-
-
Beschreibung
-
Die Erfindung betrifft ein Signalverarbeitungsgerät der im Oberbegriff
des Anspruchs 1 angegebenen Art.
-
Pegelanpassungsschaltungen finden bei Geräten zur Signalverarbeitung
Anwendung, um bei unterschiedlichen Signalamplituden eine Anpassung an den Dynamikbereich
der Signalverarbeitung im Gerät zu schaffen. Dabei ist es ungünstig, einen Spannungsteiler
zu verwenden, welcher in potentiometrischer Schaltung das Verhältnis seiner Ein-und
Ausgangsspannung entsprechend dem vorgesehenen Anwendungsfall variiert. Bei diesen
Schaltungen treten bei der Kenntnis einer minimalen Belastung des Meßobjekts hochohmiger
Signalverarbeitung erhebliche Abschirmungsprobleme auf. Außerdem ist der Eingang
nicht potentialfrei und Kompensationsspannungen zum Gleichspannungsabgleich lassen
sich nicht ohne weiteres zuführen. Bei dem bekannten Spannungsteiler verbleibt auch
in dem Fall, daß keine Herabsetzung der Eingangsspannung erfolgen soll, ein Widerstandsanteil
parallel zum Eingang, der das Eingangssignal belastet, wenn nicht durch zusätzliche
Kontakte eine entsprechende Umschaltung vorgesehen wird. Da die Umschaltung der
Widerstandskette bei den entsprechenden Signalpegeln vorgenommen wird, ergeben sich
entsprechende Auswirkungen bezüglich der Störstrahlung und der Spannungsbedingungen
für die betreffenden Schalter. Diese müssen aufwendig abgeschirmt und entsprechend
spannungsfest ausgelegt sein.
-
Der im Anspruch 1 angegebenen Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde,
ein Signalverarbeitungsgerät der vorstehenden
Gattung anzugeben,
der einen einfachen Aufbau insbesondere innerhalb eines kompakt auszuführenden (in
der Hand zu haltenden) Meßgeräts ermöglicht.
-
Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß bei einem nach Art eines
Operationsverstärkers zu betreibenden Eingangsverstärker die Umschaltung der Eingangsspannungsbereiche
durch Veränderungen lediglich im Bereich der virtuellen Masse erfolgen kann, so
daß die Schaltpunkte weder durch Streupotentiale noch durch hohe zu schaltende Spannungen
beeinträchtigt sind.
-
Aus den Forderungen nach einem hohen Dynamikbereich, der gleichzeitigen
Breitbandigkeit und nach einem hochohmigen und sicheren Eingangswiderstand resultiert
der Aufbau einer Eichleitung mit hochohmigen Widerständen, da dieser mit Kompensationskapazitäten
ausgestattet werden muß. Zur Verminderung des Bauteile- und Abgleichaufwands werden
zwei durch einen Vorverstärker getrennte Teilerstufen verwendet - und zwar ein dekadischer
Teiler und ein Stufenteiler, wobei der letztgenannte relativ niederohmig beschaltet
sein kann.
-
Um die Verstärkungsfaktoren möglichst klein zu halten, wird eine Eingangsgrundteilung
vermieden. Hierzu wurde vorteilhafterweise nicht, wie sonst üblich, der Eingang
dem nicht invertierenden Eingang eines Trennverstärkers zugeführt, sondern ein potentiometrisch
beschalteter diskret aufgebauter Operationsverstärker verwendet. Das hat den Vorteil,
mit einem Wirkwiderstand am Eingang arbeiten zu können, ohne eine Potentialabschwächung
hinnehmen zu müssen.
-
Der damit erreichte Summationspunkt am Eingang des Verstärkers ist
aus anderen Gründen sehr günstig. Er ist bei richtiger Auslegung potentialfrei und
stellt gleichzeitig eine virtuelle Masse dar; vorzugsweise kann an diesem Punkt
eine zusätzliche Regelspannung zugeführt werden, die zu einer DC-Verschiebung genutzt
oder zu einer automatischen Nullpunktkalibration genutzt werden kann. Das wiederum
verringert die Anforderungen an die Gleichspannungsstabilität des Verstärkers und
führt bei entsprechender Beschaltung zur Möglichkeit einer vollautomatischen Nullpunktregelung
und Kalibration. Dieses wiederum gestattet die Erfüllung der Forderungen nach Nullpunktstabilität,
nach Meßgenauigkeit und Langzeitstabilität sowie im Verein mit dem Rechner die vollautomatische
Messung des Wechselspannungs- und Gleichspannungsanteils eines Signals. Einer der
entscheidenden Vorteile dieses Systems jedoch liegt im sehr vorteilhaften Eichteiler.
