DE3442765C1 - Funk-Goniometrievorrichtung zur Erfassung von Frequenzsprung-Ausstrahlungen von elektromagnetischen Wellen - Google Patents
Funk-Goniometrievorrichtung zur Erfassung von Frequenzsprung-Ausstrahlungen von elektromagnetischen WellenInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Funk-Goniometrievorrichtung nach
dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Aus der Druckschrift "Instantaneous VHF-DF-Acquisition System"
Firmenschrift der Fa. ARGOSystem, Inc., Sunnyvale/Ca., 10/1980,
ist bereits eine Funk-Goniometrievorrichtung zur Erfassung
von Frequenzsprung-Ausstrahlungen elektromagnetischer Wellen
und zur Bestimmung ihrer Herkunftsrichtung bekannt. Diese
Vorrichtung enthält mehrere Antennen, von denen jede an eine
Fourier-Transformiereinrichtung mit einer elektroakustischen
dispersiven Kompressionsleitung über einen zugehörigen Emp
fänger angekoppelt ist. Die Frequenz wird jeweils aus der
Verzögerung des komprimierten Impulses am Ausgang der Kom
pressionsleitung bestimmt. Aus dem mittels eines Phasendis
kriminators aus den komprimierten Impulsen abgeleiteten
relativen Phasen wird ferner die Herkunftsrichtung bestimmt.
Einzelheiten zur Ausführung von Radarempfängern mit disper
siven Kompressionsleitungen sind der Druckschrift "Impuls
kompression mit akustischen Oberflächenwellen", P. Schmitt,
Nachrichten Elektronik, 1979, Heft 7, Seiten 217 bis 223, zu
entnehmen. In einem solchen Empfänger wird das Empfangs
signal an einen Mischer angelegt, dem überdies ein Signal
zugeführt wird, das entsteht, wenn ein Impuls eine disper
sive Verzögerungsleitung durchläuft. Das Ausgangssignal des
Mischers wird über eine weitere dispersive Verzögerungslei
tung, deren Kennlinie entgegengesetzt zu der der ersten dis
persiven Verzögerungsleitung ist, an einen zweiten Mischer
angelegt, an dessen zweiten Eingang das Ausgangssignal der
ersten dispersiven Verzögerungsleitung angelegt ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Funk-Gonio
metrievorrichtung der eingangs angegebenen Art dahingehend
weiterzubilden, daß mit einfachen Mitteln eine wirksame
Kompensation von Phasenfehlern in den verschiedenen Empfän
gerzweigen erreicht wird.
Diese Aufgabe wird bei einer gattungsgemäßen Funk-Gonio
metrievorrichtung durch die kennzeichnenden Merkmale des
Patentanspruchs 1 gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den
Unteransprüchen angegeben.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden nun unter
Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben. In der Zeich
nung zeigen:
Fig. 1 eine besondere Ausführungsform einer Ausführung der
Funk-Goniometrievorrichtung;
Fig. 2 eine schematische Darstellung einer Antennenan
ordnung nach Fig. 1;
Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel eines der Empfänger der
in Fig. 1 gezeigten Vorrichtung;
Fig. 4 eine Ausführungsform eines Spektralanalysators
für die Vorrichtung nach Fig. 1;
Fig. 5 und 6
die Zeit/Frequenz-Änderungsfunktionen der Ober
flächenwellenleitungen des Spektralanalysators;
Fig. 7 das am Ausgang eines Spektralanalysators erhal
tene Signal;
Fig. 8 eine besondere Ausführungsform des Phasendiskri
minators nach Fig. 1;
Fig. 9 eine Ausführungsform des Rechners nach Fig. 1;
Fig. 10 eine Detaildarstellung des Detektionsblocks
nach Fig. 9;
Fig. 11 eine Graphik, welche das Prinzip der Amplituden
detektion verdeutlicht;
Fig. 12 eine Detaildarstellung eines Rechenblocks zur
Phasenberechnung bei der Anordnung nach Fig. 9;
Fig. 13 eine Graphik, welche das Funktionsprinzip des
Phasen-Berechnungsblocks nach Fig. 12 verdeut
licht;
Fig. 14 eine Detaildarstellung eines Korrekturblocks
für die Anordnung nach Fig. 9;
Fig. 15 eine Detaildarstellung eines Wiedergewinnungs
blocks für die korrigierten Phasen bei der An
ordnung nach Fig. 9; und
Fig. 16 eine Detaildarstellung des Rechnerblocks zur
Berechnung des Herkunftswinkels Θ für die An
ordnung nach Fig. 9.
Die im Prinzipschaltbild der Fig. 1 innerhalb eines ge
strichelten Rechteck s dargestellte Funk-Goniometrievor
richtung 1 ist aufgebaut aus einer die Radiowellen emp
fangenden Sammelantennenanordnung 2 und einer daran an
gekoppelten Empfangseinrichtung 3. Die Antennenanordnung 2
ist bei der gezeigten Ausführungsform aus drei Dipolanten
nen 2 a, 2 b und 2 c gebildet, die senkrecht angeordnet und
derart voneinander beabstandet sind, daß ein Dreieck,
welches durch die Mittelpunkte jedes Dipols gebildet ist,
ein gleichseitiges Dreieck ist. Die Kopplung zwischen den
Antennen 2 a, 2 b und 2 c und der Empfangseinrichtung 3 er
folgt über einen Antennen-Umschalter 4 sowie durch Über
tragungsleitungen 5, 6 und 7. Der Antennen-Umschalter
weist mehrere Eingänge E₁ bis En auf, um gegebenenfalls
eine Umschaltung von mehreren Antenneneinrichtungen, die
nicht dargestellt sind, an den Eingängen der Empfänger 8,
9, 10 zu ermöglichen. Diese Antenneneinrichtungen können
Abmessungs- oder Struktureigenschaften aufweisen, die ver
schieden von denen der Antennenanordnung 2 sind, damit
die erfindungsgemäße Vorrichtung in verschiedenen Fre
quenzbereichen bzw. Kanälen betrieben werden kann.
Die Empfangseinrichtung 3 enthält eine Gruppe von drei
Empfängern 8, 9, 10, die einander gleich sind und deren
Eingänge jeweils an eine Übertragungsleitung 5, 6, 7 an
gekoppelt sind. Die Ausgänge der Empfänger 8, 9, 10 sind
an eine Anzeigevorrichtung 11 angekoppelt, um die Art so
wie die Herkunftsrichtung jedes Funksignals, das über die
Antennenanordnung 2 empfangen und durch die Empfangsein
richtung 3 weitergeleitet wurde, in sichtbarer Form dar
zustellen, und zwar mittels eines Spektralanalysators 12,
der durch drei einander gleiche Fourier-Transformierein
richtungen vom Oberflächenwellentyp 12 a, 12 b, 12 c gebil
det ist, eines Phasendiskriminators 13 und eines Rech
ners 14. Die Empfangseinrichtung 3 enthält ferner eine
Frequenzsyntheseeinrichtung 15, welche die Funktion eines
Lokaloszillators für die Empfänger 8, 9 und 10 erfüllt
und zur Umsetzung der über die Übertragungsleitungen 5,
6, 7 empfangenen Signalfrequenzen in den Frequenzbereich
des Spektralanalysators 12 dient. Die in ihrer Frequenz
umgesetzten Signale werden an den Ausgängen der Empfänger
8, 9 und 10 erhalten und an den Eingang E₁₁ bzw. E₁₂ bzw.
