DE3433148C2

DE3433148C2 - Anordnung zur Erfassung räumlicher Inhomogenitäten in einem Dielektrikum

Info

Publication number: DE3433148C2
Application number: DE3433148A
Authority: DE
Inventors: Georg Dipl.-Ing. 7513 Stutensee Schneider
Original assignee: Endress and Hauser SE and Co KG
Current assignee: Ramsey Technology Inc (ndgesd Staates Massach
Priority date: 1984-09-10
Filing date: 1984-09-10
Publication date: 1987-01-22
Also published as: NL192936B; NL8502429A; US4752727A; SE456942B; GB8522360D0; SE8503880L; JPS6168551A; IT1185660B; DE3433148A1; SE8503880D0; FR2570190A1; CH669047A5; NL192936C; IT8522004A1; JPH0528782B2; FR2570190B1; GB2164450A; GB2164450B; IT8522004A0

Abstract

Die Anordnung enthält eine kapazitive Sonde (10) mit wenigstens einem Paar Sensorelektroden (18, 20), denen eine gemeinsame Geberelektrode (16) zugeordnet ist. Die Geberelektrode (16) wird von einer elektrischen Spannungsquelle (12) gespeist, und an die Sensorelektroden (18, 20) ist eine elektronische Schaltung (14) angeschlossen, die ein Ausgangssignal erzeugt, das der Differenz der in den Sensorelektroden (18, 20) influenzierten Verschiebungsströme entspricht. Die elektronische Schaltung (14) ist so ausgebildet, daß sie die Sensorelektroden (18, 20) zu jedem Zeitpunkt auf gleichem Potential bezüglich der Speisespannung hält. Zu diesem Zweck kann jede Sensorelektrode (18, 20) mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers (30, 34) verbunden sein, dessen nichtinvertierender Eingang auf dem Potential liegt, auf dem die Sensorelektroden bezüglich der Speisespannung gehalten werden sollen.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Erfassung räumlicher Inhomogenitäten in einem Dielektrikum gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Eine aus der DE-OS 32 25 554 bekannte Anordnung dieser Art dient zur Ermittlung der räumlichen Lage eines aus einer Düse austretenden Fluidstrahls. Zu diesem Zweck sind in einem äußeren Rohrstück konzentrisch mehrere Rohrsegmente angeordnet, die einander nicht berühren, aber konstanten Abstand zum äußeren Rohrstück haben. Die Rohrsegmente bilden die Sensorelektroden, die der vom Rohrstück gebildeten Gegenelektrode räumlich so zugeordnet sind, daß jede Sensorelektrode mit der Gegenelektrode einen Kondensator bildet. Wenn der aus der Düse austretende Fluidstrahl diese Kondensatoranordnung konzentrisch durchdringt, ist die Dielektrizitätskonstante in allen Kondensatoren gleich. Verläuft der Fluidstrahl dagegen nicht konzentrisch, sind die Dielektrizitätskonstanten und damit auch die Kapazitäten der Kondensatoren voneinander verschieden. Durch Messung der Ladespannungen der einzelnen Kondensatoren erhält man Informationen über die Abweichung des Fluidstrahls von der zentrischen Lage. Zu diesem Zweck müssen die Ladespannungen der von den einzelnen Sensorelektroden gebildeten Kondensatoren getrennt erfaßt und verarbeitet werden, wobei die wesentliche Voraussetzung besteht, daß die einzelnen Sensorelektroden gegenüber der Gegenelektrode unterschiedliche Potentiale annehmen können.
Aus der DE-OS 32 35 750 ist demgegenüber eine kapazitive Sensoranordnung bekannt, die insbesondere für Anwendungsfälle geeignet ist, bei denen räumliche Inhomogenitäten des Dielektrikums mit möglichst großer Auflösung und möglichst genauer räumlicher Lokalisierung erfaßt werden müssen. Dies bedeutet, daß das von dem kapazitiven Sensor gebildete Ortsfrequenzfilter eine möglichst hohe obere Grenzfrequenz haben soll. Diese Forderung besteht besonders bei der korrelativen Laufzeit- oder Geschwindigkeitsmessung mit kapazitiven Sensoren. Bekanntlich besteht das Prinzip der korrelativen Laufzeit- oder Geschwindigkeitsmessung darin, mit Hilfe von zwei in der Bewegungsrichtung im Abstand voneinander liegenden Sensoren aus zufälligen Schwankungen des sich bewegenden Mediums Signale zu gewinnen, die Kreuzkorrelationsfunktion der beiden Signale zu bilden und aus der Lage des Maximums der Kreuzkorrelationsfunktion eine Information über die Laufzeit oder Geschwindigkeit des Mediums zu gewinnen. Die für diesen Zweck üblicherweise verwendeten kapazitiven Sensoren bestehen aus zwei einander gegenüberliegenden Elektroden, zwischen denen sich das Dielektrikum befindet, dessen räumliche Inhomogenitäten erfaßt werden sollen. In der DE-OS 32 35 750 ist beschrieben, wie durch Unterteilung der beiden Elektroden in Teilelektroden und codierte Anordnung der Teilelektroden zugleich eine hohe Grenzfrequenz des von den Elektroden gebildeten Ortsfrequenzfilters und eine gute Empfindlichkeit des kapazitiven Sensors erzielt werden kann.
Die mit diesen bekannten kapazitiven Sensoren erhaltenen Signale enthalten einen großen Gleichsignalanteil, demgegenüber die von den räumlichen Inhomogenitäten des Dielektrikums stammenden Nutzsignalanteile meist sehr klein sind. Bei jedem einzelnen kapazitiven Sensor stammt der Gleichsignalanteil in erster Linie von der mittleren Grundkapazität, der die von den räumlichen Inhomogenitäten verursachten Kapazitätsschwankungen überlagert sind. Besonders störend sind Gleichsignalschwankungen, die beispielsweise durch Schwankungen der Versorgungsspannung oder durch äußere Störeinflüsse verursacht werden und oft wesentlich größer als die von den Inhomogenitäten verursachten nutzbaren Signalschwankungen sind. Die Unterdrückung der Gleichsignalanteile und der Gleichsignalschwankungen erfordert einen beträchtlichen Aufwand in den angeschlossenen Signalverarbeitungsschaltungen.