-
Die virtuelle Masse des Eingangs des potentiometrisch beschalteten
Operationsverstärkers erlaubt es, die Forderung nach hohem und konstantem Eingangswiderstand
für alle Schalterstufen zu erfüllen und einen Eingangsstromteiler zu erhalten. Da
der Verstärker "stromgesteuert" ist, ergibt sich die erfindungsgemäße Möglichkeit,
den Eingangsstrom zu teilen.
-
Sämtliche Teilerwiderstände lassen sich nach den Regeln der Parallelschaltung
von Widerständen errechnen, wobei die eingangsseitigen Widerstände zwischen dem
virtuellen Massepunkt des potentiometrisch beschalteten Verstärkers und dem Bezugspotential
des Eingangs umgeschaltet werden.
-
Durch die Parallelschaltung verkleinert sich die Spannungsverstärkung
des Verstärkers entsprechend. Ein fester Widerstand verbleibt im Eingang, so daß
sich eingangsseitig verschiedene "T"-Widerstandskonfigurationen bis zu einem zusammengefaßten
Längswiderstand im Eingang ergeben, wobei der Querzweig bei der Berechnung des in
den Verstärker fließenden Stroms außer Betracht bleiben kann.
-
Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß sich das Bezugspotential
für das Ein- und Ausgangssignal des Operationsvertärkers und die virtuelle Masse
gedanklich zusammenfassen lassen. Damit sind für das Eingangssignal - bezogen auf
den Verbindungspunkt, der unabhängig vom Schaltzustand erhalten bleibt - und das
Bezugs- bzw. virtuelle Massenpotential die Verhältnisse (und somit der Einganswiderstand
zum Verstärker hin) konstant.
-
Der Verstärkungsfaktor der Operationsverstärkerschaltung wird dagegen
ausschließlich durch den mit der virtuellen Masse verbundenen Teilwiderstand bestimmt
und ist dementsprechend schaltbar.
-
Der zusätzliche Wirkwiderstand im Eingang dient der elektrischen Sicherheit
und bewirkt eine Herabsetzung der Spannung bezüglich des Verbindungspunkts.
-
Im Vergleich zu den sonst üblichen Teilerschaltungen treten auch hier
minimale Werte für die Kapazitäten auf. Die weiteren Vorteile dieser sehr günstigen
Konfiguration seien ebenfalls aufgeführt:
Im Vergleich zu den sonst
üblichen Teilerschaltungen treten auch hier minimale Werte für die Kapazitäten auf.
Die weiteren Vorteile dieser sehr günstigen Konfiguration seien ebenfalls aufgeführt:
Es ist ein Minimum von Präzisionswiderständen erforderlich.
-
Alle durch die Geometrie- bedingten Streukapazitäten der Bauteile
und der Leiterbahnen zu den Schaltern bleiben konstant, da sämtliche Bauteile bei
allen Schalterstellungen immer an Masse in der gleichen Art verbunden werden, einmal
an die virtuelle im anderen Fall an die reelle Masse.
-
Der Vorwiderstand ist relativ hochohmig (ungefähr 1 MOhm). Das bedeutet
extreme Bedienungssicherheit, sofern auch die zugehörige Kapazität spannungsfest
ausgebildet ist.
-
Die Eingangskapazität ist mit ca. 20 pF relativ klein.
-
In der Stufe höchster Empfindlichkeit kann der Verstärker im Gegensatz
zu einem nicht invertierend beschalteten Verstärker trotz des hohen ohmschen Widerstandes
ohne Grundteilung von 6 dB arbeiten, im Gegensatz dazu bietet er noch eine Verstärkungsmöglichkeit
- bevorzugt ca. fünffach an.
-
Einfacher Aufbau des Schalters (jeweils nur ein Kontaktwechsel pro
Teilerstufe) und damit die günstige Realisierbarkeit mittels integrierter Analogschalter
in CMOS-Technik.
-
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen
gekennzeichnet bzw. werden nachstehend zusammen mit der Beschreibung der bevorzugten
Ausführung der Erfindung anhand der Figuren näher dargestellt. Es zeigen: Figuren
la bis c eine Prinzipschaltung des Eingangsteilers mit Verstärker in verschiedenen
Schaltzuständen und Figur 2 eine Gesamtschaltung der Teilerstufen mit Verstärkern
und Kalibriermöglichkeit.
-
Die nachfolgende Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels
erfolgt anhand der Figuren, wobei bezüglich des Prinzips des Eingangsteilers mit
nachgeschaltetem potentiometrisch beschalteten Operationsverstärker auf die Figuren
la bis c verwiesen wird, während die übrigen Details aus Figur 2 hervorgehen. (Die
Einzelheiten der verwendeten Operationsverstärker gehen aus einer gleichzeitig eingereichten
Anmeldung desselben Anmelders hervor.) In den Figuren la bis lc ist ersichtlich,
wie die auf einen komplexen Eingangswiderstand (Rll parallel zu Cll) folgenden Widerstands/Kondensatorkombinationen
R13/C13 und R14/C14 - je nach einzuschaltenden Meßbereich einzeln oder
gemeinsam
- entweder zum invertierenden Eingang (Summenpunkt S) des Operationsverstärkers
V1 hin parallel zu einer Kondensatorkombination R12/C12 geschaltet sind oder aber
mit dem Summenpunkt S mit dem Ein- bzw.