E₁₃ des Spektralanalysators 12 angelegt. Dieser Spektral
analysator 12 gibt an seinen Ausgängen S₁₁, S₁₂ und S₁₃
Signale ab, deren relative Phasen und zeitliche Lagen
jeweils die Relativphasen und Frequenzen eines der Signale
darstellen, welche von einer der Dipolantennen 2 a, 2 b und
2 c aufgenommen werden. Die an den Ausgängen S₁₁, S₁₂ und
S₁₃ abgegebenen Signale werden an den Eingang E₂₁, E₂₂
bzw. E₂₃ des Phasendiskriminators 13 angelegt, der an
seinen vier Ausgängen S₂₁, S₂₂, S₂₃ und S₂₄ Signale ab
gibt, welche die gleichzeitigen Phasendifferenzen Φ₁, Φ₂
und Φ₃ darstellen, die zwischen den Signalen vorhanden
sind, welche an die Eingänge E₁₁, E₁₂ und E₁₃ des Spek
tralanalysators 12 angelegt werden. Die von den Ausgängen
S₂₁, S₂₂, S₂₃ und S₂₄ des Phasendiskriminators abgegebe
nen Signale werden an den Eingang E₃₁, E₃₂, E₃₃ bzw. E₂₄
des Rechners 14 angelegt. Dieser Rechner 14 besitzt drei
Ausgänge S₃₁, S₃₂ und S₃₃, welche mit den entsprechenden,
nicht bezeichneten Ausgängen der Anzeigevorrichtung 11
verbunden sind, um dieser die Rechenergebnisse Θ, ρ und F
zuzuführen, von denen das erste die Herkunftsrichtung, das
zweite die Amplitude und das dritte die Frequenz der über
die Antennenanordnung 2 empfangenen Welle darstellt. Der
Rechner 14 besitzt ferner einen Steuerausgang S₃₄, der
über eine Steuerleitung 16 mit den Synchronisationsein
gängen SYNC des Spektralanalysators 12, der Syntheseein
richtung 15 und der Antennen-Umschalteinrichtung 4 ver
bunden ist, um in Abhängigkeit von den internen Rechen
zyklen des Rechners die Synchronisation des Spektralana
lysators 12, der Syntheseeinrichtung 15 und der Antennen-
Umschalteinrichtung 4 zu steuern.
Die Empfangseinrichtung 3 umfaßt ferner einen Eichgenera
tor 17, der über eine Steuerleitung 16 mit dem Rechner 14
und der Antennen-Umschalteinrichtung 4 über eine Übertra
gungsleitung 18 verbunden ist. Ein logarithmischer Verstär
ker 19 ist ferner zwischen den Ausgängen des Spektralana
lysators 12 und einem Eingang E₃₅ des Rechners 14 angeord
net, um die Detektion der Signalamplituden zu ermöglichen,
welche von den Ausgängen S₁₁, S₁₂ und S₁₃ des Spektral
analysators 12 geliefert werden.
Die Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Funk-Goniometrie
vorrichtung wird nun anhand der Ausführungseinzelheiten
der Komponenten nach Fig. 1 erläutert, die in Fig. 2 und
den darauffolgenden Figuren dargestellt sind.
Das Interferometrieprinzip, welches bei der erfindungsge
mäßen Vorrichtung angewendet wird, besteht darin, die
Gangunterschiede jeder elektromagnetischen Welle auszunutzen,
die von den drei Antennen 2 a, 2 b und 2 c in Fig. 1
empfangen werden. Bei der in Fig. 2 gezeigten Ausführungs
form der Antennenanordnung 2 sind die Längsachsen der Dipol
antennen 2 a, 2 b und 2 c senkrecht zur Zeichenebene der
Fig. 2. Sie sind in gleichen Abständen voneinander ange
ordnet, so daß ihre Schnitte mit der Ebene der Figur die
Scheitel eines gleichseitigen Dreieckes bilden. Jede Seite
des gleichseitigen Dreiecks besitzt eine Länge d, die etwa
gleich 0,5 λ ist, worin λ die Wellenlänge bei der maxima
len Frequenz bedeutet, die in der Funk-Goniometrievor
richtung ausgewertet wird. Die Entfernungen der verschie
denen Antennen voneinander erzeugen Gangunterschiede der
ankommenden Welle, die an jeder Antenne empfangen wird,
so daß jederzeit die periodischen Signale, die an den
Empfangsanschlüssen jeder Antenne erhalten werden, die
Phase ϕ₁, ϕ₂ bzw. ϕ₃ besitzen, die gegeneinander entspre
chend folgenden Beziehungen verschoben sind:
In allgemeiner Schreibweise lauten diese Beziehungen:
worin jede Folge von Indizes i, j und k eine Permutation
einer Folge von Indizes 1, 2, 3 ist, wobei jede der weite
ren Phasen Φj und Φk durch eine Ringpermutation der Indi
zes i, j, k erhalten wird.
In diesen Beziehungen stellt d die Länge einer Seite des
gleichseitigen Dreieckes dar, λ ist die Wellenlänge der
empfangenen ankommenden Welle, Δ ist die Höhenwinkelrich
tung der ankommenden Welle und Θ₁, Θ₂, Θ₃ sind die senk
rechten Projektionen der Herkunftsrichtungen der ankom
menden Welle auf die Ebene der Fig. 2, relativ zu den
Richtungen, die senkrecht zu den Seiten des gleichseiti
gen Dreiecks sind.
Die drei periodischen Signale der Frequenz FE und mit den
Phasen ϕ₁, ϕ₂ bzw. ϕ₃, die an den Empfangsanschlüssen der
Antennen bei jedem Empfang einer elektromagnetischen Welle
erhalten werden, werden über die Übertragungsleitungen
5, 6 und 7 zu den Eingängen der Empfänger 8, 9, 10 über
tragen. Jeder Empfänger ist ein Überlagerungsempfänger
und kann, wie bei dem in Fig. 3 gezeigten Beispiel, durch
eine Mischstufe 20 gebildet sein, die über einen ersten
Eingang mit den Verbindungsanschlüssen der entsprechenden
Antenne beispielsweise über ein Filter 21 und ein ein
stellbares Dämpfungsglied 22 verbunden ist und über einen
zweiten Eingang mit dem Ausgang der Frequenzsyntheseein
richtung 15 verbunden ist. Diese Frequenzsyntheseein
richtung 15, welche die Funktion der Lokaloszillatoren
der Überlagerungsempfänger erfüllt, legt an den zweiten
Eingang der Mischstufe 20 ein periodisches Signal der
einstellbaren Frequenz FS an, so daß am Ausgang der
Mischstufe 20 ein Zwischenfrequenzsignal FI = FS - FE er
zeugt wird, das stets innerhalb des Frequenzbereiches B
des Analysators 12 liegt. Das Zwischenfrequenzsignal FI
wird in jedem Empfänger 8, 9, 10 durch einen Verstärker
23 verstärkt, bevor es an die Eingänge E₁₁, E₁₂ und E₁₃
des Spektralanalysators 12 angelegt wird, dessen Arbeits
weise nun unter Bezugnahme auf das in Fig. 4 gezeigte
Ausführungsbeispiel beschrieben wird.
