DE3445538A1 - Induktionsheizgeraet - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Induktionsheizgerät. Genauer gesagt betrifft die vorliegende Erfindung ein Induktionsheizgerät, in welchem eine Heizspule und eine daran seriell angeschlossene Schaltvor-5 richtung vorhanden sind, sowie ein Strom durch die Heizspule fließt, d. h. die Leistung durch Ein- oder Ausschalten besagter Schaltvorrichtung geregelt wird.

Beschreibung des Standes der Technik:

Figur 1 betrifft ein Schaltbild, das ein Beispiel eines

10 herkömmlichen Induktionsheizgerätes zeigt, wie es für die vorliegende Erfindung von Interesse ist. Dieser

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Stand der Technik ist in der japanischen Patentveröffentlichung Nr. 36473/1983 beschrieben, die am 09.08.1983 veröffentlicht wurde.

Eine Wechselspannung einer niederfrequenten Wechselstrom-Energiequelle 1 wird durch einen Gleichrichter-Schaltkreis 3 in eine Gleichspannung umgewandelt. Diese Gleichspannung am Ausgang des Gleichrichter-Schaltkreises 3 wird an einen Inverter 5 angelegt. Der Inverter 5 enthält einen Kondensator 7, der über die Eingangsanschlüsse der vom Gleichrichterschaltkreis 3 gelieferten Gleichspannung geschaltet ist, wobei der Kondensator 7 als Glättungskondensator wirkt. Eine serielle Schaltverbindung bestehend aus einer Heizspule 9 und einem Schalttransistor 11 ist mit dem Glättungskondensator 7 verbunden. Ein Resonanz-Kondensator 13 und eine Diode 15 (fly-wheel-diode 15) sind zwischen Kollektor und Emitter des Schalttransistors 11 gelegt. Der Resonanz-Kondensator 13 bildet im Zusammenwirken mit der Heizspule 9 einen LC-Resonanzkreis.

Um das Ein- oder Ausschalten des Schalttransistors 11 zu steuern, ist ein Regel schaltkrei s 17 mit fünf Anschlüssen 19 a, 19 b, 21 a, 21 b und 23 vorgesehen. Die Gleichspannung des Gleichrichter-Schaltkreises 3 ist durch die Anschlüsse 19 a und 19 b an den Regelschaltkreis 17 angeschlossen. Weiter ist eine Spannung an einem Schaltpunkt, an dem die Heizspule 9 und der Schalttransistor 11 seriell verbunden sind, d. h. die Kollektorspannung des Schalttransistors 11, über den Anschluß 23 am Regel schaltkreis 17 angeschlossen. Innerhalb des Regelschaltkreises 17 werden die beiden Spannungen, die auf diese Weise abgegriffen werden, miteinander verglichen. Auf Basis dieses Vergleiches

wird ein Schaltimpuls zum Ein- oder Ausschalten des Schalttransistors 11 zu den Anschlüssen 21 a und 21 b ausgegeben. Genauer gesagt wird, wenn die Kollektorspannung des Anschlusses 23 kleiner wird als die DC-Spannung am Anschluß 19 a, nach einer gewissen Verzögerungszeit, die durch einen Verzögerungsschaltkreis (nicht dargestellt) erzeugt wird, der Schalttransistor eingeschaltet.

Im Zusammengang mit diesem Stand der Technik wird der Zeitpunkt des Einschaltens des Schalttransistors 11 auf Grundlage des Vergleichs zwischen zwei Spannungen geregelt. Deswegen kann ein Effekt derart erwartet werden, daß eine stabile Schwingung aufrechterhalten wird, auch wenn eine vergleichsweise große Lastveränderung vor 1i egt.

Wie auch immer, dieser vorstehend erläuterte Stand der Technik läßt noch folgendes Problem offen: Genauer gesagt, bei diesem Stand der Technik wird der Basisstrom des Schalttransistors auf Grundlage des Vergleichs der Spannung der Gleichspannungsenergiequelle mit der Kollektorspannung des Schalttransistors geregelt und deswegen wird der Schaltverlust des Schalttransistors groß, insbesondere wenn die Schwingungsfrequenz ansteigt. Noch genauer dargelegt, wenn die Schwingungsfrequenz erhöht wird, wird der Abfall der Kollektorspannung des Schalttransistors langsam, während die Größe der Gleichspannung nicht geändert wird und infolge dessen liegt der Zeitpunkt früher, an dem die Kollektorspannung kleiner wird als die Gleichspannung. Mit anderen Worten: Wenn die Frequenz höher ist, liegt der Zeitpunkt des Einschaltens des Schalttransistors früher verglichen mit dem Fall, in dem die

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Frequenz niedriger ist. An einem solchen früheren Zeitpunkt fällt die Kollektorspannung des Schalttransistors nicht weit genug ab und infolgedessen wird der Schalttransistor in einem Zustand eingeschaltet, in dem die Kollektorspannung des Schalttransistors relativ groß ist. Konsequenterweise steigt dabei ein Einschaltstrom an, der im Moment des Einschaltens des Schalttransistors fließt. Ein derartiger Einschaltstrom erzeugt einen großen Schaltverlust. Demzufolge wird beim Stand der Technik, wie er vorstehend beschrieben ist, der Schaltverlust groß und dabei die Absenkung des Wirkungsgrades ein Problem, insbesondere wenn die Schwingungsfrequenz hoch wird.

Zusammenfassung der Erfindung:

Der Erfindung liegt deshalb die Hauptaufgabe zugrunde, ein Induktionsheizgerät zu schaffen, bei dem der Schaltverlust innerhalb eines weiteren Frequenzbereiches klein bleibt. Zur Lösung vorstehend genannter Aufgabe wird bei der vorliegenden Erfindung die Spannung an den Anschlüssen des Regel schaltkreises mit einer davon abgeleiteten integrierten Spannung verglichen und das Ein- oder Ausschalten der Schaltvorrichtung auf Basis dieses Vergleiches gesteuert.