-
Ausgangsbezugspunkt und dem Nicht-Invertierenden Eingang (+) des Verstärkers
V1 verbunden sind. Eine Widerstandskondensatorkombination R15/C15 (alle Widerstands/Kondensatorkombinationen
in Parallelschaltung) verbindet den Summenpunkt S mit dem Ausgang des Verstärkers
V1.
-
Da der Summenpunkt S und der Bezugspunkt für Ein- und Ausgangssignal
sich potentialmäßig praktisch nicht unterscheiden, können diese Punkte bezüglich
des Eingangssignals als zusammengefaßt angesehen werden. Die Verhältnisse vom Eingang
her gesehen ändern sich durch diese Umschaltungen nicht. Es ändert sich aber das
Verstärkungsverhältnis, welches durch das Verhältnis der Widerstände vom Ausgang
zum Summenpunkt S hin - bezogen auf die Widerstände vom Eingang zum Summenpunkt
S hin - bestimmt wird. Die Streupotentiale werden durch die Umschaltungen ebenfalls
nicht beeinträchtigt.
-
über eine geschirmte koaxiale Eingangsbuchse, beispielsweise eine
BNC-Buchse, wird das Eingangssignal der Schaltung zugeführt. Diese ist zunächst
mit dem Sicherheitsvorwiderstand Ril verbunden. Dieser Vorwiderstand muß einen großen
Wert aufweisen, spannungsfest und hochgenau sein.
-
Parallel dazu geschaltet ist der Beschleunigungseingangskondensator
Cll, der ebenfalls aus Sicherheitsgründen
hochspannungsfest sein
muß. Er wird vorteilhafterweise in einer Mehrlagenkarte durch zwei Kondensatorbelege
gebildet, die in ihrer Fläche entsprechend im Innern der Mehrschichtkarte durch
zwei auf verschiedenen Ebenen befindlichen und durch das Basismaterial als Dielektrikum
getrennten Metallbelegen dargestellt werden. Man verwirklicht auf diese Weise den
sonst sehr teuren Spezialkondensator in einer hochsicheren Ausführung ohne zusätzliche
Kosten.
-
Außerdem müssen die Bauelemente an diesem unmittelbaren Eingangsteil
entsprechende Kriechstrecken aufweisen, desgleichen auch der Abstand der Befestigungsbohrungen
in der Leiterkarte.
-
Dem Vorwiderstand nachgeschaltet ist der Betriebsartenschalter (BAS).
Er dient auch als Einschalter des Gerätes.
-
In der ersten, der gezeichneten Position (OFF) ist das Gerät ausgeschaltet,
der Eingangswiderstand des Gerätes wird aus dem Widerstand Rll und dem in Reihe
geschalteten Widerstand R12 gebildet.
-
In der zweiten Position DC (DIRECT CURRENT) wird der Vorwiderstand
über den Schalterbügel mit dem Eichteiler verbunden. Gleichzeitig wird mechanisch
parallel ein weiterer Schalterbügel im BAS-Code-Schalter bewegt, der das Gerät einschaltet.
-
In der dritten Stellung des BAS, der Stellung GD (GROUND) wird der
Vorwiderstand Rll wie in der Schalterstellung OFF
mit dem Ergänzungswiderstand
R12 zum Eingangswiderstand zusammengeschaltet, während gleichzeitig die zweite Schalterbrücke
des BAS den Eingang des Eichteilers über einen dem Eingangswiderstand R10 äquivalenten
Widerstand R13 an die zentrale Meßmasse legt, um in der Stellung GROUND einen auf
Masse liegenden Meßgeräte-Eingang zu simulieren.
-
In der vierten Stellung des BAS schließlich, der Stellung AC (ALTERNATING
CURRENT) wird der Vorwiderstand R10 über einen spannungsfesten Koppelkondensator
C10 an die Eichteilerschaltung angeschlossen. Gleichzeitig wird mechanisch parallel
ein weiterer Schalterbügel im BAS-Code-Schalter bewegt, der diese Stellung an die
digitale Auswertung der Schalterstellung meldet.
-
Da der Koppelkondensator in einem hochohmigen Schaltungsteil arbeitet,
wird die Forderung nach sehr niedriger Koppelzeitkonstante erfüllt.