Der in Fig. 4 innerhalb eines gestrichelten Rahmens ge
zeigte Spektralanalysator 12 enthält eine Gruppe von drei
elektroakustischen dispersiven Kompressionsleitungen vom
Oberflächenwellentyp 24, 25 und 26, die jeweils an einen
Ausgang der Mischer 27, 28 und 29 angekoppelt sind. Die
Mischer 27, 28 und 29 besitzen jeweils zwei Eingänge,
wovon der erste mit einem Eingang E₁₁, E₁₂ oder E₁₃ des
Spektralanalysators 12 und der zweite mit dem Ausgang
einer elektroakustischen dispersiven Oberflächenwellen
leitung 30 verbunden ist. Der Eingang dieser Leitung 30
ist mit dem Ausgang eines DIRAC-Impulsgenerators 31 ver
bunden, der durch Synchronisationssignale SYNC aus dem
Rechner 14 in Fig. 1 über die Steuerleitung 16 gesteuert
wird. Die Kompressionsleitungen 24, 25 oder 26 bilden
jeweils mit der dispersiven Leitung 30 und den Mischern
27, 28, 29 eine Fourier-Transformiereinrichtung 12 a, 12 b
und 12 c des Spektralanalysators 12, wobei jede Fourier-
Transformiereinrichtung die Fouriertransformierte jedes
Signals am Eingang E₁₁, E₁₂ bzw. E₁₃ des Analysators 12
bildet. Ein solcher Analysator 12 kann hergestellt wer
den, indem als elektroakustische kompressive oder dis
persive Bauteile die Elemente RD103 oder RD104 verwendet
werden, die von der THOMSON-CSF in den Handel gebracht
werden. Bei einem besonderen Ausführungsbeispiel ist die
dispersive Leitung 30 eine dispersive Rampen-Leitung,
bei der die Breite des Durchlaßbandes gleich dem drei
fachen Frequenzhub des Nutzsignals ist, welches an die
Eingänge E₁₁, E₁₂ und E₁₃ des Analysators angelegt wer
den, während seine Dispersion gleich 3T ist. Die disper
siven Kompressionsleitungen 24, 25 und 26 haben hingegen
eine Breite des Durchlaßbandes, die gleich dem Zweifachen
des Frequenzhubes des an den Eingängen E₁₁, E₁₂ und E₁₃
anliegenden Signals ist, während ihre Dispersion gleich
2T ist. Die Zeit T ist derart gewählt, daß der Kehrwert
1/T höchstens gleich der minimalen angestrebten Frequenz
auflösung des Spektralanalysators ist. Der durch den
DIRAC-Generator 31 an den Eingang der dispersiven Lei
tung 30 angelegte DIRAC-Impuls erzeugt im Inneren der
dispersiven Leitung eine Oberflächenwelle, deren Frequenz
am Ausgang der Leitung sich linear mit der Zeit ändert,
wie in Fig. 5 verdeutlicht ist.
In Fig. 5 ändert sich die am Ausgang der dispersiven
Leitung 30 erhaltene Frequenz von einem Maximalwert
Fmaximum zum Zeitpunkt T₀ bis zu einem Minimalwert Fmini
zum Zeitpunkt T₀ + 3T, wobei der Abstand zwischen den
Frequenzen Fmaxi und Fmini das Dreifache des Frequenz
bandes B beträgt, worin das analysierte Signal liegt, wel
ches an einen der Eingänge E₁₁, E₁₂ und E₁₃ des Analysa
tors 12 angelegt ist. Unter diesen Umständen hat die in
Fig. 5 gezeigte erhaltene Gerade eine negative Steigung
von -B/T. Die an die Eingänge E₁₁, E₁₂ und E₁₃ angeleg
ten Signale werden jeweils mit dem Signal variabler Fre
quenz gemischt, welches am Ausgang der dispersiven Lei
tung 30 erhalten wird, wobei die Mischung mittels der
Mischer 27, 28 und 29 erfolgt.
Die an den Ausgängen der Mischer 27, 28 und 29 erhaltenen
Signale besitzen eine Frequenz, die derjenigen des Nutz
signals entspricht, das an die Eingänge E₁₁, E₁₂ und E₁₃
des Analysators angelegt wird, vermindert um die Augen
blicksfrequenz des am Ausgang der dispersiven Leitung 30
erhaltenen Signals.
Die Amplitude der am Ausgang der Mischer 27, 28 und 29
erhaltenen Signale folgt unter diesen Bedingungen der
Amplitude der Signale, welche an die Eingänge E₁₁, E₁₂
und E₁₃ angelegt werden. Die umgesetzten Signale werden
an die Eingänge der dispersiven Kompressionsleitungen
24, 25 und 26 angelegt, deren Impulsantwort in den
Fig. 6 und 7 dargestellt ist.
In Fig. 6 ist die Funktion der Frequenzänderung in Ab
hängigkeit von der Zeit bei einer der dispersiven Korn
pressionsleitungen 24, 25 oder 26 linear mit der Zeit.
Das Durchlaßband ist gleich dem zweifachen Frequenzhub
der Signale gewählt, welche an die Eingänge E₁₁, E₁₂ und
E₁₃ des Analysators angelegt werden, während die Disper
sion gleich dem Zweifachen der Analysedauer T ist, mit
der Steigung +B/T, die also entgegengesetzt zu derjenigen
der in Fig. 5 gezeigten Geraden ist. Da die Funktion
Frequenz/Verzögerung für jede der Kompressionsleitungen
24, 25 und 26 eine Variationssteilheit besitzt, die genau
entgegengesetzt zu derjenigen des Signals ist, welches
an den entsprechenden Eingang angelegt wird, wirkt jede
der Kompressionsleitungen 24, 25, 26 derart, daß das an
sie angelegte Signal zeitlich in einem einzigen Punkt
des Zeitraumes komprimiert wird. Daraus ergibt sich, daß
die Gesamtenergie des an den Eingang jeder der Kompres
sionsleitungen angelegten Signals an einer einzigen Po
sition des Zeitraumes konzentriert wird, wobei diese
Position nur von der Frequenz FE des an einen der Ein
gänge E₁₁, E₁₂, E₁₃ des Spektralanalysators 12 angeleg
ten Signals abhängt, wie in Fig. 7 verdeutlicht ist, wo
das am Ausgang der Kompressionsleitungen 24, 25 und 26
erhaltene Signal die Form eines komprimierten Impulses
besitzt, dessen Hüllkurve durch eine Funktion vom Typ
dargestellt werden kann.