Im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung wird dann, wenn die Spannung über der Schaltvorrichtung klein wird, die integrierte Spannung als Folge davon ebenfalls klein, mit anderen Worten, werden zwei Vergleichsspannungen in gleicher Hinsicht variiert als Folge einer Vorbedingung beispielsweise der Schwingungsfrequenz oder der Spannung über den Anschlüssen der Schaltvorrichtung. Deswegen kann bei-

spiesweise sogar für den Fall, bei dem die Schwingungsfrequenz des Inverters hoch wird, das Schaltelement eingeschaltet werden, nachdem die Spannung über den Terminal des Schaltelementes genügend klein geworden ist. Infolgedessen kann der Einschaltstrom minimiert werden, der beim Einschalten des Schaltelementes fließt und als weitere Folge kann der Schaltverlust zur Steigerung des Wirkungsgrades minimiert werden. So wird im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung ein Induktionsheizgerät erhalten, das auf stabile Weise die Ausgangsleistung innerhalb eines weiteren Schwingungsfrequenzbereiches des Inverters regelt - verglichen mit dem Heizgerät nach dem vorveröffentlichten Stand der Technik -.

Genauer gesagt wird in einem Fall, in dem eine niederfrequente Wechselspannungs-Engergiequel1e mit hoher Spannung Anwendung findet, der Schaltverlust größer bei Anwendung des erwähnten Standes der Technik. Beispielsweise beträgt der Spitzenwert der Kollektorspannung des Schalttransistors 700 V, wenn die Spannung der niederfrequenten Wechselstrom-Energiequelle bei 100 V liegt und der Spitzenwert demnach 141 V ist; der Spitzenwert der Kollektorspannung wird etwa 1400 V in dem Fall, in dem die Spannung der niederfrequenten Wechselstrom-Energiequelle 200 V beträgt und die Spitzenspannung demzufolge 282 V ist. Wenn die Spannung der niederfrequenten Wechselstrom-Energiequelle noch größer wird, beispielsweise 220 V, 240 V, ..., wird der Spitzenwert der Kollektorspannung sogar noch größer. Zum gegenwärtigen Zeitpunkt gibt es keine Schalttransistoren, die derart hohe Spannung aushalten, demzufolge muß die hohe Spitzenspannung auf beispielsweise 1200 V reduziert werden. Als Konsequenz davon wird das relative Verhält-

nis der Spannung der niederfrequenten Wechselstrom-Energiequelle zur Kollektorspannung geändert. Andererseits ist der Dämpfungsfaktor der Spannungsschwingung konstant unabhängig von deren Spitzenwert. Je größer die Spannung der niederfrequenten Wechselstrom-Energiequelle beim Stand der Technik wird, umso früher liegt der Zeitpunkt, an dem die Spannungsschwingung, nämlich die Kollektorspannung unter diese abfällt. Deswegen wird der Einschaltstrom, der durch den Schalttransistor fließt, noch größer. In Anwendung der vorliegenden Erfindung können die beiden Vergleichsspannungen unter eben derselben Bedingung reduziert werden, da die beiden Vergleichsspannungen vom selbem Schaltpunkt abgegriffen werden. So kann der Schaltverlust, auch bei.

einer niederfrequenten Wechselstrom-Energiequelle unabhängig von deren Spannung minimiert werden.

Darüber hinaus wird die Schwingung beim vorher erwähnten Stand der Technik unter dem Einfluß der Heizspule in dem Fall gestoppt, in welchem die Wechselspannung der Gleichspannung überlagert wird und insbesondere die Ausgangsleistung klein ist. Genauer gesagt wird beim Stand der Technik die Kollektorspannung abhängig von der Variation der Wechselspannung mit einer von der Heizspule abhängigen Verzögerungszeit variiert, da die Heizspule zwischen dem Anschluß, an welchem die Gleichspannung abgegriffen wird und dem Anschluß, von welchem die Kollektorspannung des Schalttransistors abgegriffen wird, liegt. Aus diesem Grunde wird eine optimale Belastungsbedingung im Hinblick auf solch eine Zeitabweichung festgelegt; wie auch immer, für den Fall, in dem die Induktivität der Heizspule durch eine Änderung der Last variiert wird, nämlich durch das Material des Kochgeschirrs o. dgl. und insbesondere in dem Fall, in

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dem die Schwingungsfrequenz hoch ist, d. h. die Ausgangsleistung ist klein, wird die Phase zwischen dem Talpunkt (valley point) der Wechselspannung und dem Talpunkt (valley point) der Kollektorspannung in höherem Maße als vorher vorgesehen verändert und an diesem Punkt die Schwingung des Inverters gestoppt. Mit anderen Worten wird beim Stand der Technik in dem Fall, in dem die Last von idealen Lastbedingungen abweicht, ein veränderbarer Ausgangsleistungsbereich mit einer stabilen Schwingung manchmal klein.

In Anwendung der vorliegenden Erfindung wird in gegenteiliger Weise kein durch die Heizspule ausgelöster Effekt beobachtet, da sowohl die Spannung über den Anschlüssen des Schaltelementes als auch die integrierte Spannung vom selben Schaltpunkt abgegriffen werden und dementsprechend keine Phasenabweichung zwischen den beiden Vergleichsspannungen existiert. Infolge dessen kann in Anwendung der vorliegenden Erfindung ein stabiles Regel- oder Einstellverhalten bis zu kleineren Ausgangsleistungsstufen erreicht werden, auch wenn die Wechselspannung der Gleichspannung überlagert wi rd.