-
Die Verbindung des Vorwiderstandes mit der Eichleitung gestattet es
nun, über den Meßbereichsdekadenschalter (MBSD) die Widerstände R13 und R14 so mit
virtueller Masse oder reeller Masse zu verbinden, daß sich die in Tabelle genannten
Verstärkungen für den potentiometrisch beschalteten Videovorverstärker in den Schalterpositionen
1 bis 11 ergeben, wie es theoretisch bei der Erläuterung des Eichteilers beschrieben
und in Kombination mit dem zweiten Stufenmeßbereichsschalter notwendig ist.
-
Den Stromteilerwiderständen R13, R14, R15 sind jeweils die Kondensatoren
C13 und C16, C14 und C17 bzw. C15 parallel
geschaltet. Sie bilden
die Kompensationskondensatoren, die im vorherigen Abschnitt erläutert wurden. Die
Kombination jeweils aus einem Trimm- und einem Festkondensator verbessert die Einstellbarkeit
und den Temperaturkoeffizienten. Der MBSD wird aus einem Zwei-Ebenen-Schalter mit
elf Stufen gebildet.
-
Zwei Schalterbrücken verbinden in den ersten Schalterpositionen die
Stromteilerwiderstände über den Kalibrationsschalter mit dem potentiometrischen
Eingang des Vorverstärkers V1. Von der fünften Position an verbindet zunächst der
zweite Kurzschlußbügel den Widerstand R14 mit der zentralen Meßmasse, während der
Widerstand R13 noch am potentiometrischen Eingang liegt, um dann von der achten
Schalterposition an bis zur offenen Position beide Widerstände mit Meßmasse zu verbinden.
Die Aufgliederung der Schalterkontakte, die den Massekontakten gegenüberliegen in
der gezeichneten Konfiguration ermöglicht es, mit zwei Schleiferbrücken alle Varianten
der geforderten Konjunktionen zu erreichen.
-
Wie bereits erläutert, ist der Summenpunkt bezogen auf das System
ein sehr wesentlicher Punkt der gesamten Analogschaltkreise. Er dient nicht nur
als virtuelle Masse für die Stromteilerschaltung, sondern stellt gleichzeitig folgende
wichtige Systempunkte dar: Summenpunkt für die Zuführung des vom DAC erzeugten Korrekturstromes
zur automatischen Nullpunktkorrektur am Eingangspunkt des gesamten aktiven Verstärkerzuges.
-
Summenpunkt für die Zuführung des vom DAC erzeugten Korrekturstromes
zur Nullpunktverschiebung, zur Erzeugung einer elektronischen Kompensationsspannung
für ein mit einer Gleichspannung unterlegtes Wechselspannungssignal (elektronische
AC-Kopplung).
-
Meßpunkt der Offsetspannung des Operationsverstärkers V1 mit Hilfe
des Simulationswiderstands R35, der über den durch den mikroprozessorgesteuerten
Schalter M in dieser Meßphase gegen die zentrale Meßmasse gelegt wird.
-
Summenpunkt für die Zuführung des von der Eichleitung kommenden Signalstroms
über den Schalter S1.
-
Dieser Summenpunkt des potentiometrisch beschalteten Verstärkers dient
also der automatischen Kalibration des gesamten analogen Systems. Geht man von der
Tatsache aus, daß die vor dem Summenpunkt befindliche Betriebsarteneinstellung und
auch der Meßteiler passive Netzwerke aus Präzisionselementen mit niedrigem Temperaturkoeffizienten
darstellen, die eine erhebliche Langzeitstabilität und Zuverlässigkeit aufweisen,
erlaubt die Autokalibration die permanente, d.h. im Betrieb vor jeder Meßfolge des
intermittierenden Meßbetriebes oder auch in anderen Fällen vor jedem einzelnen Meßzeitpunkt
(vor jeder Probeentnahme des Samplevorganges) eine automatische Nullpunktkorrektur
und sogar eine Eichung der Linearität des gesamten Systems einschließlich des Analog-Digital-Wandlers.
Es ist auch möglich, mit diesem System vom Mikroprozessor aus über ein - beispielsweise
12 bit- - Signal den DA-Wandler (DAC) so zu steuern, daß dem Signaleingang schrittweise
innerhalb
des gesamten übertragungsbereichs Gleichspannungsschritte
zugeführt werden, so daß über den Analog-Digital-Wandler Bit für Bit dem Mikroprozessor
zum Vergleich und damit zur Ablage einer Eichtabelle angeboten wird. Die Autokalibration
geht im einzelnen wie folgt vor sich: Phase I: Der Mikroprozessor legt einen Schalter
S32 in Arbeitslage und mißt die Offset-Spannung über den Widerstand R35.
-
Phase II: Da dem Mikroprozessor über die BAS-Codierung bekannt ist,
welcher Meßbereich eingeschaltet ist, kennt er den Quellwiderstand der Eichleitung
vom Summenpunkt aus gesehen. Somit kann er mit dem Meßwert der Phase I die Offset-Spannung
ausrechnen, die dem jeweiligen Quellwiderstand entspricht und diese über den DAC
in der Phase III zu führen.