In den DE-OS 25 44 822 und 25 44 825 ist für den Fall der korrelativen Laufzeit- oder Geschwindigkeitsmessung mit optischer Abtastung beschrieben, daß eine Gleichsignalunterdrückung durch Bildung der Differenz der Ausgangssignale von zwei in der Bewegungsrichtung im Abstand voneinander angeordneten optischen Sensoren erzielt werden kann. Dies ist bei optischen Sensoren ohne weiteres möglich, weil sich optische Sensoren gegenseitig nicht beeinflussen, auch wenn sie beliebig nahe beieinander angeordnet werden.
Die Wirksamkeit und Genauigkeit kapazitiver Sensoren beruht dagegen auf der Homogenität des elektrischen Feldes zwischen den Elektroden. Die Homogenität des Feldes wird gestört, wenn nahe beeinanderliegende Elektroden infolge räumlicher Inhomogenitäten des Dielektrikums zeitlich veränderliche unterschiedliche Potentiale annehmen. Die hierdurch verursachten Feldverzerrungen beeinträchtigen das räumliche Auflösungsvermögen des kapazitiven Sensors und verhindern eine vollständige Gleichsignalunterdrückung. Die bei optischen Sensoren bekannte Maßnahme der Gleichsignalunterdrückung durch Differenzbildung kann daher nicht unmittelbar auf kapazitive Sensoren übertragen werden.
Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer Anordnung, mit welcher räumliche Inhomogenitäten in einem Dielektrikum mit großem Auflösungsvermögen unter vollständiger Gleichsignalunterdrückung erfaßt werden können.
Diese Aufgabe wird nach der Erfindung durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.
Bei der Anordnung nach der Erfindung können die beiden Sensorelektroden jedes Paares beliebig nahe beieinander angeordnet werden, ohne daß sie sich gegenseitig beeinflussen und Feldverzerrungen verursachen, da sie stets auf dem gleichen Potential bezüglich der an die gemeinsame Geberelektrode angelegten Speisespannung gehalten werden. Dies ist wiederum nur deshalb möglich, weil die angeschlossene elektronische Schaltung nicht auf die Elektrodenspannung, sondern auf die in den Sensorelektroden influenzierten Verschiebungsströme anspricht. In dem der Differenz der Verschiebungsströme entsprechenden Ausgangssignal sind daher alle Gleichsignalanteile sowie alle Störeinflüsse, die sich in gleicher Weise auf die beiden Sensorelektroden des Paares auswirken, vollständig unterdrückt. Ferner ergibt die erfindungsgemäße Anordnung eine sehr präzise Lokalisierung jeder Inhomogenität in bezug auf die Mitte des Spaltes zwischen den beiden nebeneinanderliegenden Sensorelektroden jedes Paares, der wegen der fehlenden gegenseitigen Beeinflussung der Sensorelektroden sehr schmal gemacht werden kann.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt. In der Zeichnung zeigt
Fig. 1 das Prinzipschema des kapazitiven Sensors und der angeschlossenen elektronischen Schaltung bei einer Anordnung zur Erfassung räumlicher Inhomogenitäten in einem Dielektrikum nach der Erfindung,
Fig. 2 ein Diagramm zur Erläuterung der Funktionsweise der Anordnung von Fig. 1,
Fig. 3 eine Anordnung zur korrelativen Laufzeit- oder Geschwindigkeitsmessung mit zwei kapazitiven Sensoren der in Fig. 1 gezeigten Art,
Fig. 4 eine abgeänderte Ausführungsform der Anordnung zur korrelativen Laufzeit- oder Geschwindigkeitsmessung unter Verwendung eines kapazitiven Sensors mit drei Elektroden,
Fig. 5 eine abgeänderte Ausführungsform des kapazitiven Sensors der erfindungsgemäßen Anordnung mit in verschachtelte Teilelektroden unterteilten Sensorelektroden,
Fig. 6 eine abgeänderte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Anordnung, bei welcher die Sensorelektroden in Teilelektroden unterteilt sind, die nach einer vorgegebenen Codierung angeordnet sind, und
Fig. 7 eine abgeänderte Ausführungsform der Anordnung von Fig. 6, bei welcher die codiert angeordneten Teilelektroden teilweise verschachtelt sind.
Fig. 1 zeigt schematisch den elementaren Grundaufbau der Anordnung zur Erfassung räumlicher Inhomogenitäten in einem Dielektrikum. Sie enthält einen kapazitiven Sensor 10, eine elektrische Spannungsquelle 12 und eine elektronische Schaltung 14.
Der kapazitive Sensor 10 enthält eine Geberelektrode 16 und ein Paar Sensorelektroden 18, 20, die der Geberelektrode 16 im Abstand d gegenüberliegen. Zwischen der Geberelektrode 16 einerseits und den Sensorelektroden 18, 20 andererseits befindet sich das Dielektrikum 22, dessen räumliche Inhomogenitäten erfaßt werden sollen. Die in der Zeichenebene senkrecht von oben nach unten gehende Achse X stellt die Meßrichtung dar, d. h. die Richtung, in der die Lage oder Bewegung von räumlichen Inhomogenitäten des Dielektrikums 22 detektiert werden soll. Als Beispiel für eine räumliche Inhomogenität ist eine Partikel 24 dargestellt, die sich mit der Geschwindigkeit v in der Richtung der Achse X bewegt, und zwar entweder gemeinsam mit dem Dielektrikum 22 oder relativ zu diesem, wenn das Dielektrikum ruht.
Die Geberelektrode 16 hat in der Meßrichtung X eine Länge L, die größer als der Abstand d ist. Die Sensorelektroden 18, 20 sind in der Meßrichtung X nebeneinander so angeordnet, daß zwischen ihnen ein schmaler Spalt 26 besteht, dessen Breite b klein gegen die Länge L der Geberelektrode 16 und gegen den Elektrodenabstand d ist. Die Ausdehnung der Sensorelektroden 18 und 20 in der Meßrichtung X ist beliebig, aber auf jeden Fall groß gegen die Spaltbreite b.
Es ist unmittelbar zu erkennen, daß die Geberelektrode 16 mit jeder Sensorelektrode 18 bzw. 20 einen Kondensator bildet, dessen Kapazität von den Elektrodenabmessungen, dem Elektrodenabstand d und der Dielektrizitätskonstante des zwischen den Elektroden befindlichen Dielektrikums abhängt.
Die Spannungsquelle 12 legt an die Geberelektrode 16 eine elektrische Spannung gegenüber einem Bezugspotential an, das in der Darstellung von Fig. 1 das Massepotential ist.
Jede Sensorelektrode 18, 20 ist mit einem Eingang 14 a bzw. 14 b der elektronischen Schaltung 14 verbunden. Die elektronische Schaltung 14 ist so ausgebildet, daß sie die folgenden Funktionen erfüllt:

1. Sie spricht auf Verschiebungsströme an, die infolge der an die Geberelektrode 16 angelegten Spannung oder durch statische Aufladungen in jeder Sensorelektrode 18, 20 influenziert werden (eine Separation der Einflußgrößen kann durch Wahl geeigneter Spannungsquellen 12 und zugehörige Nachverarbeitung des Signals U _A erfolgen);
2. sie gibt an ihrem Ausgang 14 c ein Signal ab, das der Differenz der in den beiden Sensorelektroden 18 und 20 influenzierten Verschiebungsströme entspricht;
3. sie hält die Sensorelektroden 18, 20 bezüglich der an die Geberelektrode 16 angelegten Speisespannung auf dem gleichen Potential.

Diese Funktionen werden durch den in Fig. 1 dargestellten Aufbau der elektronischen Schaltung 14 auf sehr einfache Weise erfüllt.
Die Sensorelektrode 18 ist über den Eingang 14 a mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 30 verbunden, in dessen Rückführungskreis ein Kondensator 32 liegt, dem ein Widerstand 33 parallel geschaltet sein kann. In gleicher Weise ist die Sensorelektrode 20 mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 34verbunden, in dessen Rückführungskreis ein Kondensator 36 liegt, dem ein Widerstand 37 parallel geschaltet sein kann. Die nichtinvertierenden Eingänge der beiden Operationsverstärker liegen auf dem Potential, auf dem die Sensorelektroden bezüglich der Speisespannung gehalten werden sollen. Im einfachsten Fall kann dies das Massepotential sein, wie in Fig. 1 gezeigt ist. Die Ausgänge der beiden Operationsverstärker 30 und 34 sind mit den beiden Eingängen einer Differenzschaltung 40 verbunden, die die Differenz zwischen den Ausgangssignalen der beiden Operationsverstärker bilden. Der Ausgang der Differenzschaltung 40 stellt den Ausgang 14 c der elektronischen Schaltung 14 dar.
Es ist für den Fachmann unmittelbar ersichtlich, daß die beschriebene Schaltung die zuvor angegebenen Funktionen in hervorragender Weise erfüllt:

1. Bekanntlich stellt ein als Invertierer geschalteter Operationsverstärker seine Ausgangsspannung immer so ein, daß der über die Rückführung fließende Strom gleich dem dem invertierenden Eingang zugeführten Strom ist. Bei der Anordnung von Fig. 1 ist der dem invertierenden Eingang jedes Operationsverstärkers zugeführte Strom der in der angeschlossenen Sensorelektrode influenzierte Verschiebungsstrom. Somit ist die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers dem influenzierten Verschiebungsstrom proportional.
Es seien:
- U _G die von der Spannungsquelle 12 an die Geberelektrode 16 angelegte Speisespannung, von der zunächst angenommen wird, daß sie eine Wechselspannung der Frequenz f _G ist;
- C&sub1;&sub8; die Kapazität zwischen der Geberelektrode 16 und der Sensorelektrode 18;
- C&sub3;&sub2; die Kapazität des Kondensators 32 im Rückführungskreis des Operationsverstärkers 30;
- R&sub3;&sub3; der Widerstandswert des Widerstandes 33;
- U&sub3;&sub0; die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 30;
- C&sub2;&sub0;, C&sub3;&sub6;, R&sub3;&sub7;, U&sub3;&sub4; die entsprechenden Größen für die Sensorelektrode 20 und den daran angeschlossenen Schaltungsteil.
Die Widerstandswerte R&sub3;&sub3;, R&sub3;&sub7; sind so groß, daß sie vernachlässigbar sind; diese Bedingung ist erfüllt für: &udf53;np30&udf54;&udf53;vu10&udf54;&udf53;vz2&udf54; &udf53;vu10&udf54;Dann erhält man an den Ausgängen der Operationsverstärker 30 bzw. 34 die Spannungen &udf53;sb18&udf54;&udf53;vu10&udf54;°KU°kËø¤=¤þ@W:°KC°kÉÌ:°KC°kËÊ&udf54;¤´¤°KU°T°KG°t@,(1)&udf53;zl&udf54;&udf53;sb18&udf54;H@&udf53;vu10&udf54;°KU°kËÈ¤=¤þ@W:°KC°kÊø:°KC°kËÎ&udf54;¤´¤°KU°T°KG°t@,(2)&udf53;zl&udf54;&udf53;vu10&udf54;
2. Die Differenzschaltung 40 bildet die Differenz der beiden Spannungen U&sub3;&sub0; und U&sub3;&sub4; und gibt somit am Ausgang eine Spannung U _A ab, für die gilt: &udf53;np30&udf54;&udf53;vu10&udf54;&udf53;vz2&udf54; &udf53;vu10&udf54;
3. Ein gegengekoppelter Operationsverstärker stellt bekanntlich seine Ausgangsspannung immer so ein, daß die Spannung zwischen den beiden Eingängen (abgesehen von einer sehr kleinen Regelabweichung) praktisch zu Null wird. Der invertierende Eingang wird somit virtuell auf dem Potential des nichtinvertierenden Eingangs gehalten. Bei der Schaltung von Fig. 1 sind die Sensorelektroden 18, 20 unmittelbar an die invertierenden Eingänge der Operationsverstärker 30 bzw. 34 angeschlossen; sie werden somit virtuell auf dem Potential der nichtinvertierenden Eingänge gehalten, das gemäß der Darstellung von Fig. 1 beispielsweise das Massepotential ist. Da das Massepotential zugleich das Bezugspotential für die von der Spannungsquelle 12 an die Geberelektrode 16 angelegte Spannung ist, werden die beiden Sensorelektroden 18, 20 bezüglich der an die Geberelektrode 16 angelegten Speisespannung auf dem gleichen Potential gehalten.