In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform wird das Schaltelement mit einer gewisseren Ver- zögerungszeit eingeschaltet, nachdem die Spannung über den Anschlüssen des Schaltelementes kleiner als die integrierte Spannung wird. Entsprechend der vorliegenden Ausführungsform kann das Schaltelement in einem Zustand eingeschaltet werden, in welchem die Spannung über den Anschlüssen klein bzw. nahezu bei "Null" liegt, weswegen der Schaltverlust weiter reduziert werden kann.

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Nach einer anderen bevorzugten Ausführungsfortn wird die vorstehend erwähnte Verzögerungszeit abhängig von der Größe der Spannung über den Anschlüssen des Schaltelementes verändert. Genauer gesagt wird die Verzögerungszeit verkürzt, wenn die Spannung über den Anschlüssen groß ist und verlängert, wenn die Spannung über den Anschlüssen klein ist.

Andererseits hat das nachhinkende Ende (trailing end) der Spannung über den Anschlüssen des Schaltelementes eine scharfe abfallende Flanke, wenn die Spannung groß ist. Der Abfall wird hingegen langsam (die abfallende Flanke wird flach), wenn der Betrag der Spannung klein ist. Entsprechend kann durch Veränderung der Verzögerungszeit abhängig vom Betrag der Spannung über den Anschlüssen in Anwendung dieser bevorzugten Ausführungsform das Schaltelement zuverlässig in Nullpunktsnähe der Spannung über den Anschlüssen eingeschaltet werden, weswegen der Schaltverlust noch kleiner gemacht werden kann. Diese Tatsachen, sowie andere Gegenstände, Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden durch die nachfolgende detailierte Beschreibung der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung weiter verdeutlicht, wenn sie in Verbindung mit den zugehörigen Zeichnungen zur Kenntnis genommen werden.

Kurzbeschreibung der Zeichnungsfiguren
Die Figuren zeigen:

Fig. 1 ein Schaltschema eines Beispieles eines herkömmlichen Induktionsheizgerätes, wie es für die vorliegende Erfindung von Bedeutung ist,

Fig. 2 ein Schaltschema einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,

Fig. 3 ein Blockdiagramm zur detaillierten Erläuterung des Regel schaltkreises der in Fig. 2 dargestellten Ausführungsform,

Fig. 4 ein Schaltschema zur Darstellung eines Beispieles der Spannungsvergleicher-Schaltung, wie sie in Fig. 3 dargestellt ist,

Fig. 5 ein Schaltschema zur Darstellung eines Bei-Spieles eines Verzögerungsschaltkreises wie er in Fig. 3 dargestellt ist,

Fig. 6 eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Funktionsweise des Schaltkreises in Fig. 5,

Fig. 7 ein Schaltschema zur Darstellung einer anderen beispielhaften Ausführungsform des Verzögerungsschaltkreises,

Fig. 8 eine graphische Darstellung der Wellenform zur Erläuterung der Funktion des Schaltkreises in Fig. 7,

Fig. 9 ein Schaltschema zur Darstellung eines Beispieles einer Ansteuerschaltung, wie sie in Fig. 3 dargestellt ist,

Fig. 10 eine graphische Darstellung der Wellenform zur Erläuterung der Ausführungsform gemäß Fig. 2,

Fig. 11 eine WeI1enformgraphik, die einen Zustand

verdeutlicht, in welchem die Spannung über

den Anschlüssen des Schaltelementes durch

Einwirkung einer niederfrequenten Wechselspannungs-Energiequelle moduliert wird.

Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele:

Das in Figur 2 gezeigte Schaltbild zeigt eine erste Ausführungsform der Erfindung. In dieser Figur 2 werden dieselben Bezugszeichen verwendet wie für ähnliche Elemente in Figur 1, weswegen eine detailierte Beschreibung derselben weggelassen ist.

Eine Spule (choke coil 25) ist zwischen den Gleichrichterschal tkrei s 3 und den Glättungskondensator 7 geschaltet, der zum Inverter 5 gehört. Ein Stromtransformator 27 ist zwischen die niederfrequente Wechselspannungs-EngergiequelIe 1 und den Gleichrichterschaltkreis geschaltet, eine Ausgangsspannung dieses Stromtransformators 27 wird in eine Gleichspannung durch einen weiteren Gleichrichterschaltkreis 31 umgewandelt und zu einem Anschluß 33 eines Regel schaltkreises 35 geführt. Eine Vorrichtung 31 a zur Spannungsverstellung, die beispielsweise ein Potentiometer o. ä. enthält, ist am Gleichrichterschaltkreis 31 zur Einstellung der Größe der Ausgangsgleichspannung in geeigneter Weise vorgesehen.

Der Regelschaltkreis 35 weist ferner Anschlüsse 37, 39, 41 a und 41 b auf. Der Anschluß 37 ist mit Masse oder einem Referenzpotential verbunden. Der Anschluß 39 ist mit dem Schaltpunkt verbunden, an welchem die Heizspule 9 und das Schaltelement 11 (Schalttransistor 11)

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seriell miteinander verbunden sind, durch diesen Anschluß 39 wird die Spannung über den Anschlüssen des Schaltelementes 11 (Schalttransistor 11) zugeführt. Ein Schaltsignal zum Ein- oder Ausschalten des Schalttransistors wird durch die Anschlüsse 41 a und 41 b ähnlich den Anschlüssen 21 a und 21 b in Figur 1 ausgegeben.