Das in Fig. 7 dargestellte Signal ist ein amplitudenmo
duliertes Signal, dessen Trägerfrequenz die Mittenfre
quenz des Einsatzbereiches der Kompressionsleitung ist
und dessen Hüllkurve repräsentativ für das Leistungs
spektrum des Eingangssignals ist.
Die Bestimmung der Frequenz jeder ankommenden Welle an
der Antennenanordnung 2 kann in Übereinstimmung mit der
obigen Beschreibung auf einfache Weise durch den Rechner
14 erfolgen, indem mittels nicht dargestellten Zählern
die Zeit ausgezählt wird, welche zwischen dem Zeitpunkt
des Anlegens jedes DIRAC-Impulses an den Eingang der
dispersiven Leitung 30 und dem Zeitpunkt des Erscheinens
jedes komprimierten Impulses am Ausgang einer Kompres
sionsleitung liegt.
Eine besondere Eigenschaft der oben beschriebenen Spek
tralanalysatoren besteht darin, daß sie ein phasenlinea
res Ansprechverhalten besitzen, daß also die Phase der
Trägerschwingung am Ausgang linear von der Phase des Ein
gangssignals abhängt. Da die Kompressionsleitungen 24,
25 und 26 gleichen Aufbau besitzen, bleiben die differen
tiellen Phasen, die an den Ausgängen S₁₁, S₁₂ und S₁₃ des
Spektralanalysators 12 erhalten werden, erhalten. Die an
den Ausgängen S₁₁, S₁₂ und S₁₃ des Spektralanalysators 12
erhaltenen Signale werden an den Eingang E₂₁, E₂₂ bzw.
E₂₃ des Phasendiskriminators 13 angelegt.
Der Phasendiskriminator 13, der in Fig. 8 dargestellt ist,
enthält eine Gruppe von Begrenzerverstärkern 32, 33 und
34, die an Mischkreise 35, 36, 37 und 38 über Koppelschal
tungen angekoppelt sind, welche mit 39 bis 42 bezeichnet
sind. Die Ausgänge der Mischschaltungen 35 bis 38 sind
jeweils mit einem der Eingänge von Verstärkern 43 bis 46
verbunden. Die Eingänge der Begrenzerverstärker 32 bis 34
sind jeweils mit einem der Eingänge E₂₁, E₂₂ und E₂₃ des
Phasendiskriminators 13 verbunden. Die Verstärker 32 bis
34 sind derart ausgelegt, daß sie die Amplitude jedes
Eingangssignals begrenzen, das an einen der Eingänge E₂₁,
E₂₂ und E₂₃ des Diskriminators 13 angelegt wird, ohne
aber ihre jeweiligen Phasen zu verändern. Der Ausgang
des Verstärkers 32 ist mit dem Eingang des Kopplers 39
verbunden, der des Verstärkers 33 mit den Eingängen der
Koppler 40 und 41 und der Ausgang des Verstärkers 34 mit
dem Eingang des Kopplers 42. Jeder der Koppler 39 bis 42
besitzt zwei Ausgänge, an denen das Eingangssignal, je
nach Fall, phasenverschoben ist oder keine Phasenver
schiebung besitzt. Der Koppler 39 besitzt zwei Ausgänge
ohne Phasenverschiebung, von denen der eine mit dem Ein
gang eines Mischers 35 und der andere mit dem Eingang
eines Mischers 36 verbunden ist. Der Koppler 40 besitzt
einen Ausgang ohne Phasenverschiebung sowie einen um -90°
phasenverschobenen Ausgang, wobei der Ausgang ohne Pha
senverschiebung mit dem zweiten Eingang des Mischers 35
und der um -90° phasenverschobene Ausgang mit dem zweiten
Eingang des Mischers 36 verbunden ist. Der Koppler 41
besitzt zwei Ausgänge ohne Phasenverschiebung, die je
weils mit einem Eingang eines Mischers 37 oder 38 ver
bunden sind. Der Koppler 42 besitzt einen Eingang ohne
Phasenverschiebung, der mit dem zweiten Eingang des Mi
schers 37 verbunden ist, sowie einen um -90° phasenver
schobenen Eingang, der mit dem zweiten Eingang des Mi
schers 38 verbunden ist. Durch diese Anordnung werden am
Ausgang der Verstärker 43 bis 46 Signale erhalten, deren
Amplitude proportional zum Cosinus oder zum Sinus der
Phasendifferenzen Φ₁, Φ₂ oder Φ₃ sind, welche durch die
oben angegebenen Beziehungen 1, 2 und 3 gegeben sind.
Diese Signale werden über Ausgänge S₂₁ bis S₂₄ jeweils
an den entsprechenden Eingang E₃₁, E₃₂, E₃₃ und E₃₄ des
Rechners 14 angelegt, dessen Arbeitsweise nun unter Be
zugnahme auf das in Fig. 9 gezeigte Ausführungsbeispiel
beschrieben wird.
Der in Fig. 9 innerhalb eines gestrichelten Rahmens ge
zeigte Rechner 14 enthält einen Detektionsblock 47,
einen Goniometerblock 48 und einen Steuerblock 49. Der
Detektionsblock 47 enthält einen Amplitudendetektor 50,
der an seinem Eingang mit dem Eingang E₃₅ des Rechners
14 über einen Analog/Digital-Umsetzer 51 verbunden ist.
Der Detektionsblock 47 dient zur Freigabe der Einfalls
winkelwerte der empfangenen Wellen, die vom Rechner 14
systematisch berechnet werden. Der Goniometerblock bzw.
Winkelmeßblock 48 enthält einen Block 52 zur Berechnung
des Herkunftswinkels Θ der ankommenden Wellen und ist
über einen Block 53 zur Rückgewinnung der korrigierten
Phasen einerseits mit den Eingängen E₃₁ und E₃₂ des Rech
ners 14 über eine erste Kette von Vorrichtungen verbunden,
die in Reihe geschaltet sind und aus einem Speicherblock
54, einem Korrekturblock 55, einem Phasenberechnungsblock
56 und einem Analog/Digital-Umsetzer 57 bestehen, und
andererseits mit den Eingängen E₃₃ und E₃₄ des Rechners 14
über eine zweite Kette von Vorrichtungen verbunden, die
aus einem Speicherblock 58, einem Korrekturblock 59, einem
Phasenberechnungsblock 60 und einem Digitalumsetzer 61
bestehen, wobei der Eingang des Digital/Analog-Umsetzers
57 bzw. 61 der einen bzw. anderen Vorrichtungskette direkt
mit dem Eingangskoppler (E₃₁, E₃₂) bzw. (E₃₃, E₃₄) verbun
den ist. Der Steuerblock 49 enthält eine Folgesteuerung 62
und einen Digital/Analog-Umsetzer 63. Die Folgesteuerung
62 gibt auf die Verbindungen 64 und 65 einerseits sowie
auf die Verbindung 18 andererseits die Signale, welche zur
Synchronisation der Betriebsweise der Detektions- und
Goniometerblöcke 48 des Rechners 14 erforderlich sind,
sowie diejenigen Signale, welche für den Betrieb des Spek
tralanalysators 12 und der Syntheseeinrichtung 15 erfor
derlich sind. Der Digital/Analog-Umsetzer 63 ist direkt
an seinen Eingängen mit den Ausgängen des Berechnungs
blocks zur Berechnung des Herkunftswinkels Θ verbunden
und gibt an seinem Ausgang 66 dem Analogwert des Herkunfts
winkels Θ an die Anzeigevorrichtung 11 ab.