Die in Fig. 1 dargestellte Sensoranordnung ergibt infolge ihres Aufbaus und ihrer Beschaltung die folgende Wirkungsweise:
Wenn die Sensorelektroden 18 und 20 gleiche Abmessungen haben und bezüglich der Geberelektrode 16 in identischer Weise angeordnet sind, und wenn zunächst angenommen wird, daß das Dielektrikum 22 zwischen den Elektroden homogen ist, sind die Kapazitäten C&sub1;&sub8; und C&sub2;&sub0; gleich groß. Wenn ferner die beiden Sensorelektroden 18, 20 in identischer Weise beschaltet sind, insbesondere die Kapazitäten C&sub3;&sub2; und C&sub3;&sub6; der Rückführungs-Kondensatoren 32 und 36 gleich groß sind, sind auch die Ausgangsspannungen U&sub3;&sub0; und U&sub3;&sub4; gemäß den obigen Gleichungen (1) und (2) gleich groß. Demzufolge hat unter diesen Voraussetzungen die Ausgangsspannung U _A der Differenzschaltung 40 den Wert Null. Dies bedeutet, daß die Gleichsignalanteile, die in den von den beiden Sensorelektroden 18 und 20 abgenommenen Signalen enthalten sind, im Ausgangssignal U _A unterdrückt sind. Insbesondere sind auch alle Störeinflüsse, die sich in gleicher Weise auf die Signale der beiden Sensorelektroden 18 und 20 auswirken, im Ausgangssignal U _A unterdrückt.
Diese Wirkung ergibt sich im übrigen nicht nur dann, wenn das Dielektrikum 22 vollkommen homogen ist, sondern auch bei inhomogenem Dielektrikum, soweit die Inhomogenitäten statistisch so verteilt sind, daß die mittleren Kapazitäten der Sensorelektroden 18 und 20 gleich groß sind. Dies kann beispielsweise dann der Fall sein, wenn das Dielektrikum 22 eine Vielzahl feiner, gleichmäßig verteilter Partikel enthält. Die beschriebene Ausbildung ergibt somit einen Ausgleich der mittleren Grundkapazität, und zwar unabhängig von der kapazitiven Belastung.
Wenn dagegen eine räumliche Inhomogenität des Dielektrikums 22 auftritt, durch die das Gleichgewicht der mittleren Kapazitäten C&sub1;&sub8; und C&sub2;&sub0; der beiden Sensorelektroden 18, 20 gestört wird, wie in Fig. 1 durch die Partikel 24 dargestellt ist, ändern sich die Kapazitäten C&sub1;&sub8; und C&sub2;&sub0; in Abhängigkeit von der Lage der Inhomogenität längs der Meßachse X unerschiedlich. Das Ausgangssignal U _A der Differenzschaltung 40 nimmt dann gemäß der obigen Gleichung (3) einen von der Kapazitätsdifferenz abhängigen Wert an.
Fig. 2 zeigt als Beispiel das Ausgangssignal U _A der Differenzschaltung 40 als Funktion der Lage einer Partikel längs der Meßachse X. Der Ursprung des Koordinatensystems entspricht der Mitte des Spaltes 26 zwischen den beiden Sensorelektroden 18, 20, die zum Vergleich unter der X- Achse dargestellt sind.
Wenn sich die Partikel in der Richtung der Meßachse X in größerer Entfernung von den beiden Sensorelektroden 18 und 20 befindet, hat das Ausgangssignal U _A den Wert Null, weil dann die Wirkung der Partikel auf die beiden Sensorelektroden sehr gering und näherungsweise gleich ist.
Bei Annäherung der Partikel an die Sensorelektrode 18 steigt die Ausgangsspannung in positiver Richtung an, bis sie einen Maximalwert erreicht, den sie im wesentlichen während des gesamten Vorbeigangs der Partikel an der Sensorelektrode 18 beibehält.
Wenn die Partikel den Spalt 26 erreicht, fällt das Ausgangssignal U _A steil ab, und es geht durch Null, wenn die Partikel symmetrisch zur Mitte des Spaltes 26 steht. Jenseits des Nulldurchgangs geht das Ausgangssignal U _A mit gleicher Steilheit auf einen negativen Maximalwert, den es im wesentlichen während des ganzen Vorbeigangs der Partikel an der Sensorelektrode 20 beibehält.
Aus dem mit steilem Gradient erfolgenden Nulldurchgang des Ausgangssignals U _A läßt sich die mittige Lage der Partikel 24 zum Spalt 26 mit großer Genauigkeit bestimmen. Hierfür ist nur die Lage der Partikel in der Meßrichtung X maßgeblich, während es keinen Einfluß auf das Meßergebnis hat, welche Lage die Partikel relativ zu den Sensorplatten quer zur Meßrichtung einnimmt. Der Gradient in der Umgebung des Nulldurchgangs ist an allen Stellen quer zur Meßrichtung X mittig über dem Spalt maximal. Es existiert somit eine plane X-Ebene, in der die Sensorausgangsspannung den Wert Null annimmt.
Die geschilderten vorteilhaften Eigenschaften der Sensoranordnung ergeben sich in erster Linie aus der guten Homogenität des elektrischen Feldes im kapazitiven Sensor 10 und vor allem in dem den Spalt 26 enthaltenden mittleren Bereich. Zur Homogenität des elektrischen Feldes trägt maßgeblich die Tatsache bei, daß die Breite b des Spaltes 26 im Verhältnis zur Länge L der Geberplatte 16 sehr klein ist, weil dadurch Randverzerrungen des elektrischen Feldes im Bereich des Spaltes vermieden werden. Zusätzlich ergibt die geringe Breite b des Spaltes 26 einen sehr schmalen Meßbereich mit entsprechend steilem Gradient. In der Praxis kann die Breite des Spaltes 26 bis auf etwa 1% des Abstandes d nach Fig. 1 verringert werden.
Vor allem aber ist die Homogenität des elektrischen Feldes dadurch bedingt, daß die der Geberplatte 16 gegenüberliegenden Elektroden über eine möglichst große Ausdehnung zu beiden Seiten des Spaltes 26 auf dem gleichen Potential bezüglich der Speisespannung gehalten werden. Bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1 wird dies dadurch erreicht, daß die beiden Sensorelektroden 18, 20, die virtuell auf dem Massepotential gehalten werden, selbst eine beträchtliche Ausdehnung in der Meßrichtung X haben. Später wird gezeigt werden, daß in Fällen, in denen die Sensorelektroden zur Erzielung eines kleinen Meßvolumens nur eine kleine Ausdehnung in der Meßrichtung haben sollen, die gleiche Wirkung durch eine zusätzliche Abschirmelektrode erzielt werden kann, die sich an die Sensorelektroden anschließt, wobei die Abschirmelektrode und die Sensorelektroden bezüglich der Speisespannung auf gleichem Potential gehalten werden. In allen Fällen wird dadurch erreicht, daß Randverzerrungen des elektrischen Feldes möglichst weit von dem Spalt 26 entfernt gehalten werden.
Zusätzlich zu der geschilderten Homogenität des elektrischen Feldes stellt die Verwendung einer einzigen gespeisten Geberelektrode in Verbindung mit zwei (oder gegebenenfalls auch mit mehr) Sensorelektroden sicher, daß keine Fehler durch Unregelmäßigkeiten der Spannungsversorgung verursacht werden können. Da die beiden Sensorelektrodenkreise mit der gleichen Spannung gespeist werden, ist eine vollkommene Spannungssymmetrie und - bei Speisung mit einer Wechselspannung - eine frequenz- und phasenstarre Kopplung gewährleistet. Dieser Effekt ist unabhängig von den Eigenschaften des Dielektrikums, insbesondere von dessen Verlustfaktor. Darüber hinaus ergibt diese Maßnahme den Vorteil eines geringen Aufwandes, weil nur eine Spannungsquelle benötigt wird.
Die Bildung der Differenz der an den Sensorelektroden erhaltenen Signale ergibt, wie die Kurve von Fig. 2 erkennen läßt, die Wirkung eines Ortsfrequenzfilters mit Bandpaßcharakteristik, wodurch insbesondere die Gleichsignalanteile im Ausgangssignal unterdrückt sind. Dies vereinfacht die Signalverarbeitung, weil eine elektronische Filterung weitgehend entfallen kann. Der Ortsfrequenzgang kann durch die Geometrie der Sensorelektroden beeinflußt werden.
Bisher ist über die Art der Spannungsquelle 12 nichts gesagt worden. Da die Anordnung auf die in den Sensorelektroden influenzierten Verschiebungsströme anspricht, kann sie sowohl mit Gleichspannung als auch mit Wechselspannungen beliebiger Frequenz und Kurvenform (z. B. Sinusspannung, Rechteckspannung usw.) betrieben werden. Wenn die Anordnung auch auf langsam bewegte oder unbewegte Inhomogenitäten des Dielektrikums ansprechen oder der Einfluß statischer Aufladungen eliminiert werden soll, muß die Geberelektrode mit Wechselspannung gespeist werden. Bei Speisung der Gleichspannung werden Verschiebungsströme nur durch die Bewegung der Inhomogenitäten bzw., falls es sich um geladene Teilchen handelt, durch die Bewegung der elektrostatischen Ladungen influenziert. Die Signalverarbeitung hängt natürlich von der Art der Speisung ab und ist für jeden Fachmann offensichtlich. Beispielsweise kann bei Speisung mit Rechteck- oder Sinusspannung eine phasenempfindliche Gleichrichtung oder eine entsprechende phasenstarre Herabmischung durch SC-Filter ("switched capacitor"-Filter) angewendet werden.
Freizügigkeit besteht auch hinsichtlich der Wahl des Potentials, auf dem die Sensorelektroden gehalten werden. Bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1 ist dieses Potential das Massepotential. Diese Lösung bietet sich in der Regel an, doch ist sie keineswegs zwingend. Vor allem ist zu beachten, daß das Potential der Sensorelektroden nicht absolut, sondern nur bezüglich der Speisespannung festgelegt sein muß. Wenn beispielsweise die Speisespannung eine Wechselspannung ist, sind die Sensorelektroden bezüglich dieser Wechselspannung auf dem gleichen Postential zu halten, sie können aber gleichspannungsmäßig durchaus auf verschiedenen Potentialen liegen. Umgekehrt werden die Sensorelektroden bei Gleichspannungsspeisung auf dem gleichen Gleichspannungspotential gehalten, sie können aber unterschiedliche Wechselspannungspotentiale haben. Das gleiche gilt auch für das Potential einer zusätzlichen Abschirmelektrode, wenn eine solche angewendet wird, wie später beschrieben wird.
Die Sensoranordnung von Fig. 1 kann vorteilhaft für alle Anwendungszwecke verwendet werden, bei denen auch herkömmliche kapazitive Sensoren zur Erfassung von Inhomogenitäten in einem Dielektrikum eingesetzt werden, wobei sie diesen gegenüber den Vorteil der Gleichsignalunterdrückung und des verbesserten räumlichen Auflösungsvermögens aufweisen. Ein bevorzugtes Anwendungsgebiet solcher kapazitiver Sensoren ist die Gewinnung zufälliger, zur korrelativen Signalverarbeitung geeigneter Signale, wie sie insbesondere für die berührungslose Laufzeit- oder Geschwindigkeitsmessung benötigt werden. Bekanntlich besteht das Prinzip der korrelativen Laufzeit- oder Geschwindigkeitsmessung darin, mit Hilfe von meist berührungslosen Sensoren an zwei in der Bewegungsrichtung im Abstand voneinander liegenden Stellen des bewegten Prozesses zufällige Signale zu entnehmen, die Kreuzkorrelationsfunktion der beiden Signale zu bilden und aus der Lage des Maximums der Kreuzkorrelationsfunktion eine Information über die Laufzeit oder Geschwindigkeit des bewegten Prozesses zu gewinnen. Die Verwendung von kapazitiven Sensoren bietet sich an, wenn der bewegte Prozeß Inhomogenitäten in einem Dielektrikum aufweist. Ein typisches Beispiel hierfür ist der pneumatische Transport von körnigen oder pulverförmigen Feststoffen.
Fig. 3 zeigt als Beispiel für diesen Anwendungsfall die korrelative Messung der Geschwindigkeit eines durch eine Rohrleitung 50 transportierten Mediums mit Hilfe von zwei kapazitiven Sensoranordnungen der in Fig. 1 dargestellten Art. Zum besseren Verständnis sind die Bestandteile jeder Sensoranordnung mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 1 bezeichnet, die bei der einen Sensoranordnung mit einem Indexstrich und bei der anderen Sensoranordnung mit zwei Indexstrichen versehen sind. Diese Bestandteile haben die gleichen Funktionen wie bei der Anordnung von Fig. 1 und brauchen daher nicht noch einmal im einzelnen erläutert zu werden.
Die Anordnung von Fig. 3 weist jedoch die folgenden Besonderheiten auf:

- Die beiden kapazitiven Sensoren 10&min; und 10&min;&min; sind entlang der Rohrleitung 50 so angeordnet, daß die Spalte 26&min; und 26&min;&min; zwischen ihren Sensorelektroden 18&min;, 20&min; bzw. 18&min;&min;, 20&min;&min; in einem definierten Abstand D voneinander liegen.
- Die Geberelektroden 16&min;, 16&min;&min; und die Sensorelektroden 18&min;, 20&min;, 18&min;&min;, 20&min;&min; liegen an der Umfangsfläche des Rohres 50 an und sind entsprechend gekrümmt. Natürlich besteht das Rohr 50 aus einem dielektrischen Material. Infolge der Krümmung ist der Abstand zwischen jeder Geberelektrode und den ihr gegenüberliegenden Sensorelektroden nicht konstant. Es läßt sich aber ein "effektiver" Abstand definieren, welcher der Abstand äquivalenter ebener Elektroden wäre.
- Die Abmessungen der Sensorelektroden 18&min;, 20&min;, 18&min;&min;, 20&min;&min; in der Meßrichtung, also parallel zur Achse des Rohres 50, sind wesentlich kleiner als die Länge der Geberelektroden 16&min;, 16&min;&min; in der gleichen Richtung.
- Die beiden Geberelektroden 16&min;, 16&min;&min; werden gemeinsam von der Spannungsquelle 12 gespeist.
-Um das dielektrische Rohr 50 ist ein Abschirmmantel 52 gelegt, der Aussparungen 54&min;, 54&min;&min; und 56&min;, 56&min;&min; aufweist. In den Aussparungen 54&min;, 54&min;&min; sind die Geberelektroden 16&min; bzw. 16&min;&min; angeordnet, und in den Aussparungen 56&min;, 56&min;&min; sind die Sensorelektroden 18&min;, 20&min; bzw. 18&min;&min;, 20&min;&min; angeordnet. Die Aussparungen sind so bemessen, daß die Breite der Spalte zwischen den Elektroden und der sie umgebenden Abschirmung sehr klein ist. Diese Breite liegt vorzugsweise in der Größenordnung der Breite der Spalte 26&min;, 26&min;&min; zwischen den Sensorelektroden, beträgt also beispielsweise etwa 1% des effektiven Elektrodenabstandes.
- Der Abschirmmantel 52 und die Sensorelektroden 18&min;, 20&min;, 18&min;&min;, 20&min;&min; werden bezüglich der Spannungsquelle 12 auf gleichem Potential gehalten. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist dies einfach dadurch erfolgt, daß der Abschirmmantel direkt an Masse angeschlossen ist. Der Abschirmmantel ist also bezüglich der Spannungsquelle 12 auf ein festes Potential gelegt, auf dem auch die Sensorelektroden virtuell gehalten werden.
- Die Ausgangssignale der beiden Differenzschaltungen 40&min;, 40&min;&min; werden den beiden Eingängen eines Korrelators 60 als die zu korrelierenden Signale S _x und S _y zugeführt. Wenn der Korrelator 60 so ausgebildet ist, daß er die Ausgangssignale der Differenzschaltungen 40&min;, 40&min;&min; unmittelbar verarbeiten kann, können seine Eingänge direkt an die Ausgänge der Differenzschaltungen angeschlossen sein. Andernfalls ist, wie in Fig. 3 dargestellt ist, zwischen den Ausgang jeder Differenzschaltung und den zugeordneten Eingang des Korrelators 60 eine Signalverarbeitungsschaltung 58&min; bzw. 58&min;&min; eingefügt, welche die Ausgangssignale der Differenzschaltung in eine für die Verarbeitung durch den Korrelator geeignete Form bringt.