In groben Zügen dargestellt, greift der Regelschaltkreis 35 die Spannung über den Anschlüssen des Schalttransistors durch die Anschlüsse 39 und 37 ab und erzeugt eine integrierte Spannung (den Spannungsmittelwert) dieser Spannung über den Anschlüssen, vergleicht diese beiden Spannungen miteinander und gibt einen Schaltimpuls an die Anschlüsse 41 a und 41 b mit einer gewissen Verzögerungszeit ab, nachdem die ersterwähnte Spannung kleiner geworden ist als die später erwähnte Spannung. Infolge davon wird das Schaltelement (der Schalttransistor 11) durchgeschaltet. Für das Schaltelement 11 kann ferner ein bipolarer Transistor (bipolar transistor), ein metall-oxid Halbleiter-Feldeffekt-Transistör (metal-oxide semiconuctor fieldeffect transistor), ein statischer induktiver Transistor (static induction transistor), ein "gate turn off"-Transistör oder ein ähnlicher Transistor verwendet werden, die nachfolgende Beschreibung bezieht sich auf den Fall, für welchen ein NPN-Transistör für das Schaltelement 11 Verwendung findet.

Figur 3 zeigt den Aufbau des Regelschaltkreises 35. Beide Anschlüsse 37 und 39 des Regel schal tkrei ses 35 sind an einen Spannungsdetektor-Schaltkreis 43 und an einen Spannungsvergleicher-Schaltkreis 45 angeschlossen. Im Spannungsdetektor-Schaltkreis 43 wird der Betrag der Kollektorspannung, nämlich der Spannung zwi-

sehen Kollektor und Emitter des Schalttransistors erfaßt, die am Anschluß 39 anliegt. Der Ausgang dieses Spannungsdetektor-Schaltkreises 43 ist an einen Verzögerungsschaltkreis 47 geführt. Der Spannungsverglei cher-Schaltkreis 45 vergleicht die KoIl ektorspannung (die Spannung zwischen Kollektor und Emitter) des Schalttransistors 11, die am Anschluß 39 anliegt mit der integrierten Spannung, die durch einen Integrationsschaltkreis (Figur 4) erzeugt wird.

Genauer ausgeführt, enthält der Spannungsvergleicher-Schaltkreis 45, wie er in Figur 4 dargestellt ist, zwei Spannungsteiler 51 und 53, die die Kollektorspannung des Schalttransistors 11 vom Anschluß 39 abgreifen. Der Spannungsteiler 51 enthält Widerstände 51 a und 51 b, die seriell zwischen Anschluß 39 und Anschluß 37 angeschlossen sind, weiter ist eine Zehnerdiode 51 c parallel zum Widerstand 51 b angeschlossen. Diese Zehnerdiode 51 c sorgt dafür, daß die Ausgangsspannung des Spannungsteilers 51 nicht größer als ein vorbestimmter Wert wird. Der andere Spannungsteiler 53 besteht aus Widerständen 53 a und 53 b, die seriell zwischen dem Anschluß 39 und dem Anschluß 37 angeschlossen sind, der Ausgang dieses Spannungsteilers 53 ist an einen Integrationsschaltkreis 55 angeschlossen.

Der Integrationsschaltkreis 55 enthält einen Widerstand 55 a und einen weiteren Widerstand 55 b, die seriell miteinander verschaltet sind, um die Ausgangsspannung des Spannungsteilers 53 weiter zu teilen. Danach ist ein Kondensator 55 c parallel zum Widerstand 55 b angeschlossen. Weiter ist eine Zehnerdiode 55 d mit dem Ausgang des Integrationsschaltkreises 55 verbunden. Diese Zehnerdiode 55 d arbeitet im Normalfall als

Schutzelement, um sicherzustellen, daß die integrierte Spannung kleiner als die Kollektorspannung ist. Der Ausgang des Spannungsteilers 51 ist mit einem (-!Eingang eines Vergleichers 57, der Ausgang des Integrationsschaltkreises 55 mit einem Pulseingang des Komperators 57 verbunden. Somit wird im Spannungsverglei cherschaltkreis 45 die am Anschluß 39 anliegende Kollektorspannung des Transistors 11 mit der integrierten Spannung der Kollektorspannung verglichen, welchletztere durch den Integrationsschaltkreis 55 erzeugt wird. Folglich gibt der Vergleicher 57 an seinem Ausgang ein Signal hohen Pegels ab, wenn die Kollektorspannung, die am (-)Eingang anliegt, kleiner wird als die am (+!Eingang anliegende integrierte Spannung. Wenn die Spannung am (-)Eingang größer als die Spannung am (+!Eingang ist, wird vom Vergleicher 57 ein Signal niederen Pegels (0 Volt) ausgangssei tig abgegeben. Der Ausgang dieses Vergleichers 57, nämlich des Spannungsvergleicherschaltkreises 45 ist an den Verzögerungsschaltkreis 47 geführt.

Figur 5 zeigt den Verzögerungsschaltkreis 47 im Detail. In dieser Figur 5 enthält der Verzögerungsschaltkreis 47 einen Widerstand 47 a, der die Ausgangsspannung vom Spannungsdetektorschaltkreis 43 enthält, eine Seite dieses Widerstandes 47 a ist mit dem Ausgang des Vergleichers 57 des Vergleicherschaltkreises (Figur 4) verbunden, weiter ist der Ausgang dieses Vergleichers 57 zu einem Anschluß eines Kondensators 47 b gelegt. Der andere Anschluß dieses Kondensators 47 b ist durch einen Widerstand 47 c geerdet, sowie durch eine Widerstand 47 d mit einem Treiberschaltkreis 49 verbunden.