-
Phase III: Der Mikroprozessor führt bei geöffnetem Schalter S31 über
den DAC dem Operationsverstärkerzug, über den ADC schrittweise Eichsignale wieder
dem Mikroprozessor in digitalisierter Form zu. Der Mikroprozessor legt eine entsprechende
Eichtabelle ab, um die in Phase IV eintreffenden zu messenden Signale kalibrationsgerecht
bewerten zu können.
-
Phase IV: Der Schalter S32 wird geöffnet, der Schalter S31 geschlossen
und die Meßphase kann beginnen. Während der Meßphase wird über den DAC die bei der
Phase II ermittelte Nullpunktkorrekturspannung zugeführt, um das Fester des ADC
optimal nutzen zu können.
-
Die Einführung des Autokalibrationssystems hat zwei entscheidende
Vorteile. Einmal konnte damit erreicht werden, daß die Nullpunktstabilität und Temperaturdrift
der gesamten analogen Stufen gewährleistet werden kann und demzufolge der Aufwand
für diese Stufen in Grenzen bleiben kann. Zum Beispiel brauchen im zweiten Eichteiler
keine Präzisionswiderstände verwendet werden. Die Temperaturdrift der Halbleiterbauelemente
und der passiven Bauelemente spielt keine erhebliche Rolle mehr. Der entscheidende
Vorteil liegt jedoch in der Langzeitstabilität und der damit erreichten hohen Zuverlässigkeit,
die bisher bei Niedrigpreisgeräten dieser Größenklasse undenkbar war.
-
Abgesehen von diesen wertanalytischen und zuverlässigkeitsorientierten
Aspekten gibt es noch eine ganze Reihe von Gründen, die dieses Systemprinzip für
Spezialanwendungen prädestinieren. Zum Beispiel dann, wenn ein Hochgeschwindigkeits-Digital-Analog-Wandler
Verwendung findet.
-
Der in Figur 2 wiedergegebene Eingangsteil (für einen Kanal) soll
nachfolgend im einzelnen beschrieben werden.
-
Das am Eingang E erscheinende analoge Signal wird über einen hochohmigen
Sicherheitsvorwiderstand R31 mit einem parallelen Sicherheitskondensator C3l dem
Betriebsartenschalter S1 aufgeführt. Der Betriebsartenschalter gestattet es, die
Betriebszustände "Gleichspannungskopplung (DC)", "Wechselspannungskopplung (AC)
n,, "Eingang kurzgeschlossen (GROUND)" mittels eines mechanischen Schiebeschalters
aus-
zuwählen. Gleichzeitig kann über diesen Schalter das Gerät
mit der Schalterstellung "Aus" bezüglich seiner Versorgungsspannung ein- oder ausgeschaltet
werden - der entsprechende Kontaktsatz ist in der Darstellung aus Gründen der Übersichtlichkeit
fortgelassen worden.
-
Der Betriebsartenschalter besteht aus einem mechanisch parallel geschalteten
Codierschalter, der dem nachgeschalteten Mikrocomputer des digitalen Verarbeitungsteils
die jeweilige Position des Schaltschiebers durch die Verbindung einer Leitung D"
mit einer von drei weiteren Leitungen L1 bis L3 meldet. Die Meldung der vierten
Position besteht darin, daß keine Verbindung vorhanden ist.
-
Außer dem Betriebsartenschalter ist (pro Kanal) noch ein Meßbereichsschalter
S21/522 vorgesehen, der die Anpassung der Eingangssignalamplitude an die Pegelverhältnisse
der weiteren Stufen erlaubt. Der Meßbereichsschalter besteht aus je zwei Hauptteilen
521 und S22. Er wird aus einem elfstufigen Mehrfachschiebeschalter gebildet, dessen
erster Teil aus dem dekadischen Meßbereichsschalter S21 besteht. Dieser dient dazu,
die Verstärkung und Abschwächung der Eingangssignale über durch den Schalter veränderbare
Widerstandsnetzwerke bezüglich eines Summationspunktes vorzunehmen.
-
Die folgende Tabelle zeigt zur Meßbereichsstellung MBS, dem Vertikalkoeffizienten
n die zugehörigen Werte für die Bezugsspannung Yb, die Dezimalabschwächung al, den
Verstärkungsfaktor vl der Trennstufe, deren nominelle Aus-
gangsspannung
Ual, die Abschwächung a2 vor dem Kanalverstärker und die jeweilige Verstärkung v2
des Kanalverstärkers.