Der Detektionsblock 47 ermöglicht die Freigabe der An
kunftswinkelwerte für die empfangenen Wellen, die syste
matisch durch den Rechner 14 berechnet werden. Diese
Freigabe erfolgt durch den Amplitudendetektor 50, der
ein Freigabesignal an die Steuereingänge der Speicher
blöcke 54 und 58 über die Verbindung 66 abgibt.
Eine Detaildarstellung des Detektionsblocks 47 ist in
Fig. 10 wiedergegeben. In dieser Fig. 10 enthält der im
Inneren eines gestrichelten Rechtecks gezeigte Amplituden
detektor 50 einen ersten und einen zweiten Schwellwertde
tektor 67, 68, deren Eingänge direkt mit den Ausgängen
des Analog/Digital-Umsetzers 51 verbunden sind und deren
Ausgänge mit den entsprechenden Eingängen eines Multi
plexers 69 verbunden sind. Der Amplitudendetektor 50 ent
hält ferner ein Pufferregister 70, das einerseits mit dem
Ausgang des Multiplexers 69 und andererseits mit dem Aus
gang des Analog/Digital-Umsetzers 51 verbunden ist, um
die Amplitudenbits zu speichern, welche vom Ausgang des
Analog/Digital-Umsetzers 51 geliefert werden, ebenso wie
die Bits, welche vom Ausgang des Multiplexers 69 gelie
fert werden.
Der Schwellwertdetektor 67 führt einen systematischen
Vergleich des Digitalwertes jeder Abtastprobe, die von
dem Analog/Digital-Umsetzer 51 geliefert wird, mit dem
Wert einer vorbestimmten Bezugsschwelle Sd durch. Er
kann mittels eines einfachen Komparators erfolgen, des
sen Ausgangszustand den Binärwert 1 annimmt, wenn der
Wert der an seinem Eingang angelegten Abtastprobe größer
als der vorbestimmte Bezugsschwellwert ist, und im ent
gegengesetzten Fall den Binärwert 0 annimmt. Der Aus
gangszustand des Schwellwertdetektors 67 dient als Frei
gabebit v zur Freigabe der Amplitude der an den Eingang
des Registers 70 abgegebenen Abtastprobe.
Der Schwellwertdetektor 68 führt hingegen einen Vergleich
der Amplitude jeder Abtastprobe, die von dem Analog/Digi
tal-Umsetzer 51 geliefert wird, mit einem vorbestimmten
Referenzschwellwert und mit der Amplitude von Abtastpro
ben durch, welche direkt benachbart sind, um die Ampli
tudenmaxima des Nutzsignals zu erfassen, das an den Ein
gang des Detektionsblocks angelegt wird, wobei die Stör
signalkomponenten unterdrückt werden.
Wenn mit en=e(to+nT′) die Amplitude der n-ten Abtast
probe bezeichnet wird, die von dem Analog/Digital-Umset
zer zum Zeitpunkt to+nT′ geliefert wird, worin T′ die
Abtastperiode bezeichnet, so führt der Schwellwertdetek
tor 68 zunächst einen Vergleich des Wertes der Abtast
probe en mit einem vorbestimmten Detektionsschwellwert Sd
durch, und in zweiter Linie einen Vergleich mit den Wer
ten der Abtastproben en-1 und en+1, also der vorausgehen
den sowie der nachfolgenden Abtastprobe für die betrach
tete Abtastprobe en. Der Schwellwertdetektor 68 liefert
einen Binärwert 1, wenn folgende Bedingungen erfüllt sind:
Die Beziehung (8) ermöglicht eine wirksame Filterung der
Signalamplitudenkurve und eine wirksame Erfassung des
Signaldurchgangs durch den Maximalpegel, wie anhand von
Fig. 11 verifiziert werden kann, welche das Ankommen
eines Störsignals zwischen den Zeitpunkten tn-1 und tn
sowie den Signaldurchgang durch ein Maximum zwischen den
Zeitpunkten tn und tn+2 zeigt. Ein externes Steuersignal,
das an die Steuerleitung 65 angelegt wird, ermöglicht
das Einwirken auf den Kippzustand des Multiplexers 69,
um das von dem einen oder anderen Schwellwertdetektor 67,
68 gelieferte Freigabebit in das Pufferregister 70 zu
überführen und so die Signalabtastprobe, die ferner vom
Ausgang des Digital/Analog-Umsetzers 51 geliefert wird,
freizugeben bzw. zu sperren.
Der Goniometerblock 48 ermöglicht die Berechnung des Her
kunftswinkels Θ einer ankommenden Welle durch Verarbei
tung der von dem Phasendiskriminator 13 gelieferten Si
gnale. Diese Verarbeitung beginnt mit einer vorhergehen
den Tarierung der Empfangswege der Funk-Goniometrievor
richtung, welche darin besteht, daß die parasitären
Phasenverschiebungen gemessen werden, die bei den Funk
signalen durch die Empfangswege und die Übertragungslei
tungen 5, 6, 7 verursacht werden, so daß die auswertbaren
Phasenverschiebungen korrigiert werden, die durch den
Phasendiskriminator 13 gemessen werden. Die Tarierung be
steht darin, mittels eines Tariergenerators 17 eine Kamm
struktur von n Frequenzlinien innerhalb des Zwischenfre
quenzbandes zu erzeugen, welches dem Betriebsbereich des
Analysators 12 entspricht. Die Kammstruktur aus n Fre
quenzlinien wird durch den Tariergenerator nach einem
Frequenzumsetzplan umgesetzt, welcher entgegengesetzt zu
den Empfängern 8, 9 und 10 ist. Das erhaltene umgesetzte
Signal dient als Eichsignal für jede Vorrichtung und wird
über die Leitung 18 in den Antennenumschalter 4 einge
speist, um während der Tarierperiode die von der Anten
nenanordnung 2 erfaßten Signale zu ersetzen. Das Eich
signal durchquert folglich die Übertragungsleitungen 5,
6, 7, dann die Empfänger 8, 9 und 10, die Kanäle des
Spektralanalysators 12 sowie den Phasendiskriminator 13,
der die Phasendifferenzen mißt, welche dadurch erhalten
werden, daß das Eichsignal die Vorrichtung durchläuft.
Die erhaltenen Phasendifferenzen werden in den Speicher
blöcken 54 und 58 gespeichert, um anschließend von den
im Verlauf der Verarbeitung bei jeder neuen empfangenen
Ausstrahlung gemessenen Phasen abgezogen zu werden.