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Der Spannungsdetektorschaltkreis 43, wie er in Figur 5 dargestellt ist, enthält Widerstände 43 a und 43 b, die seriell miteinander zwischen dem Anschluß 39 und dem Anschluß 37 verbunden sind und somit einen Spannungsteiler für die Vergleichsspannung bilden. Ein Kondensator 43 c ist parallel zum Widerstand 43 b geschaltet. Dementsprechend liegt am Ausgang des Spannungsdetektorschaltkreises 43 eine Spannung mit einem Betrag vor, der dem Betrag der Kollektorspannung des Schalttransistors 11 folgt, die am Anschluß 39 anliegt. Sodann wird diese Ausgangsspannung, wie vorstehend bereits beschrieben, an den Ausgang des Vergleichers 57 gelegt, der in der Spannungsvergleicherschaltung enthalten ist, nämlich über den Widerstand 47 a an den Kondensator 47

b. Der Vergleicher 57 hat einen offenen Kollektor (is of an open collector type), sein Ausgang ist mit dem Ausgang des Spannungsdetektorschaltkreises 43 über den Widerstand 47 a zusammengelegt. Dementsprechend wird die Ausgangsspannung dieses Vergleichers 57 abhängig vom Betrag der Ausgangsspannung des Spannungsdetektorschaltkreises 43 verändert, d. h. abhängig von der Größe der Kollektorspannung des Schalttransisi tors Il (Fig. 2). Wenn die Kollektorspannung groß ist, wird der Pegel der Ausgangsspannung des Vergleichers 57 ebenfalls groß und die Spannung des Differenzialkondensators 47 b steigt entsprechend schnell an. Demzufolge ist die Zeitspanne kurz, in der die Differenz!al spannung einen gewissen Schwellwert erreicht. In Umkehrung dazu ist die Zeitspanne, in der die Differenz!alspannung des Di fferenzial kondensators 47 besagten Schwellwert erreicht, dann lang, wenn die Kollektorspannung relativ klein ist. Der Zeitunterschied, in welchem der erwähnte Schwellwert erreicht wird, liegt als Verzögerungszeitunterschied in dem Verzögerungsschaltkreis 47

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vor. Unter Bezugnahme auf Figur 6 nimmt eine Verzögerungszeit Td des Verzögerungsschaltkreises 47 einen Wert Td 1 an, wenn die Kollektorspannung am Anschluß 39 groß ist und wird Td 2 (Td 2 größer Td 1) wenn die Kollektorspannung klein ist, d. h. die Verzögerungszeit des Verzögerungsschaltkreises 47 wird abhängig vom Betrag der KoIlektorspannung des Schalttransistors 11 verändert, die am Anschluß 39 anliegt.

Der Verzögerungsschaltkreis 47 kann entsprechend der Darstellung in Figur 7 aufgebaut sein. In diesem in Figur 7 gezeigten Beispiel wird die Kollektorspannung vom Anschluß 39 auf den Spannungsdetektorschaltkreis 43 gegeben, der entsprechend dem in Figur 5 ausgebildet ist. Andererseits ist der Ausgang des Vergleichers 57, der in der Spannungsvergleicherschaltung 45 enthalten ist, durch den Inverter 47 i und an einen Integrationskondensator 47 e gegeben. Sodann wird die Spannung dieses Kondensators 47 e auf den (-)Eingang eines Vergleichers 47 f gelegt, wohingegen die Ausgangsspannung des Spannungsdetektorschaltkreises 43 mit dem (+)Eingang dieses Vergleichers 47 f verbunden ist. Dieser Vergleicher 47 f wird ebenso wie der Vergleicher 57 durch einen offenen Kollektortyp-Vergleicher gebildet, sein Ausgang ist mit einer Spannung Vcc über einen Widerstand 47 a verbunden. Der Widerstand 47 a, der Kondensator 47 b, der Widerstand 47 c und der Widerstand 47 d bilden einen Differenz!al schaltkreis ähnlich dem Schaltkreis in Figur 5. Dementsprechend wird ein Differenzial puls zum Ausgang des Verzögerungsschaltkreises 47 geführt.

In einem Schaltungsaufbau, wie er in Figur 7 gezeigt ist, stellen sich die Verhältnisse am Ausgang des Spannungsvergleichers 57 entsprechend Figur 8 A dar. Als Folge davon verläuft die Spannung des Integrationskondensator 47 e wie in Figur 8 B gezeigt ist. Figur 8 C zeigt die Ausgangsspannung des Spannungsdetektorschaltkreises 43 und Figur 8 D zeigt die Verhältnisse am Ausgang des Spannungskomperators 47 f. Wenn die Kollektorspannung des Schalttransistors 11, nämlich die Spannung vom Anschluß 39 relativ groß ist, wie das durch eine durchgezogene Linie in Figur 8 C dargestellt ist, dann steigt der Ausgang (das Ausgangssignal) des Vergleichers 47 f zu einem Zeitpunkt T 1 an, wie in Figur 8 (D) dargestellt. Wenn hingegen das Ausgangssignal des Spannungsdetektorschaltkreises 43 relativ klein ist, wie das durch die gestrichelte Linie in Figur 8 dargestellt ist, erreicht die Spannung des Integrationskondensators 47 e den Schwellwert relativ später und infolgedessen steigt das Ausgangssignal des Spannungskomparators 47 f zu einem Zeitpunkt T 2 in Figur 8 D an.

Wenn somit die Ausgangsspannung des Spannungsdetektorschaltkreises 43, nämlich die Kollektorspannung relativ groß ist, wird eine Zeitspanne Td 1 zwischen t 0 und t 1 in Figur 8 D durch eine Verzögerungszeit verzögert. Wenn hingegen die Kollektorspannung relativ klein ist, wird eine Zeitspanne Td 2 zwischen t 0 und t 2 in Figur 8 D verzögert. Wenn zum Beispiel bei dem in Figur 2 dargestellten Ausführungsbeispiel die Ausgangsleistung des Gerätes maximal ist, beträgt die Kollektorspannung 700 V pp., wenn hingegen die Ausgangsleistung minimal ist, beträgt die KoIlektorspannung 300 V pp. In diesem Fall wird die Verzögerungszeit im Verzögerungsschalt-

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kreis 37 in vorbeschriebener Weise abhängig von einer derartigen Änderung der Kollektorspannung von einer Microsekunde zu drei Microsekunden geändert.