-
MBS Yb al vl Ual a2 v2 (V/DIV) (V) (V) 0,01 0,06 1 5 0,30 1 7,8125
0,02 0,12 1 5 0,60 1 3,90625 0,05 0,30 1 5 1,5 0,4 3,90625 0,1 0,6 1 5 3,0 0,2 3,90625
0,2 1,2 0,05 10 0,6 1 3,90625 0,5 3,0 0,05 10 1,5 0,4 3,90625 1,0 6,0 0,05 10 3,0
0,2 3,90625 2,0 12 0,05 1 0,6 1 3,90625 5,0 30 0,05 1 1,5 0,4 3,90625 10,0 60 0,05
1 3,0 0,2 3,90625 20,0 120 0,05 1 6,0 0,1 3,90625 Die Ausgangsspannung beträgt einheitlich
2,345 V.
-
Die Widerstände und Kondensatoren der Teilerschaltungen entsprechen
bezüglich ihrer Bezeichnungsweise denjenigen der vorangehenden Prinzipdarstellungen.
Weitere den Teilerkondensatoren parallelgeschaltete Trimmer sind bezüglich des Bezugszeichens
mit einem zusätzlichen versehen.
-
Mit Hilfe eines durch Analogschalter gebildeten Kalibrationsmultiplexers
M kann der Analogsignaleingang E vom Summationspunkt getrennt und über einen Digital-Analog-Wandler
DAC von der CPU des nachgeschalteten Mikrocomputers gesteuert werden. Dabei wird
dem auf den Summationspunkt S über den Widerstand R34 schrittweise ein Gleichspannungssignal
zugeführt. Das Gleichspannungssignal wird somit am Eingang der Verstärkerkette eingespeist,
passiert die gesamte Verstärkerkette und wird über einen AD-Wandler an dem Mikrocomputer
zur Auswertung als digitales Signal zurückgeführt. Da dieser die SOLL-Signale selbst
generiert hat, kann er die eintreffenden IST-Signale in einer Eichtabelle ablegen
und so bei dem folgenden Meßvorgang, bei dem der Kalibrationsmultiplexer wieder
die Signalquelle aufschaltet, eine gegebenenfalls notwendige Korrektur bei der Bewertung
der eintreffenden IST-Signale nach der abgelegten Korrekturtabelle vornehmen.
-
Den entscheidenden Einfluß auf die Vielseitigkeit des Gerätes hat
der Summationspunkt S. Er wird durch die virtuelle Masse eines potentiometrisch
beschalteten Gleichspannungs-Breitbandverstärkers gebildet. An ihm können die aus
dem DA-Wandler stammenden Gleichspannungsignale zur automatischen Nullpunktkorrektur
und zur Autokalibration angeschaltet werden. Gleichzeitig dient er als virtuelle
Masse für den Verstärker V1 mit der über den dekadischen Meßbereichsschalter S21
geschaltete E ichleitung.
-
Der Meßvorverstärker V1 wird durch einen aus diskreten Halbleiterbauelementen
aufgebauten Gegentaktbrückenver-
stärker gebildet und verstärkt
im Zusammenwirken mit dem als Stromteiler aufgebauten, einen Eichteiler darstellenden,
dekadischen Meßbereichsschalter in potentiometrischer Beschaltung das Eingangssignal.
Er trennt auf diese Weise die Eichleitung, die eine dekadische Stufung der gesamten
Verstärkung von 5-fach, 0,5-fach, 0,05-fach erlaubt, von dem dem Verstärker V1 nachgeschalteten
Stufenschalter.
-
Um die große Zahl von Meßbereichen ohne zu großen Aufwand im hochohmigen
Teil der als Eichleitung gebildeten Eingangsschaltung bewältigen zu können, werden
in den einzelnen 11 Meßbereichsstufen die dekadischen Teilungen durch den dekadischen
Meßbereichsschalter erzeugt. In den dazwischenliegenden Pegelanpassungsstufen 1;
0,5; 0,2 wird die zusätzliche Teilung nach dem ersten einen Trennverstärker bildenden
Meßvorverstärker V1 vorgenommen, da mit dem Ausgang dieses Verstärkers bereits eine
niederohmige Quelle vorhanden ist und somit die Stufenteilerwiderstände, durch einen
Stufenschalter S22 angewählt werden, die ohne Kompensationskondensatoren auskommen.
-
Der Stufenschalter S22 ist demzufolge zwischen den Meßvorverstärker
V1 und einem nachfolgenden Meßverstärker V2 geschaltet und erlaubt die Abschwächungen
mit den Faktoren 1; 0,5; 0,2. Parallel zum Stufenschalter S22 ist eine - in der
Zeichnung nicht dargestellte - weitere Kontaktserie des Stufenschiebeschalters S22
vorgesehen, welche die von dem DA-Wandler erzeugten Gleichspannungs-Ausgangssignale
an die jeweils der Stufenschalterstellung entsprechenden erforderlichen Spannungspegel
(respektive Strompegel) am Eingang des Summationspunktes anpaßt.
