ schalt- oder Pumpkondensators 56, der während der einen Halbwelle seine Ladung über die in Durchlaß­ richtung gepolte Diode 55 an den Kondensator 53 ab­ gibt, und während der anderen Halbwelle, über die in Durchlaßrichtung betriebene Z-Diode 57 umgeladen wird. Die Diode 55 verhindert dabei während der positiven Halbwelle der Netzspannung ein Entladen bzw. Aufladen des Speicherkondensators mit falscher Polarität.

Praktische Ausführungen haben gezeigt, daß der Pump­ kondensator 56 etwa nur ein Zehntel der Kapazität des Speicherkondensators 53 aufzuweisen braucht, wäh­ rend die Zeitkonstante aus dem Speicherkondensator 53 und dem Entladewiderstand 54 bei ca. 50 msec, d. h. bei 50 Hz Netzfrequenz etwa zweieinhalb Periodendauer liegt.

Claims (8)

1. Phasenanschnittsteuerung zur Einschaltstrombegren­ zung bei wechselspannungsgespeisten Verbrauchern, insbesondere von Universalmotoren, Lampen u.dgl., mit einem in Serie zu der Last liegenden steuer­ baren Leistungshalbleiter, dessen Steuerelektrode an einem Ausgang eines Zündkreises liegt, der Steuerimpulse abgibt, die mit der Wechselspannung synchronisiert sind und deren Phasenlage relativ zu der Wechselspannung von dem Eingangssignal des Zündkreises abhängig ist, mit einem an seinem Eingang triggerbaren Zeitkreis, der nach dem Trig­ gern eine mit der Zeit sich monoton ändernde Span­ nung an seinem Ausgang abgibt, der an dem Eingang des Zündkreises angeschlossen ist, dadurch gekenn­ zeichnet, daß an dem Eingang (33) des Zeitkreises (34, 36) ein Ausgang (32) eines Speicherkreises (31) liegt, dessen Eingang (28, 29) an die Leistungs­ anschlüsse des steuerbaren Leistungshalbleiters (23) angeschlossen ist, der von dem Spannungsabfall an dem Leistungshalbleiter (23) gesetzt wird und le­ diglich während der Betriebszeit des Verbrauchers (21) gesetzt bleibt, und daß der kleinste Stromfluß­ winkel dem rückgesetzten Zustand des Speicherkreises (31) entspricht.

2. Phasenanschnittsteuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Speicherkreis (31) selbst­ rücksetzend ausgebildet ist, wobei seine Zeitkonstan­ te, nach der er in den rückgesetzten Zustand zurück­ kehrt, größer ist als eine Halbperiode der speisen­ den Wechselspannung, derart, daß der Speicherkreis (31) bei über den Verbraucher an dem Leistungshalb­ leiter (23) anliegenden Wechselspannung gesetzt bleibt.

3. Phasenanschnittsteuerung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Speicherkreis (31) als Speicherelement einen Kondensator (53) enthält, zu dem zwecks Entladung ein Widerstand (54) parallel­ geschaltet ist und der jeweils entweder während der positiven oder der negativen Halbwelle der speisenden Wechselspannung aus der an dem Leistungs­ halbleiter (23) abfallenden Spannung geladen bzw. nachgeladen wird.

4. Phasenanschnittsteuerung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (53) über eine Diode (55) geladen bzw. nachgeladen wird.

5. Phasenanschnittsteuerung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladespannung des Kondensa­ tors (53) mittels einer Z-Diode 57 begrenzt ist, mit der ein Kondensator (56) in Serie liegt, wobei die Serienschaltung aus der Z-Diode (57) und dem Kondensator (56) zu dem Leistungshalbleiter (23) parallelgeschaltet ist.

6. Phasenanschnittsteuerung nach den Ansprüchen 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Serien­ schaltung aus dem als Speicher dienenden Konden­ sator (53) und der Diode (55) zu der Z-Diode (57) parallelgeschaltet ist, wobei die Z-Diode (57) und die Diode (55),bezogen auf den Kondensator (53), in gleicher Richtung gepolt sind.

7. Phasenanschnittsteuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang (32) des Speicherkreises und dem Eingang des Zeit­ kreises ein Impulsformer, vorzugsweise ein Schmitt-Trigger (34) geschaltet ist.

8. Phasenanschnittsteuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungshalbleiter ein Triac (23) ist.