In Figur 9 ist ein Schaltbild dargestellt, das den in Figur 3 angedeuten Treiberschaltkreis zeigt. Der Treiberschal tkrei s 49 enthält ein RS-Flip-Flop 49 a, der Di fferenzialimpul s des Verzögerungsschaltkreises 47 wird auf einen Setzeingang (S) durch den Inverter 49 f eingegeben. Ein Widerstand 49 b und ein Kondensator 49 d sind seriell zwischen eine Spannung Vcc und eine Referenzspannung geschaltet, die Anschlußspannung des Kondensators 49 d wird auf den (-)Eingang eines Vergleichers 49 c gegeben. Weiterhin wird die Gleichspannung des Gleichrichterschaltkreises 31 (Figur 1) über den Anschluß 33 auf den (+)Eingang des Vergleichers 49 c gelegt. Dieser Vergleicher 49 c ist ein Vergleicher mit offenem Kollektor ähnlich dem vorerwähnten Vergleicher 57. Sein Ausgang ist mit der Spannung Vcc über einen Widerstand 49 g einerseits und andererseits zum Reset-Eingang R des vorerwähnten Flip-Flop 49 a geschaltet. Ein nicht invertierender Ausgang Q des Flip-Flop 49 a ist mit der Basis des Schalttransistors 11 (Figur 2) über den Anschlußpunkt 41 a verbunden. Ein invertierender Ausgang Q¹ des Flip-Flops 49 ist an die Basis eines Transistors 49 e angeschlossen, der parallel zum Kondensator 49 d geschaltet ist.

Wenn ein Di fferenzialimpuls vom Verzögerungsschaltkreis 47 abgegeben wird, wird das Flip-Flop 49 a gesetzt und der nicht invertierende Ausgang Q des Flip-Flop geht hoch. Infolge davon wird auf die Basis des Schalttransistors 11 ein Basisstrom gegeben und der Schalttransistor dadurch eingeschaltet. Während der Einschalt-

periode des Schalttransistors 11 fließt ein Strom vom Gleichrichterschaltkreis 3 in die Heizspule 9 (Figur 2). Infolge davon fließt auch ein Strom durch den Stromtransformator 27 und eine gewisse Spannung wird am Ausgang des Gleichrichterschaltkreises 31 erzeugt. Die Ausgangsspannung dieses Gleichrichterschaltkreises 31 wird auf den (+)Eingang des Vergleichers 49 c des Treiberschal tkrei ses 49 durch den Anschluß 33 gegeben, wenn die Spannung an dem ( + !Eingang kleiner wird als die Spannung am (-)Eingang, d. h. die Anschlußspannung des Kondensators 49 d, wird eine Spannung niederen Pegels vom Vergleicher 49 c ausgegeben. Infolge davon wird das RS-Flip-Flop 49 a zurückgesetzt, wodurch der nicht invertierende Ausgang Q desselben niederen Pegel und der invertierende Ausgang Q¹ hohen Pegel einnimmt.

Wenn das R-S-Flip-Flop 49 a zurückgesetzt ist und sein invertierender Ausgang Q¹ hohen Pegel einnimt, dann fließt ein Strom durch die Basis des Transistors 49 e, die an den Ausgang Q' angeschlossen ist, wodurch dieser Transistor 49 e durchschaltet. Dadurch werden Ladungen, die im Kondensator 49 d gespeichert waren durch diesen Transistor 49 e entladen, die Anschlußspannung des Kondensators 49 d wird "Null" und der Ausgang des Vergleichers 49 c wird von niederem Pegel zu hohem Pegel umgeschaltet. Auf diese Weise wird der Ausgang des R-S-Flip-Flop 49 a auf einem Signal niederen Pegels gehalten, d. h. ein Ausschaltzustand des Schalttransistors 11 wird aufrechterhalten.

In dem Zustand, in dem der Schalttransistor 11 ausgeschaltet ist, wird die KoIl ektorspannung desselben allmählich verringert und wird in einiger Zeit kleiner als die integrierte Spannung. Mit einer gewissen zeit-

lichen Verzögerung, die durch den Verzögerungsschaltkreis 47 verursacht wird, nachdem die KoIlektorspannung kleiner als die integrierte Spannung geworden ist (wie oben beschrieben), wird ein Differenzialimpuls vom Verzögerungsschaltkreis 47 ausgegeben und das Flip-Flop 49 a des Treiberschaltkreises 49 wird erneut gesetzt. Infolge davon fließt über den Anschluß 41 a ein Basisschaltstrom in den Schalttransistor 11, der dadurch wieder durchgeschaltet wird. Auf diese Art und Weise wird das Schwingungsverhalten des Inverters 5 aufrechterhalten.

Inzwischen wird beim in Figur 9 gezeigten Ausführungsbeispiel eine Spannung, die durch den Stromtransformator 27 und den Gleichrichter 31 erzeugt wird, auf den Anschluß 33 des Treiberschaltkreises 49 gegeben. Selbstredend kann diese Spannung auch auf Basis eines KoI1ektorstrom-IC des Schalttransistors 11 erzeugt werden.

Die nachfolgende Beschreibung bezieht sich unter Bezugnähme auf Figur 10 auf die Funktion eines Induktionsheizgerätes, wenn dessen Schwingungsfrequenz von niederen zu hohen Frequenzen geändert wird.

Zunächst sei ein Zustand angenommen, in welchem die Schwingungsfrequenz des Inverters 5 durch Verlängerung der Periode Tb erniedrigt ist, während weder ein Basisstrom Ib des Schalttransistors 11 durch Anregung eines Signals des Regel schaltkreises 35 fließt. In diesem Zustand werden der Kollektorstrom Ic des Schalttransistors 11 und ein Diodenstrom Id der Diode 15 (flywheel-diode 15) groß und infolgedessen wird auch die Kollektorspannung Vc des Schalttransistors 11 groß.