Auf die oben beschriebene Tarierung folgt die eigentliche
Verarbeitung der von dem Phasendiskriminator 13 geliefer
ten Signale. Sie besteht in einem ersten Schritt darin,
mittels der Phasenberechnungsblöcke 56 und 60 die Nutz
phasen Φ₁, Φ₂ und Φ₃ zu gewinnen, und zwar aus den In
formationen sinΦ₁, sinΦ₂ und sinΦ₃, die von dem Pha
sendiskriminator 13 geliefert werden, und mittels der
Blöcke 55 und 59 eine Korrektur der berechneten Werte Φ₂ und Φ₃ durchzuführen, zur Berücksichtigung der parasi
tären Phasenverschiebungen, die während der Tarieropera
tion gemessen wurden.
Auf dieser Stufe werden die Phasenberechnungsergebnisse
ebenso wie die Signalamplitudenergebnisse in den Speicher
blöcken 54 und 58 gespeichert, um als Zwischenergebnisse
für die darauffolgenden Berechnungen zu dienen. Der zwei
te Verarbeitungsschritt besteht darin, mittels des Pha
sen-Rückgewinnungsblockes 53 eine Einteilung unter den
Absolutwerten der zuvor berechneten Phasen durchzuführen
und unter den drei Phasen Φ₁, Φ₂ und Φ₃ diejenigen zwei
Phasen auszuwählen, die im Absolutwert den kleinsten Wert
und den Mittelwert besitzen. Die letzte Verarbeitungs
stufe, die durch den Herkunftswinkel-Berechnungsblock 52
durchgeführt wird, besteht darin, das Verhältnis zu zuvor
gewonnenen Werte für die mittlere Phase und die,minimale
Phase zu berechnen, um so die Herkunftswinkel Θ₁, Θ₂ und
Θ₃ zu berechnen, wodurch die Herkunftsrichtung jeder
durch die erfindungsgemäße Vorrichtung empfangenen Aus
strahlung einer elektromagnetischen Welle bestimmt wird.
Unter Weiterverwendung der zuvor verwendeten Notation für
die Indizes i, j und k in den Beziehungen (4) und (5)
wird jeder Winkel Θj durch Anwendung folgender Beziehung
berechnet:
Um Zweideutigkeiten bei dem Winkel Θj zu vermeiden, werden
berücksichtigt:
A = i-k (modulo 3) (13)
sowie das Vorzeichen von Φi.
Unter diesen Bedingungen gilt:
Die Berechnung des Winkels Θ1 erfolgt aus dem Winkel Θj
durch folgende Beziehung:
Die Berechnung der Winkel Θ₂ und Θ₃ erfolgt durch folgende
Beziehungen:
Eine Ausführungsform eines Phasenverschiebungs-Berechnungs
blocks 56 oder 60 ist in Fig. 12 gezeigt. Der gezeigte
Block enthält eine arithmetisch-logische Einheit UAL 72,
deren Eingänge direkt an den Sinusausgang bzw. Cosinus
ausgang eines der Analog/Digital-Umsetzer 57 bzw. 61 an
gekoppelt sind. Der Ausgang dieser Einheit 72 ist mit den
Adressiereingängen eines PROM-Speichers 73 verbunden, in
dem eine Tabelle der Werte der Funktion Arc cosΦ abge
speichert ist. Der Ausgang des PROM-Speichers 73 ist mit
dem Eingang eines Registers 74 verbunden, um in diesem
Register 74 jeden Phasenverschiebungswert zu speichern,
welcher aus der Tabelle für Arc cosΦ ausgelesen wird,
die in dem PROM-Speicher 73 enthalten ist. Da die an den
Ausgängen der Phasendiskriminatoren 13 abgegebenen Span
nungen starke Verzerrungen im Bereich ihres Maximalwertes
aufweisen, wird die Phasenverschiebung berechnet, indem
zur Adressierung des PROM-Speichers derjenige Sinus- oder
Cosinus-Spannungswert verwendet wird, dessen Absolutwert
der kleinste ist, und die Vorzeichenanalyse ermöglicht
die Behebung der Unbestimmtheit hinsichtlich des durch An
wendung dieses Verfahrens erhaltenen Winkels Φ.
Fig. 13 verdeutlicht das angewendete Berechnungsverfah
ren und läßt die Eigenschaft der Quasilinearität der
Sinus- und Cosinusfunktionen in Erscheinung treten, wenn
der Winkel Θ in den Bereichen (-π/4, +π/4) modulo π/2
für die Sinusfunktion bzw. (+π/4, 3π/4) modulo π/2 für die
Cosinusfunktion liegt. Bei einer besonderen Ausführungs
form des Phasenberechnungsblocks 56 wird jeder Datenwert
von Arc cos Φ, der im Intervall (-πr/4, π/4) berechnet
wurde, beispielsweise auf 8 Bits codiert, und die Unbe
stimmtheit wird durch die Arithmetikeinheit 72 behoben,
indem der Quadrant des trigonometrischen Kreises auf
2 Bits angegeben wird, zu dem der berechnete Winkel Φ ge
hört. Die zwei Quadrant-Anzeigebits sowie die acht aus
dem PROM-Speicher 73 ausgelesenen Bits sind in dem Regi
ster 74 enthalten und werden anschließend in einen der
Korrekturblöcke 55 oder 59 überführt, wovon ein Organisa
tionsbeispiel in Fig. 14 gezeigt ist.
Der in Fig. 14 gezeigte Korrekturblock enthält eine
arithmetisch-logische Einheit UAL 76, deren Ausgang mit
einem Arbeitsspeicher RAM 77 verbunden ist, ein Tarier
beginn-Register 78, ein rekursives Filter erster Ordnung
79 sowie eine arithmetisch-logische Einheit UAL 80. Die
Korrekturblöcke haben die Aufgabe, die während der Tarie
rung der Empfangseinrichtung gemessenen Phasenverschie
bungen abzuziehen von den Phasenverschiebungen Φ₁, Φ₂ und
Φ₃, die zuvor durch die Phasenverschiebungs-Berechnungs
blöcke bei jedem Empfang eines Funksignals durch die An
tennenanordnung 2 berechnet wurden.
Wenn Δϕn den zu eliminierenden Phasenfehler darstellt,
der bei der Tarierung eines Kanals n der Frequenz
F = Fmin+nΔF erhalten wurde, worin ΔF die Breite eines
Kanals ist, und wenn die berechnete Phasenverschiebung
am Ausgang eines Phasenberechnungsblocks 56 oder 60 ist,
so ist die korrigierte Phasenverschiebung die einem
Kanal n entspricht, die folgende:
Die Subtraktionsoperation (21) wird durch die arithmetisch
logische Einheit 80 durchgeführt, wobei die Größe
direkt über den Ausgang eines Phasenberechnungsblockes 55
oder 59 auf einen ersten Eingang der arithmetisch-logi
schen Einheit 80 gegeben wird, während die Größe Δϕn über
den Ausgang des rekursiven Filters 79 auf den zweiten Ein
gang dieser arithmetisch-logischen Einheit 80 gegeben
wird. Der Phasenfehler Δϕn berücksichtigt die differen
tielle Phasenverschiebung, welche durch die Empfänger
beim Empfang und bei der Frequenzumsetzung für jeden Emp
fangskanal eingeführt wird, sowie die differentielle Pha
senverschiebung, welche durch die Kanäle des Spektral
analysators entsteht.