-
Dem Stufenschalter nachgeschaltet ist der Meßverstärker V2, der wiederum
als breitbandiger Gleichspannungsverstärker ausgelegt ist und den Gesamtpegel gemäß
den Erfordernissen des am Eingang des Parallel-AD-Wandlers Pegelfensters verstärkt.
Das verwendete Pegelfenster hat eine Breite von etwa 2,5 V.
-
Der Teiler der den Verstärker V2 umfassenden Stufe wird -in Zusammenwirken
mit dem Teiler der ersten Stufe - durch den Schalter S2 auf andere Weise beeinflußt.
Die Verstärkerstufe V2 ist zwar ebenfalls potentiometrisch beschaltet - es entfallen
aber bereits den Wirkwiderständen parallel geschaltete Kapazitäten. Eine zwischen
den Widerständen R22 und R23 befindliche Anzapfung ist mit den zusammengefaßten
Anschlüssen einer Seite des Schiebeschalters S22 verbunden, wobei dieser Punkt entsprechend
der zunehmenden Verminderung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers V2 zunächst
mit dem Ausgang des Verstärkers V1, anschließend mit dem Verbindungspunkt der beiden
Widerstände R21 und R22 und dann mit Querwiderständen verbunden wird, welche zusammen
mit den Widerständen R21 und R22 einen Spannungsteiler zum Bezugspotential hin bilden,
von dem der Widerstand R23, der zusammen mit dem Widerstand R27 den Verstärkungsfaktor
des Operationsverstärkers V2 bestimmt, seine Eingangsspannung erhält. Je nach dem
gewählten Verstärkungsfaktor wird der Verbindungspunkt der Widerstände R22 und R23
an unterschiedliche Anzapfungen der aus den Widerständen R24, R25 und R26 gebildeten
Serienschaltung gelegt. Damit lassen sich durch entsprechende Einstellung des aus
den Schaltern Sll und S12 bestehenden Teilers die für den vorgesehenen Eingangsspannungsbereich
des
Gerätes notwendigen Spannungsheraufsetzungen bzw -verminderungen erzielen.
-
Um die Signale mit hoher Bandbreite auswerten zu können, findet ein
nachgeschalteter Parallel-Analog-Digital-Wandler mit möglichst hoher Probenentnahmefrequenz
(Sampling-Rate) Verwendung. Dieser sogenannte "Flash-Wandler" wird am Eingang durch
eine parallel geschaltete, über einen Referenzspannungsteiler quantifizierte Kette
von Hochgeschwindigkeitskomparatoren gebildet. Zum Sample-Zeitpunkt übernimmt jener
der Komparatoren (bei einem 8-bit-Wandler sind das 256 Komparatoren) die Signalerkennung,
dessen Referenzspannungswert jeweils gerade über-oder unterschritten wird. Eine
den Komparatoren nachgeschaltete Kodierschaltung gibt den erkannten digitalen Wert,
beispielsweise in einer 8 bit breiten binären Kodifikation weiter, die das Signal
im Takt der Sampling-Frequenz am Ausgang des Analog-Digital-Wandlers zur Verfügung
stellt.
-
Die vom Analog-Digital-Wandler erzeugten digitalen Daten werden von
der CPU des nachgeschalteten Microcomputers verwaltet. Die 8-Bit-CPU enthält ein
On-Board RAM, ROM und einen Oszillator sowie Timereingänge und serielle Schnittstellen.
-
Die CPU dient als Zentralcomputer, um alle Befehle, die von dem Tastenfeld
eingehen, dem im internen oder auch externen Programmspeicher enthaltenen Programm
entsprechend zu bearbeiten, um die von dem Hochgeschwindigkeitsregister angebotenen
Signale
auszulesen und diese entsprechend den verschiedensten Vorschriften
auszuwerten, umzurechnen, in den Speichern abzulegen, mit anderen Signalen zu vergleichen,
Analysen vorzunehmen und sie schließlich darstellungs- und schnittstellengerecht
einer Bildschirmanzeige oder einem Graphikprozessor, einem Drucker oder der Funktionsgenerator-Ausgangsschnittstelle
oder anderen Schnittstellenprozessoren über den BUS zu übergeben. Die Daten für
die Gleichspannungskompensation und die Calibrierung werden in einem mit "carl"
bezeichneten Speicher abgelegt. Hier befinden sich auch die Tabellen, welche die
bitweise Calibrierung bewerkstelligen.
-
Bemerkenswert bei der beschriebenen Schaltungsanordnung ist, daß der
zweistufige Schiebeschalter bezüglich seiner Kontakte stets denjenigen elektrischen
Bauelementen, deren Kontakte geschaltet werden sollen, direkt benachbart ist.