Wenn nun die Amplitude der Kollektorspannung Vc groß ist, dann wird der Anstieg der Koli ektorspannung Vc steil, wie das auf der linken Seite von Figur 10 dargestellt ist und auch die integrierte Spannung VIc der Kollektorspannung Vc wird groß, welch!etztere im Integrationsschaltkreis 55 erzeugt wird, der im Regelschaltkreis 35 enthalten ist. Immer dann, wenn bei jeder Schwingungsperiode die Kollektorspannung Vc kleiner als die integrierte Spannung VIc wird, wird vom Spannungsvergleicherschaltkreis 45 (Figur 3 oder 4) ein Signal hohen Pegels ausgegeben. Dieses Signal der Spannungsvergleicherschal tung 45 wird durch eine gewisse Verzögerungszeit Td des Verzögerungsschaltkreises 47 verzögert. Nach dem Verstreichen dieser Verzögerungszeit Td wird das im Treiberschaltkreis 49 enthaltene Flip-Flop 49 a (Figur 9) gesetzt und der Schalttransistor 11 schaltet durch. Zu diesem Zeitpunkt - eine geeignete Abstimmung der Verzögerungszeit vorausgesetzt - kann der Zeitpunkt, an dem der Schalttransistor durchschaltet, in Übereinstimmung mit dem Zeitpunkt gebracht werden, an dem die Kollektorspannung Vc klein oder nahezu "Null" wird.

Wenn nun der periodisch wiederkehrende Zeitabschnitt Tb allmählich verkürzt wird, währenddem der Basisstrom Ib fließt, und die Schwingungsfrequenz des Inverters 5 mithin hoch wird, dann werden der KoIlektorstrom Ic des Schalttransistors 11 und der Diodenstrom Id der Diode 15 (fly-wheel-diode 15) klein. Infolgedessen wird die Amplitude der Kollektorspannung Vc des Schalttransistors 11 ebenfalls klein. In dem Zustand, in welchem die Amplitude der Kollektorspannung Vc klein ist, wird auch der Anstieg der Kollektorspannung Vc flach, wie dies auf der rechten Seite von Figur 10 dargestellt ist

und somit wird eine vergleichsweise längere Zeitspanne benötigt, um die Kollektorspannung Vc nahezu zu "Null" zu bringen, verglichen mit dem Zustand niederer Schwingungsfrequenz. Dagegen wird beim Stand der Technik, wenn der Vergleichspegel konstant gehalten wird, beispielsweise mit der Spannung der Gleichspannungsversorgungsquel Ie, der Schalttransistor 11 zu einem früheren Zeitpunkt durchgeschaltet, wodurch ein hoher Einschaltstrom durch den Schalttransistor 11 fließt. Da jedoch bei der vorliegenden Erfindung die integrierte Spannung VIc der Kollektorspannung Vc zum Vergleich herangezogen wird und für den Fall kleiner Kollektorspannung Vc die integrierte Spannung VIc ebenfalls klein wird, ist auch der Schwellwert klein. Infolgedessen ist der Zeitpunkt, an dem die KoIlektorspannung Vc kleiner als die integrierte Spannung VIc wird, vergleichsweise zum Stand der Technik verzögert, sodann wird dieses Ausgangssignal des Spannungsvergleichsschaltkreises 45 noch durch die Verzögerungszeit Td verzögert, die durch den Verzögerungsschaltkreis 47 vorgegeben wird. Erst dann wird der Schalttransistor 11 durchgeschaltet. So wird infolgedessen in Anwendung der vorliegenden Erfindung sogar in dem Zustand, in dem die Schwingungsfrequenz des Inverters 5 hoch ist, die KoI-1ektorspannung Vc zu einem Zeitpunkt relativ klein gehalten, an dem die Versorgung des Schalttransistors 11 mit Basisstrom Ib durch den Treiberschaltkreis 49 einsetzt, wodurch der im Kollektorstrom Ic des Schalttransistors 11 erzeugte Einschaltstrom zu minimalen Werten unterdrückt werden kann.

Demzufolge stimmt bei der vorliegenden Erfindung auch dann, wenn die Oszillationsfrequenz geändert wird, der Zeitpunkt des Einsetzens des Basisstroms Ib des Schalt-

transistors 11, d. h. der Zeitpunkt des Wiedereinsetztens der Leitfähigkeit des Schalttransistors Π mit einem geeigneten Zeitpunkt überein, nämlich dem Zeitpunkt, an dem die Kollektorspannung nahezu "Null" ist und demzufolge kann der Schaltverlust infolge eines eventuellen Einschaltstromes zu minimalen Werten unterdrückt werden.

Wenn der Verzögerungsschaltkreis Anwendung findet, der in Figur 5 oder 7 darstellt ist, wird dessen Verzögerungszeit Td abhängig von der Größe der Kollektorspannung Vc des Schalttransistors 11 geändert. Als Ergebnis davon wird die Verzögerungszeit Td abhängig von der Resonanzfrequenz der Heizspule 9 und des Resonanz^· Kondensators 13 geändert, die letztlich von der Art des verwendeten Kochgeschirrs abhängen. Mithin wird in dem Zustand, in dem die Kollektorspannung Vc groß ist, d. h. der Abfall der Kollektorspannung Vc steil, die Verzögerungszeit Td entsprechend abgekürzt, wohingegen dann, wenn die Amplitude der Kollektorspannung Vc klein wird und der Abfall entsprechend flach wird, die durch den Verzögerungsschaltkreis 47 vorgegebene Verzögerungszeit Td verlängert wird. Demzufolge wird das Flip-Flop 49 a (Figur 9) mit einer größeren Verzögerungszeit nach dem Zeitpunkt gesetzt, an welchem die KoIlektorspannung Vc kleiner als die integrierte Spannung VIc wird. Auf diese Weise, nämlich durch Variation der Verzögerungszeit Td, die abhängig von der Größe der Kollektorspannung Vc durch den Verzögerungsschaltkreis 47 vorgegeben wird, kann der Durchschaltzeitpunkt des Schalttransistors 11 noch geeigneter eingestellt werden. Da darüber hinaus, wie oben beschrieben, die beiden Vergleichsspannungen die Kollektorspannung Vc und die davon abgeleitete integrierte Spannung VIc sind,