In der bei der korrelativen Laufzeit- oder Geschwindigkeitsmessung bekannten Weise bildet der Korrelator 60 die Kreuzkorrelationsfunktion der beiden Signale S _x und S _y, indem er Augenblickswerte des Signals S _y mit um veränderliche Verschiebungszeiten verzögerten Augenblickswerten des Signals S _x multipliziert und den Mittelwert der Produkte über eine bestimmte Beobachtungszeit bildet. Für jeden Wert der Verschiebungszeit erhält man einen Stützwert der Kreuzkorrelationsfunktion. Bei dem dargestellten Anwendungsfall hat die Kreuzkorrelationsfunktion ein Maximum bei einer bestimmten Verschiebungszeit, die gleich der Laufzeit des Mediums vom Sensor 10&min; zum Sensor 10&min;&min; ist. Dies beruht darauf, daß die räumlichen Inhomogenitäten des Dielektrikums beim Durchgang durch die beiden Sensoren in den Ausgangssignalen Schwankungen erzeugen, die gewisse Ähnlichkeiten aufweisen. Da der Abstand D der beiden Sensoren 10&min; und 10&min;&min; genau bekannt ist, kann aus der ermittelten Laufzeit leicht die Strömungsgeschwindigkeit des Mediums berechnet werden.
Da die Sensorelektroden und der Abschirmmantel auf gleichem Potential gehalten werden, ergibt der Abschirmmantel 12 die bekannte Funktion der bereits von Kelvin angegebenen "guard"-Elektrode, durch die der Einfluß von Streukapazitäten ausgeschaltet und Feldverzerrungen durch Randeffekte vermieden werden. Während jedoch gewöhnlich die zwischen den Kondensatorelektroden bestehende Spannung schwankt und daher das "guard"-Potential dem Potential einer Kondensatorelektrode nachgesteuert werden muß, weist die beschriebene Anordnung die Besonderheit auf, daß die Geberelektrode einerseits und die Sensor- und "guard"-Elektroden andererseits jeweils auf festem Potential liegen. Dies ist möglich, weil die Erfassung der Inhomogenitäten des Dielektrikums nicht auf der Messung der Elektrodenspannung des kapazitiven Sensors, sondern auf der Messung der in den Sensorelektroden influenzierten Verschiebungsströme beruht.
Die Anwendung des Prinzips der "guard"-Elektrode macht es insbesondere möglich, die Abmessungen der Sensorelektroden in der Meßrichtung zu verkleinern, ohne daß die Homogenität des elektrischen Feldes im kapazitiven Sensor verlorengeht. Dadurch läßt sich der Ortsfrequenzgang des von den beiden Sensorelektroden in Differenzschaltung gebildeten Ortsfrequenzfilters beeinflussen.
Da die Geberelektroden 16&min;, 16&min;&min; auf einem anderen Potential liegen als der Abschimmantel 52, bestehen natürlich Randverzerrungen des elektrischen Feldes an den Grenzen zwischen jeder Geberelektrode und dem Abschirmmantel. Um den Einfluß dieser Feldverzerrungen auf das Meßergebnis auszuschalten, wird die große Abmessung der Geberelektroden in der Meßrichtung (parallel zur Rohrachse) beibehalten. Dadurch ist gewährleistet, daß die Homogenität des elektrischen Feldes im Bereich der Sensorelektroden und insbesondere im Bereich des Spaltes zwischen den Sensorelektroden durch die Randverzerrungen an den Geberelektroden nicht beeinträchtigt wird.
Fig. 4 zeigt eine abgeänderte Ausführungsform einer Anordnung zur korrelativen Geschwindigkeitsmessung, die zugleich ein Beispiel für den Fall ist, daß einer gemeinsamen Geberelektrode mehr als zwei Sensorelektroden zugeordnet sind.
Das Medium, dessen Strömungsgeschwindigkeit mit Hilfe eines kapazitiven Sensors 70 gemessen werden soll, wird durch ein dielektrisches Rohr 72 gefördert, auf dessen Umfangsfläche zumindest im Bereich des kapazitiven Sensors 70 ein Abschirmmantel 74 angebracht ist, der mit Aussparungen 75 und 76 versehen ist. In der Aussparung 75 ist eine Geberelektrode 78 angeordnet, die an eine Spannungsquelle 80 angeschlossen ist. In der Aussparung 76 sind drei Sensorelektroden 82, 84, 86 in der Meßrichtung (parallel zur Rohrachse) so angeordnet, daß zwischen ihnen schmale Spalte 83 bzw. 85 bestehen. Die Abmessungen der Elektroden und der Aussparungen entsprechen den anhand von Fig. 3 erläuterten Regeln. Die Abmessung der Geberelektrode 78 in der Meßrichtung ist wesentlich größer als die Ausdehnung des von den drei Sensorelektroden 82, 84, 86 eingenommenen Bereiches. Die Aussparungen 75 und 76 sind so bemessen, daß die Spalte zwischen den Elektroden und dem Abschirmmantel sehr schmal sind.
Die Sensorelektroden 82, 84, 86 sind in der gleichen Weise beschaltet wie die Sensorelektroden bei den zuvor beschriebenen Ausführungsbeispielen. So ist die Sensorelektrode 82 mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 88 verbunden, in dessen Rückführungskreis ein Kondensator 89 liegt. Die Sensorelektrode 84 ist mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 90 verbunden, in dessen Rückführungskreis ein Kondensator 91 liegt, und die Sensorelektrode 86 ist mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 92 verbunden, in dessen Rückführungskreis ein Kondensator 93 liegt. Die nichtinvertierenden Eingänge der drei Operationsverstärker 88, 89, 92 sowie der Abschirmmantel 72 liegen auf gleichem Potential, bei dem beschriebenen Beispiel auf Massepotential. Die gegebenenfalls in den Rückführungskreisen der Operationsverstärker parallel zu den Kondensatoren geschalteten Widerstände sind zur Vereinfachung in Fig. 4 nicht dargestellt.
Die beiden Eingänge einer Differenzschaltung 94 sind mit den Ausgängen der Operationsverstärker 88 und 90 so verbunden, daß das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 90 vom Ausgangssignal des Operationsverstärkers 88 abgezogen wird. Die beiden Eingänge einer Differenzschaltung 96 sind mit den Ausgängen der Operationsverstärker 90 und 92 so verbunden, daß das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 92 vom Ausgangssignal des Operationsverstärkers 90 abgezogen wird. Die Ausgangssignale der beiden Differenzschaltungen 94, 96 werden den beiden Eingängen eines Korrelators 98 als die zu korrelierenden Signale S _x bzw. S _y zugeführt. Die gegebenenfalls zwischen die Differenzschaltungen und den Korelator eingefügten Signalverarbeitungsschaltungen sind in Fig. 4 zur Vereinfachung fortgelassen.
Bezeichnet man die Ausgangsspannungen der Operationsverstärker 88, 90, 92 entsprechend der obigen Bezeichnungsweise mit U&sub8;&sub8;, U&sub9;&sub0;, U&sub9;&sub2;, so gelten für die Ausgangssignale der Differenzschaltungen 94, 96 die Beziehungen:
S _x = U&sub8;&sub8; - U&sub9;&sub0;
S _y = U&sub9;&sub0; - U&sub9;&sub2;
Die drei Sensorelektroden von Fig. 4 bilden also zwei Paare, denen die mittlere Sensorelektrode gemeinsam ist. Die auf diese Weise mit drei Sensorelektroden erhaltenen Signale haben für die Korrelation grundsätzlich die gleichen Eigenschaften wie die bei der Anordnung von Fig. 3 mit vier Sensorelektroden erhaltenen Signale, jedoch mit dem Unterschied, daß der für die Laufzeit- bzw. Geschwindigkeitsmessung maßgebliche Abstand D nunmehr der Abstand zwischen den Mitten der Spalte 83 und 85 ist, der wesentlich kleiner als der Abstand D zwischen den Mitten der beiden kapazitiven Sensoren 10&min; und 10&min;&min; bei der Anordnung von Fig. 3 ist. Die Verringerung der Meßstrecke ist für die Signalkorrelation vorteilhaft, weil die bestehenden Übereinstimmungen der Inhomogenitäten des Dielektrikums an den beiden Meßstellen mit zunehmender Laufzeit immer geringer werden. Das mit der Anordnung von Fig. 4 erhaltene Maximum der Kreuzkorrelationsfunktion ist daher wesentlich ausgeprägter als bei der Anordnung von Fig. 3. Darüber hinaus ergibt die Ausführungsform von Fig. 4 den wesentlichen Vorteil eines erheblich geringeren Platzbedarfs in der Meßrichtung. Ferner ist der Elektrodenaufbau einfacher und der Schaltungsaufwand verringert.
Die an Hand von Fig. 4 erläuterte Maßnahme läßt sich auf Sensoranordnungen mit mehr als zwei Sensorelektroden erweitern, indem jeweils Gruppen von drei Sensorelektroden zwei Paare bilden, denen die mittlere Sensorelektrode gemeinsam ist.