Da das Durchlaßband des Analysators für die Analyse von
n verschiedenen Sendekanälen ausgelegt ist, wird der
Phasenverschiebungsfehler Δϕn auf rekursive Weise über
die Formeln
Δϕn = Δϕn-1 + (Δϕn - Δϕn-1) (22)
berechnet.
Diese Berechnungen werden hauptsächlich durch die arith
metisch-logische Einheit UAL 76 und das rekursive Filter
79 durchgeführt.
Die für den Kanal n = o gemessene Phasenverschiebung Δϕo
wird in das Register 78 eingegeben, und jede Phasenver
schiebung Φn eines darauffolgenden Kanals n wird an den
Eingang der arithmetisch-logischen Einheit 76 angelegt,
die jeden Wert Φn von dem zuvor für den Kanal n-1 erhal
tenen Wert Φn-1 abzieht. Die Differenz ΔΦn-ΔΦn-1 wird
in dem Arbeitsspeicher RAM 77 gespeichert, um anschließend
mit der im Register 78 gespeicherten Phasenverschiebung
ΔΦo an den Eingang des rekursiven Filters 79 angelegt zu
werden. Der Ausgang des Filters 79 gibt dann den Phasen
fehler ΔΦn, welcher der Gleichung (22) entspricht, an den
zweiten Eingang der Arithmetikeinheit UAL 80 ab, die dann
die korrigierte Phase nach Gleichung (21) berechnet.
Diese Werte werden in den Speicherblöcken 54 und 58 mit
den entsprechenden Informationen für Amplituden ρ und
Freigabe gespeichert, welche durch den Amplitudendetektor
50 geliefert werden. Die Gesamtheit dieser Informationen
wird zu einem bestimmten Zeitpunkt durch die Folgesteue
rung 62 wieder ausgelesen, um zu den Eingängen des Phasen-
Rückgewinnungsblockes 53 übertragen zu werden, welcher
- wie in Fig. 15 gezeigt - zusammengesetzt ist aus einer
arithmetisch-logischen Einheit 81 und einer Gruppe von
Komparatoren und Multiplexern 82. Dies arithmetisch-
logische Einheit 81 empfängt an ihren Eingängen die korri
gierten Phasen und aus den Speicherblöcken 54 und 58
für jeden Kanal, um die komplementäre Phase über fol
gende Beziehung zu berechnen:
Auf diese Weise werden die Absolutwerte der korrigierten Phasenverschiebungen erhalten.
Die Absolutwerte und werden an die Ein
gänge der Gruppe von Komparatoren und Multiplexern 82
angelegt, um die Phasenverschiebungen im minimalen Abso
lutwert ψ₁ bzw. mittleren Absolutwert ψ₃ zu bestimmen.
Die so erhaltenen Werte ψ₁ und ψ₃ sowie die Amplituden
werte ρ und die Freigabewerte v, die aus den Speicher
blöcken ausgelesen werden, werden an die Eingänge des
Herkunftswinkel-Berechnungsblockes 52 angelegt, der in
Fig. 16 gezeigt ist und eine arithmetisch-logische Einheit
UAL 83 enthält, welche an die Ausgänge des Phasen-Rückge
winnungsblockes 53 angekoppelt ist über zwei programmier
bare Festwertspeicher PROM 84 und 85, einen programmier
baren Festwertspeicher 86, der vom Ausgang der Arithme
tikeinheit 83 adressiert wird, und ein Register 87 zum
vorübergehenden Speichern der aus den Speicherblöcken 54
und 58 ausgelesenen Amplitudenwerten ρ und Freigabewerten.
Die Phasenwerte ψ₁ und ψ₃ werden über die Ausgänge des
Phasen-Rückgewinnungsblocks 53 an die entsprechenden
Adressiereingänge der Speicherblöcke PROM 84 und 85 an
gelegt. Die PROM-Speicher 84 und 85 enthalten jeweils
eine Tabelle der Logarithmen des Phasenwinkels ψ₁ bzw.
ψ₃, so daß am Ausgang dieser Speicher beim Anlegen jedes
Wertes ψ₁ bzw. ψ₃ an die Adressiereingänge des PROM-
Speichers 84 bzw. 85 die entsprechenden Logarithmen die
ser Phasenverschiebungen erscheinen, um an die entspre
chenden Eingänge der arithmetisch-logischen Einheit 83
angelegt zu werden, welche die Differenz D der aus den
Speichern 84 und 85 ausgelesenen Logarithmen berechnet.
Wenn α die Logarithmusbasis der gespeicherten Logarith
mustabellen ist, so läuft die zuvor beschriebene Verar
beitung darauf hinaus, folgende Operation durchzuführen:
Der so berechnete Wert D wird an den Adressiereingang
des PROM-Speichers 86 angelegt, welcher eine Tabelle der
Herkunftswinkel Θj enthält, wobei die Werte des Winkels
Θj aus den Werten von D über folgende Beziehung erhalten
werden:
Der PROM-Speicher 86 ist entsprechend den Beziehungen
(18), (19) und (20) so programmiert, daß die Werte der
Winkel Θ₁, Θ₂ und Θ₃ erhalten werden, die dem zuvor be
rechneten Wert Θj entsprechen,. unter Anwendung folgender
Beziehung:
Θj = Aπ ± Θj mit A = i - k (modulo 3) .
Die zuvor berechneten Werte Θ₁, ρ und v werden an die
Eingänge der Anzeigevorrichtung 11 angelegt, die z. B.
aus einem Oszilloskop oder irgendeiner gleichwertigen
Einrichtung gebildet ist, wobei das Anlegen über den
Digital/Analog-Umsetzer CNA 63 erfolgt. Die Ausgangs
spannungen dieses Umsetzers 63 können in Verbindung mit
der Amplitude ρ und dem Herkunftswinkel Θ₁ beispiels
weise auf den beiden Ablenkkanälen eines Oszilloskops
gemeinsam mit dem Freigabebit dargestellt werden. Diese
einfache Einrichtung ermöglicht eine zweckmäßige Sicht
darstellung des Spektrums der durch die Funk-Goniometrie
vorrichtung empfangenen Ausstrahlungen, indem ihre Rich
tung erfaßt wird und entsprechend dem Pegel der Ausstrah
lungen gegenüber dem Rauschen erkannt werden kann, ob
diese Ausstrahlungen erfaßt wurden oder nicht.