kann die vorliegende Erfindung auch vorteilhaft für solche Fälle angewendet werden, bei denen die Kapazität des Eingangskondensators 7 klein ist und die Kollektorspannung Vc durch eine niederfrequente Wechselstrom-Energiequelle 1 moduliert wird. Das heißt, wenn die Kollektorspannung Vc durch die Wechselspannung moduliert wird, dann wird die integrierte Spannung VIc der Kollektorspannung Vc abhängig von der letzteren ebenfalls moduliert, wie das in Figur 11 dargestellt ist.

Demzufolge wird ein Abschnitt der Kollektorspannung nahe dem Spannungsnullpunkt immer in der Nähe des "Talabschnittes" der Spannung der niederfrequenten Wechselstrom-Energiequelle 1 erzeugt und der Basisstrom in der Nähe des Spannungsnullpunktes angelegt. Da auch die integrierte Spannung VIc, die von der Kollektorspannung Vc abgeleitet wird, als Referenzspannung verwendet wird, stimmen beide Phasen überein, wenn die Spannung Vc mit der integrierten Spannung VIc verglichen wird. Deswegen tauchen im Gegensatz zum vorerwähnten Stand der Technik im Zustand reduzierter Ausgangsleistung keine Probleme insofern auf, als die Schwingung des Inverters zusammenbricht, vielmehr kann ein stabiles Schwingungsverhalten innerhalb eines weiten Bereiches unterschiedlicher Ausgangsleistung aufrechterhalten werden.

Wenn auch die Erfindung detailiert beschrieben und dargelegt wurde, so soll klargestellt sein, daß dies nur zur Verdeutlichung diente und als Beispiel zu verstehen ist; keinesfalls stellt dies eine Beschränkung der Erfindung dar, der Erfindungsgedanke und der Bereich der vorliegenden Erfindung werden allenfalls durch die beiliegenden Patentansprüche beschränkt.

Bezugszeichenliste

10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32

Energi equel1e power supply

Gleichrichterschaltkreis rectifying circuit

Inverter

Kondensator

Heizspule

Schalttransistor

Resonanζ-Kondensator

Di ode

Regel schaltkreis

Anschluß

Anschluß

Spul e

Stromtransformator i nverter capacitor heating coil switching transistor resonance capacitor fly-wheel diode control circuit

terminal termi nal choke coi1 current transformer

Gleichrichterschaltkreis rectifying circuit

33 Anschluß 34 35 Regelschaltkreis 36 37 Anschluß 38 39 Anschluß 40 41 Anschluß 42

43 Spannungsdetektorschaltkrei s termi nal control circuit termi nal termi nal termi nal

voltage detecting circuit

45 Spannungsvergleicher-

schaltkrei s 46 47 Verzögerungsschaltkreis 48 49 Treiberschaltkreis 50 51 Spannungsteiler

53 Spannungsteiler

55 Integrationsschaltkreis

57 Vergleicher voltage comparing ei rcuit delay circuit drive circuit

voltage di vidi ng ei rcuit

voltage dividing ei rcuit integration ciruit comparator

- Leerseite

Claims (4)

1. Ansprüche

   Induktionsheizgerät mit einem Inverter, der eine Heizspule und ein damit seriell zusammengeschaltetes Schaltelement aufweist und das Schaltelement durch Vergleich zweier Spannungen im Zusammenhang mit dem Inverter durch eine Vergleichsvorrichtung regelt,

   dadurch gekennzeichnet,

   10

   daß eine der beiden Vergleichsspannungen die Spannung zwischen den Anschlüssen des Schaltelementes (Transistor 11) und die andere der beiden Vergleichsspannungen eine von besagter Spannung über den Anschlüssen abgegriffene integrierte Spannung ist und das Schaltelement (Schalttransistor 11) eingeschaltet (durchge-

   3U5538

   schaltet) wird, wenn die Spannung über den Anschlüssen kleiner als die integrierte Spannung wird.
2. 2. Induktionsheizgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

   daß es eine Verzögerungsvorrichtung (Verzögerungsschaltkreis 47) aufweist, die abhängig von einem Ausgangssignal einer Vergleichsschaltung (Spannungsvergleicherschaltkreis 45) betrieben wird und den Einschaltzeitpunkt der Schaltvorrichtung (Schalttransistor 11) verzögert.
3. 3. Induktionsheizgerät nach Anspruch 2,

   dadurch gekennzeichnet,

   daß es eine Zeiteinstel1vorrichtung aufweist, um die durch die Verzögerungsschaltung (Verzögerungsschaltkreis 47) vorgegebene Verzögerungszeit abhängig von der Größe der Spannung über den Anschlüssen der Schaltvorrichtung (Schalttransistor 11) zu ändern.
4. 4. Induktionsheizgerät nach Anspruch 3,

   dadurch gekennzeichnet,

   daß die Verzögerungsvorrichtung (Verzögerungsschaltkreis 47) eine Vorrichtung zur Speicherung von Ladungen (Kondensator) aufweist und die Verzögerungszeiteinstellschaltung ein Mit-

   te! zur Änderung der Ladungsanzahl (des Ladezustandes) besagter Ladungsspeicherungsvorrichtung (Kondensator) abhängig von der Spannung über den Anschlüssen (des Schalttransistors 11) enthält.