Die Verringerung der Ausdehnung der Sensorelektroden in der Meßrichtung, die bei den Anordnungen von Fig. 3 und 4 durch die zusätzliche Anwendung einer nach dem "guard"- Prinzip wirkenden Abschirmelektrode ermöglicht wird, ergibt zwar den Vorteil einer günstigen Beeinflussung des Ortsfrequenzganges des von den Sensorelektroden gebildeten Ortsfrequenzfilters durch Erweiterung des Frequenzbereiches zu höheren Frequenzen hin, gleichzeitig wird aber dadurch auch die Empfindlichkeit verringert, weil das wirksame Meßvolumen (die "Apertur") jeder Sensorelektrode entsprechend kleiner ist. Es ist bekannt, diesen Nachteil dadurch zu beheben, daß jede Sensorelektrode in Teilelektroden unterteilt wird, die elektrisch miteinander verbunden sind, und die Teilelektroden von zwei (oder mehr) Sensorelektroden verschachtelt angeordnet werden. Die für die Empfindlichkeit maßgebliche Apertur jeder Sensorelektrode entspricht dann der Summe der Aperturen der Teilelektroden, während für den Ortsfrequenzgang die Abmessungen der Teilelektroden maßgeblich sind. Dieses Prinzip läßt sich auch bei den hier beschriebenen Sensoranordnungen anwenden, wobei alle Vorteile der virtuell auf gleichem Potential gehaltenen Sensorelektroden sowie der gegebenenfalls auf dem gleichen Potential gehaltenen Abschirmelektrode bestehen bleiben.
Fig. 5 zeigt als Beispiel einen kapazitiven Sensor 100, der an einem dielektrischen Rohr 102 angeordnet und mit unterteilten Sensorelektroden ausgebildet ist. Die Außenfläche des Rohres 102 ist wiederum zumindest in dem vom kapazitiven Sensor 100 eingenommenen Bereich von einem Abschirmmantel 104 umgeben, der mit Aussparungen 105 und 106 versehen ist. In der Aussparung 105 ist eine Geberelektrode 108 angeordnet, die an eine Spannungsquelle 110 angeschlossen ist. In der Aussparung 106 sind zwei Sensorelektroden 112, 114 angeordnet. Die Sensorelektrode 112 ist in vier Teilelektroden 112 a, 112 b, 112 c, 112 d unterteilt, und die Sensorelektrode 114 ist in vier Teilelektroden 114 a, 114 b, 114 c, 114 d unterteilt. Die Teilelektroden sind derart verschachtelt angeordnet, daß in der Meßrichtung (parallel zur Achse des Rohres 102) die Teilelektroden der einen Sensorelektrode mit den Teilelektroden der anderen Sensorelektrode regelmäßig abwechseln. Zwischen den aufeinanderfolgenden Teilelektroden bestehen schmale Spalte 115.
Die vier Teilelektroden 112 a, 112 b, 112 c, 112 d der Sensorelektrode 112 sind elektrisch miteinander verbunden und an den invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 116 angeschlossen, in dessen Rückführungskreis ein Kondensator 117 liegt. In gleicher Weise sind die vier Teilelektroden 114 a, 114 b, 114 c, 114 d der Sensorelektrode 114miteinander verbunden und an den invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 118 angeschlossen, in dessen Rückführungskreis ein Kondensator 119 liegt. Die nichtinvertierenden Eingänge der beiden Operationsverstärker 116, 118 sowie der Abschirmmantel 104 liegen auf gleichem Potential, bei dem dargestellten Beispiel auf Massepotential. Die Ausgänge der Operationsverstärker 116 und 118 sind mit den beiden Eingängen einer Differenzschaltung 120 verbunden.
Die Anordnung von Fig. 5 vereinigt die Vorteile der kapazitiven Sensoren mit in verschachtelte Teilelektroden unterteilten Sensorelektroden mit den Vorteilen der virtuell auf dem gleichen Potential bezüglich der Spannungsquelle gehaltenen Sensorelektroden. Die Unterteilung und Verschachtelung der Sensorelektroden kann natürlich auch bei Sensoranordnungen mit mehr als zwei Sensorelektroden angewendet werden, beispielsweise bei einer Sensoranordnung mit drei Sensorelektroden von der in Fig. 4 gezeigten Art.
Anstatt die Teilelektroden jeder Sensorelektrode, wie bei der Anordnung von Fig. 5, regelmäßig anzuordnen, können sie zur Erzielung eines gewünschten Ortsfrequenzganges auch nach einer vorbestimmten Codierung angeordnet werden. Beispiele hierfür sind in den Fig. 6 und 7 dargestellt.
Der in Fig. 6 dargestellte kapazitive Sensor 130 ist an der Außenseite eines dielektrischen Rohres 132 angebracht, das zumindest im Bereich des kapazitiven Sensors einen Abschirmmantel 134 trägt. In einer Aussparung 135 des Abschirmmantels 134 ist eine Geberelektrode 138 angeordnet, die an eine Spannungsquelle 140 angeschlossen ist.
Der Geberelektrode 138 liegen zwei Sensorelektroden 142 und 144 gegenüber, die jeweils in Teilelektroden unterteilt sind. Die Teilelektroden jeder Sensorelektrode sind nach einer räumlichen Codierung derart angeordnet, daß zwischen bestimmten Teilelektroden Lücken bestehen, die einer fehlenden Teilelektrode entsprechen. So ist bei der Sensorelektrode 142 zwischen den Teilelektroden 142 a und 142 b eine Codelücke 143 a sowie zwischen den Teilelektroden 142 b und 142 c eine weitere Codelücke 143 b vorhanden, während die Teilelektroden 142 c und 142 d unmittelbar aufeinanderfolgen. Die Sensorelektrode 144 ist in identischer Weise ausgebildet; sie enthält also eine Codelücke 145 a zwischen den Teilelektroden 144 a und 144 b und eine weitere Codelücke 145 b zwischen den Teilelektroden 144 b und 144 c.
Ordnet man jeder Teilelektrode den Binärwert "1" und jeder Codelücke den Binärwert "0" zu, so ist offensichtlich jede der beiden Sensorelektroden 142 und 144 von Fig. 6 nach dem Binärcode 101011 codiert.
Der Abschirmmantel 134 weist Aussparungen 136 a, 136 b, 136 c, 136 d und 136 e auf, in denen jeweils die vorhandenen Teilelektroden unter Bildung schmaler Spalte liegen. Dagegen sind die Codelücken durch Abschnitte des Abschirmmantels 134 ausgefüllt. Dadurch ist gewährleistet, daß der "guard"- Effekt auch in den Codelücken besteht und somit jegliche Feldverzerrung im Bereich der Sensorelektroden vermieden wird.
Die Teilelektroden 142 a, 142 b, 142 c, 142 d der Sensorelektrode 142 sind miteinander verbunden und an den invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 146 angeschlossen, dessen Rückführungskreis einen Kondensator 147 enthält. In gleicher Weise sind die Teilelektroden 144 a, 144 b, 144 c, 144 d der Sensorelektrode 144 miteinander verbunden und an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 148 angeschlossen, der im Rückführungskreis einen Kondensator 149 enthält. Die nichtinvertierenden Eingänge der beiden Operationsverstärker 146 und 148 sowie der Abschirmmantel 134 sind an Masse gelegt. Die Ausgänge der Operationsverstärker 146 und 148 sind mit den beiden Eingängen einer Differenzschaltung 150 verbunden.
Bei der Ausführungsform von Fig. 6 kann der kapazitive Sensor, je nach der "Stellenzahl" der gewählten Codierung, eine beträchtliche Länge in der Meßrichtung erreichen. Diese Ausdehnung läßt sich durch teilweise oder vollständige Verschachtelung der Teilelektroden verringern, wenn die gewählte Codierung dies zuläßt. Hierbei ist zu beachten, daß die verschachtelten Teilelektroden einer Sensorelektrode, die ja virtuell auf dem gleichen Potential wie die Abschirmelektrode gehalten werden, für die andere Sensorelektrode Codelücken darstellen. Eine Verschachtelung ist daher nur insoweit möglich, wie die Teilelektroden beider Sensorelektroden jeweils in Codelücken der anderen Sensorelektrode untergebracht werden können.
Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines codierten kapazitiven Sensors entsprechend der Ausführungsform von Fig. 6, jedoch mit teilweise verschachtelten Teilelektroden. Zur Vermeidung von Wiederholungen sind die Bestandteile der Anordnung von Fig. 7 mit Bezugszeichen bezeichnet, die um 100 höher als die Bezugszeichen der entsprechenden Bestandteile in Fig. 6 sind.
Wie zu erkennen ist, liegen die Teilelektroden 242 c und 242 d in Codelücken der Sensorelektrode 244, und die Teilelektroden 244 a und 244 b liegen in Codelücken der Sensorelektrode 242. Die noch verbleibenden Codelücken sind wieder durch Abschnitte des Abschirmmantels 234 ausgefüllt.
Mit der zuvor angegebenen Zuordnung der Binärwerte ergeben sich somit für die beiden Sensorelektroden die folgenden Codierungen:

Sensorelektrode 242: 10100101
Sensorelektrode 244: 11000101

Die erzielte Verkürzung des kapazitiven Sensors ist aus Fig. 7 unmittelbar zu erkennen. Da jede der beiden Codierungen aus acht Codeelementen besteht, würde die getrennte Anordnung der beiden Sensorelektroden entsprechend der Ausführungsform von Fig. 6 eine Länge von sechzehn Teilelektroden einnehmen. Diese Länge ist bei der Ausführungsform von Fig. 7 auf elf Teilelektroden verringert.

Claims

1. Anordnung zur Erfassung räumlicher Inhomogenitäten in einem Dielektrikum, mit wenigstens zwei Sensorelektroden, die einer gemeinsamen Gegenelektrode räumlich so zugeordnet sind, daß jede Sensorelektrode mit der Gegenelektrode einen von dem Dielektrikum erfüllten Kondensator bildet, und mit wenigstens einer an die Sensorelektroden angeschlossenen elektronischen Schaltung zur Erzeugung eines von räumlichen Inhomogenitäten im Dielektrikum abhängigen Ausgangssignals, dadurch gekennzeichnet, daß die Gegenelektrode eine von einer elektrischen Spannungsquelle gespeiste Geberelektrode ist, daß jeweils zwei Sensorelektroden zu einem Paar zusammengefaßt sind und daß an die beiden Sensorelektroden jedes Paares eine elektronische Schaltung angeschlossen ist, die die Sensorelektroden zu jedem Zeitpunkt auf gleichem Potential bezüglich der an die Geberelektrode angelegten Speisespannung hält und ein Ausgangssignal erzeugt, das der Differenz der in den Sensorelektroden des Paares influenzierten Verschiebungsströmen entspricht.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen benachbarten Sensorelektroden ein Spalt besteht, dessen Breite klein gegen die Abmessung der Geberelektrode und gegen den effektiven Abstand zwischen der Geberelektrode und jeder Sensorelektrode ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensorelektroden in Ausschnitten einer Abschirmelektrode angeordnet sind, die bezüglich der Speisespannung auf dem gleichen Potential wie die Sensorelektroden gehalten wird.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen jeder Sensorelektrode und der Abschirmelektrode ein Spalt besteht, dessen Breite klein gegen die Abmessung der Geberelektrode und gegen den effektiven Abstand zwischen der Geberelektrode und jeder Sensorelektrode ist.

5. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwei nebeneinanderliegenden Paaren von Sensorelektroden die mittlere Sensorelektrode gemeinsam ist.

6. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Sensorelektrode in mehrere Teilelektroden unterteilt ist.

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Teilelektroden einer Sensorelektrode Lücken bestehen, in denen Teilelektroden einer anderen Sensorelektrode angeordnet sind.

8. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilelektroden jeder Sensorelektrode unter Einfügung von Lücken gemäß einer einen vorbestimmten Ortsfrequenzgang ergebenden binären Codierung angeordnet sind, bei welcher die Teilelektroden dem einen Binärwert und die Lücken dem anderen Binärwert zugeordnet sind, und daß in jeder Lücke eine Elektrode angeordnet ist, die bezüglich der Spannungsquelle auf dem gleichen Potential wie die Sensorelektroden gehalten ist.

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die in Lücken einer Sensorelektrode angeordneten Elektroden Teilelektroden einer anderen Sensorelektrode sind.

10. Anordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die in Lücken einer Sensorelektrode angeordneten Elektroden Abschnitte einer Abschirmelektrode sind.

11. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jede Sensorelektrode mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers verbunden ist, dessen nichtinvertierender Eingang auf dem Potential liegt, auf dem die Sensorelektroden bezüglich der Spannungsquelle gehalten werden sollen.

12. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die durch Bildung der Differenzen der Ausgangssignale von zwei Paaren von Sensorelektroden erhaltenen Differenzsignale einem Korrelator als die zu korrelierenden Signale zugeführt werden.