Insbesondere hinsichtlich der Ausführung des Rechners
sind andere Ausführungsformen möglich, insbesondere eine
Ausführungsform mit einem Rechner zur Berechnung des
Herkunftswinkels der elektromagnetischen Wellen durch
eine andere Verarbeitung aus den allgemeinen Beziehungen
(4) und (5).
Claims (10)
1. Funk-Goniometrievorrichtung zur Erfassung von Frequenz
sprung-Ausstrahlungen von elektromagnetischen Wellen sowie
zur Bestimmung ihrer Herkunftsrichtung, mit mehreren Anten
nen (2 a, 2 b, 2 c), von denen jede an eine Fourier-Transfor
miereinrichtung (12 a, 12 b, 12 c) mit einer elektroakustischen
dispersiven Kompressionsleitung (24, 25, 26) über einen
zugehörigen Empfänger (8, 9, 10) angekoppelt ist, wobei die
Frequenz jeweils aus der Verzögerung des komprimierten Im
pulses am Ausgang der Kompressionsleitung (24, 25, 26) und
die Herkunftsrichtung aus den mittels eines Phasendiskrimi
nators (13) aus den komprimierten Impulsen abgeleiteten
relativen Phasen (Φ₁, Φ₂, Φ₃) bestimmt wird, dadurch
gekennzeichnet, daß der Eingang der Kompressionsleitung (24,
25, 26) jeweils mit dem Ausgang einer Frequenzumsetzvorrich
tung (27, 28, 29) verbunden ist, daß ein erster Eingang
dieser Frequenzumsetzvorrichtung mit dem Ausgang eines
Empfängers und ein zweiter Eingang mit dem Ausgang eines
DIRAC-Impulsgenerators (31) über eine weitere elektroaku
stische dispersive Leitung (30) verbunden ist, deren Fre
quenz/Zeit-Charakteristik entgegengesetzt zur Kennlinie der
Kompressionsleitungen (24, 25, 26) linear ansteigt und daß
ein Tariergenerator (17) einerseits über eine Steuerleitung
(16) mit einem Rechner (14), der aus den relativen Phasen
die Herkunftsrichtung bestimmt, und andererseits über eine
Übertragungsleitung (18) mit einem Antennen-Umschalter (4)
verbunden ist, um eine Kammstruktur aus n Frequenzlinien im
Frequenzbereich jeder Fourier-Transformiereinrichtung (12 a,
12 b, 12 c) zu erzeugen und durch den Rechner (14) die para
sitären Phasenverschiebungen zu bestimmen, welche in der
Empfangskette verursacht werden, die aus den Empfängern (8,
9, 10), den Fourier-Transformiereinrichtungen (12 a, 12 b,
12 c) und dem Phasendiskriminator (13) besteht.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
jeder Empfänger (8, 9, 10) ein Superheterodynempfänger ist,
der durch eine Frequenzsyntheseeinrichtung (15) gesteuert
wird, um die Frequenz jeder empfangenen Welle in ein Signal
umzusetzen, dessen Frequenz innerhalb des Arbeitsbereichs
jeder Fouriertransformiereinrichtung (12 a, 12 b, 12 c) liegt.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich
net, daß die Kammstruktur aus n Frequenzlinien durch den
Tariergenerator (17) umgesetzt wird gemäß einem Frequenzum
setzplan, welcher entgegengesetzt zu dem der Empfänger ist.
4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch ge
kennzeichnet, daß die weitere elektroakustische dispersive
Leitung (30) eine dispersive Rampenleitung ist, deren Durch
laßband wenigstens gleich dem dreifachen Frequenzhub der zu
analysierenden Signale ist, die an den Eingang jeder Fourier-
Transformiereinrichtung (12 a, 12 b, 12 c) angelegt werden.
5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch ge
kennzeichnet, daß jede elektroakustische dispersive Kompres
sionsleitung (24, 25, 26) ein Durchlaßband von einer Breite
besitzt, die gleich dem zweifachen Frequenzhub des zu ana
lysierenden Signals ist, das an den Eingang jeder Fourier-
Transformiereinrichtung angelegt wird.
6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch
gekennzeichnet, daß der Phasendiskriminator (13) Signale
erzeugt, deren Amplituden proportional zum Sinus und zum
Cosinus der Phasendifferenzen ϕi-ϕk = Φj, ϕj-ϕi = Φk
und ϕk-ϕj = Φi der Signale ist, welche durch die Antennen
(2 a, 2 b, 2 c) erzeugt werden und an die Eingänge der Empfän
ger (8, 9, 10) angelegt sind.
7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch ge
kennzeichnet, daß der Rechner (14) einen Berechnungsblock
zum Berechnen des Herkunftswinkels Θj jeder durch die Anten
nen (2 a, 2 b, 2 c) empfangenen Welle enthält, wobei der Her
kunftswinkel durch folgende Beziehung berechnet wird:
8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch ge
kennzeichnet, daß jeder Wert Θi und Θk in dem Rechner (14)
durch einen Phasenberechnungsblock (56, 60) berechnet wird
aus den Werten sinΘi, cosΘi, sinΘk und cosΘk, welche
durch den Phasendiskriminator (13) erzeugt werden, wobei
diese Werte durch Korrekturblöcke (55, 59) korrigiert wer
den, um die parasitären Phasenverschiebungen in Abzug zu
bringen, welche durch den Rechner (14) berechnet wurden,
während die Kammstruktur aus n Frequenzlinien durch den
Tariergenerator (17) über die Eingänge der Empfänger (8, 9,
10) und über den Antennen-Umschalter (4) eingegeben wurden.
9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch ge
kennzeichnet, daß der Rechner (14) einen Amplitudendetektor
(50) enthält, um die Amplitude jeder empfangenen ankommenden
Welle zu erfassen.
10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch ge
kennzeichnet, daß der Rechner (14) gleichzeitig und parallel
die Berechnung des Herkunftswinkels und die Berechnung der
Amplitude jeder empfangenen Welle durchführt und daß die
Werte der Frequenz, der Amplitude und des Herkunftswinkels
jeder empfangenen Welle zu einem Anzeigeorgan (11) übertra
gen werden, wenn sie freigegeben werden durch eine ausrei
chende Amplitude der empfangenen Welle, die durch den Ampli
tudendetektor (50) gemessen wird.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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FR8318850A FR2741719A1 (fr) | 1983-11-25 | 1983-11-25 | Dispositif de radiogoniometrie pour la detection d'emissions d'ondes electromagnetiques a sauts de frequence et la determination instantanee de leurs directions d'arrivee |
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DE3442765C1 true DE3442765C1 (de) | 1997-05-28 |
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ID=9294544
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DE3442765A Expired - Fee Related DE3442765C1 (de) | 1983-11-25 | 1984-11-23 | Funk-Goniometrievorrichtung zur Erfassung von Frequenzsprung-Ausstrahlungen von elektromagnetischen Wellen |
Country Status (4)
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---|---|
DE (1) | DE3442765C1 (de) |
FR (1) | FR2741719A1 (de) |
GB (1) | GB8429435D0 (de) |
IT (1) | IT8468160A0 (de) |
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