-
Zwischen den Kontakten der beiden in Betätigungsrichtung des Schalters
aufeinanderfolgenden Stufen ist auf der Platine ein Verstärker vorgesehen, wobei
der durch den Verstärker erzeugte räumliche Abstand von einem Betätigungselement
des Schalters überbrückt wird.
-
In Betätigungsrichtung dem Teilerschalter vorgeschaltet ist der Betriebsartenschalter,
welcher vom Teilerschalter unabhängig - konstruktiv aber entsprechend - ausgeführt
ist.
-
Durch eine derartige Schaltung läßt sich die Eingangsschaltung eines
Oszillographen mit räumlich optimal kurzen Verbindungswegen aufbauen, so daß die
gegenseitigen Sig-
nalbeeinflussungen gering gehalten werden können.
Die Schaltung eignet sich auch insbesondere für einen zweikanaligen symmetrischen
Aufbau, sei es, daß die Schiebeschalter entlang der Außenkante der Platine mit U-förmigen
Kontaktelementen wirken oder aber im Zentralbereich einer Platine nebeneinander
angeordnet sind. Bei der Anordnung entlang der Außenkanten bietet sich zudem noch
der Vorteil, daß die Entkopplung der beiden Kanäle günstig realisierbar ist, so
daß eine gegenseitige Signalbeeinflussung praktisch nicht stattfindet, insbesondere
wenn im die beiden Kanäle trennenden Bereich noch solche Schaltungselemente angeordnet
sind, welche beiden Kanalverstärkern zugeordnet sind, wie beispielsweise die Stromversorgungsschaltung
oder ein nach einer Digital-Analog-Wandlung die Signalverabeitung weiterführender
Prozessor.
-
Eine derartige Bauweise ermöglicht dann - bei entsprechender Miniaturisierung
der übrigen Bauelemente -die Anordnung einer vollständigen Oszillographenschaltung
auf einer Platine und bildet somit eine wesentliche Voraussetzung zur Schaffung
eines in der Hand haltbaren Meßgerätes zur Verarbeitung von elektrischen Eingangssignalen
stark unterschiedlicher Amplitudenbereiche. Dabei ist zu berücksichtigen, daß die
Größe einer elektrischen Schaltungsplatine - auch wenn sie in Multilayer-Technik
ausgeführt wird - im wesentlichen durch die Anzahl der dort unterzubringenden Leiterbahnen
bestimmt wird. Eine Verminderung der Abmessungen läßt sich also im wesentlichen
dann erzielen, wenn von vorn herein durch die konstruktive Anordnung Maßnahmen getroffen
werden,
um die Länge der Leiterbahnen generell zu verkürzen. Eine derartige Maßnahme fördert
auch die übrigen Eigenschaften des Gerätes, da verringerte Verluste und gegenseitige
Signaleinstreuungen auftreten. Auf diese Weise werden weitere, die Qualität des
zu bearbeitenden Signals wiederherstellende Elemente eingespart, was insgesamt zu
einer weiteren Verminderung der Baugröße führt.
-
In Figur 2 sind neben dem bisher beschriebenen Verstärkerzug die weiteren
zu einem Digital-Oszilloskop gehörigen Baugruppen blockschaltungsmäßig wiedergegeben,
wobei die digitalen Signale vom Tastenfeld, dem Digital-Analog-Wandler (DAC), dem
Prozessor mit Speicher (CPU), der Eichanordnung (CAL), dem Analog-Digital-Wandler
(ADC) und der LCD-Anzeige an einem gemeinsamen BUS in Verbindung stehen.
-
Der weitere auf der gegenüberliegenden Seite der entsprechenden Leiterplatine
angeordnete Verstärker/Teiler-Zug ist ebenfalls durch einen rechteckigen Block repräsentiert.
Die Anordnung der Bauelemente erfolgt spiegelbildlich zu der Darstellung im oberen
Bereich der Figur. Für den Fall der Anordnung der Schiebeschalter S1, S21 und S22
am Rand der Platine ist das Zeichnungsblatt um die eine Abschirmung repräsentierende
gestrichelte Linie, welche in der Mitte der Kontakte der Schalter entlang führt,
gefaltet zu denken. Damit ergibt sich ein anschauliches Bild der Anordnung der Kontakte
der Schalter am Rande einer beidseitig mit Schaltkontakten versehenen Platine, wobei
die beweglichen Kontaktelemente entsprechend der realen konstruktiven Ausführung
U- bzw.
-
Omega-förmig sind.
-
Die Erfindung beschränkt sich in ihrer Ausführung nicht auf das vorstehend
angegebene bevorzugte Ausführungsbeispiel. Vielmehr ist eine Anzahl von Varianten
denkbar, welche von der dargestellten Lösung auch bei grundsätzlich anders gearteten
Ausführungen Gebrauch machen.
-
- Leerseite -