DE3403129A1 - Inverterschaltung - Google Patents

Description

Dipl.-lng. UUü l'lügcl, Dipl.-lng. ManlVcd Süi>t,-l';ilJiUiinwiill!, CtSiiiii:istr."8K i>S ,München 81

Für die vorliegende Anmeldung wird die Priorität der südafrikanischen Patentanmeldung 83/0596 vom 28.1.1983 in Anspruch genommen.

Die Erfindung betrifft eine Inverterschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1, insbesondere jedoch die Schaltung von Transistoren in einer solchen Inverterschaltung.

Bei der Schaltung von Transistoren in einem Inverterkreis für das Schalten eines Ausgangs zwischen einer positiven und negativen Versorgung entsteht ein Großteil der Transistor-Verlustleistung während der Abschaltphase eines Transistors und ist ein Ergebnis der Speicherzeit und Abfallzeit eines Transistors.

Bekannte Technologien für den Abbau dieses Effekts sind im allgemeinen umfangreich und basieren darauf, daß die Emitter-Basisstrecke des leitenden Transistors auf eine Sperr-Vorspannung für die Verdrängung gespeicherter Ladung geschaltet wird, wobei die Sperr-Vorspannung den Maximalwert der Hersteller, der in einem Bereich von minus 6 Volt liegt, nicht überschreitet.

In anderem Zusammenhang ist auch bekannt, daß die Emitter-Basisspannung des Transistors einer über die angegebenen maximale Sperrspannung hinausgehenden Spannung ausgesetzt werden kann, in welchem Falle der Avalanche-Effekt eintritt, der mit dem gleichen Phänomen in einer Zenerdiode vergleichbar ist. Ein Funktionsausfall der Diode wird während dieser Erscheinung

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nicht verursacht, vorausgesetzt, daß die abgeleitete Energie begrenzt ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Inverterschaltung zur Verfügung zu stellen, die über eine größere Schaltleistung ihrer Transistoren verfügt.

Diese Aufgabe wird bei einer Inverterschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 erfindungsgemäß durch dessen kennzeichnende Merkmale gelöst.

Eine erfindungsgemäße Inverterschaltung weist Transistoren auf, die so angeschlossen sind, daß ein Ausgang zwischen einer positiven und negativen Versorgung bzw. Zuleitung geschaltet wird, und separate Sättigungsstrom-Transformatoren in dem Ausgang für die Steuerung des Schaltvorgangs jedes Transistors über eine Sekundär-Rückkopplungswicklung in dem Basis-Antriebsstromkreis der jeweiligen Transistoren und ist dadurch gekennzeichnet, daß für jeden Basis-Antriebbstromkreis zwei Sekundär-Rückkopplungswicklungen vorgesehen sind sowie Kondensatoreinrichtungen, die so angeschlossen sind, daß deren Ladung über die Rückkopplungswicklung erfolgt, so daß die Emitter-Basisstrecke der Schalttransistoren in Sperrichtung betrieben wird, wobei eine Rückkopplungswicklung derart angeschlossen ist, daß bei einem Zusammenbruch der Felder dieser Rückkopplungswicklung nach deren Sättigung Strom aus der Wicklung zusammen mit der Entladung des Kondensators gespeicherte Ladung aus dem Transistor verdrängt, nachdem dieser abgeschaltet wurde.

Vorzugsweise ist der Stromkreis so ausgelegt, daß bei einem Zusammenbruch des Feldes der gesättigten Sekundärwicklung die Sperrspannung jeder Emitter-Basis-

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Dipl.-lng. OUo Flügel, Dipl.-Ing. Munrrcd Siigcr, Pulonlanwiilte, Cosimustr. 81, 0-8 München 81

strecke eines Transistors ausreichend dafür ist, daß ein Avalanche-Effekt der Emitter-Basisstrecke bewirkt wird.

Nach einem Merkmal der Erfindung ist eine erste Sekundär-Rückkopplungswicklung jedes Basis-Antriebsstromkreises direkt an die Basis des Schalttransistors in diesem Stromkreis anzuschließen, wobei der Emitter des Transistors über eine Kondensatoreinrichtung an die andere Seite der ersten Wicklung angeschlossen ist, ein Ende der zweiten Sekundär-Rückkopplungwicklung an den Übergang zwischen der ersten Wicklung und der Kondensatoreinrichtung und das andere Ende der Wicklung über eine Diode und einen Serienwiderstand an den Emitter des Schalttransistors angeschlossen ist.

Es ist also dafür gesorgt, daß die beiden Rückkopplungswicklungen in den jeweiligen Basis-Antriebsstromkreisen ebenso wie die beiden Primärwicklungen in dem Ausgang des Inverters zueinander in Phase sind.

Vorzugsweise ist in jedem Basis-Antriebsstromkreis ein Widerstand mit einer Kondensatoreinrichtung parallel geschaltet.

Das bedeutet, daß die beiden Sekundär-Rückkopplungswicklungen jedes Basis-Antriebsstromkreises eng gekoppelt sind und die gleiche Anzahl von Windungen aufweisen. Die zweite Sekundär-Rückkopplungswicklung ist so ausgelegt, daß diese während der Abschaltzeiten eines Schalttransistors in diesem Basis-Antriebsstroinkreis eine Sperr-Vorspannung für diesen Transistor in der ersten Rückkopplungswicklung induziert.

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Die zweite Rückkopplungswicklung leitet Strom durch die Diode und den damit in Serie geschalteten Widerstand und den parallel geschalteten Kondensator und. Widerstand, wobei die resistiven Komponenten in der Strombahn so angeordnet sind, daß die Summe der Spannungsabfälle' über diesen Komponenten gleich einer gewünschten Sperr-Vorspannung für den Schalttransistor ist.

Alternativ dazu ist dafür gesorgt, daß die erste und zweite Rückkopplungswicklung derart anzuschließen sind, daß die Kondensatoreinrichtung während der Anschaltzeiten des Schalttransistors in einem Basis-Antriebsstromkreis entgegengesetzt geladen wird, wobei der Widerstand so .gewählt wird, daß dieser ein gewünschtes resultierendes Sperr-Vorspannungspotential an dem Kondensator erlaubt, so daß das Sperr-Vorspannungspotential umso größer ist, je größer der Ausgangsstrom ist.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Es folgt die Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung im Zusammenhang mit den Zeichnungen.

Es zeigt:

Figur 1 ein Diagramm einer vereinfachten äquivalenten Schaltung zur Darstellung des Grundgedankens vorliegender Erfindung;

Figur 2 bis Figur 5 Diagramme einer Schaltung nach einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, die die Strombahnen während verschiedener Schaltzustände zeigen;

Dipl.-Ing. Otto Flügel, Dipl.-Ing. Miinlrcd Siigcr, Pulcnlanwiilte, Cosimuslr. 81, D-8 München 81

Figur 6 bis Figur 8 graphische Darstellungen des Verhältnisses Spannung und Zeit für die Schaltzustände gemäß den Figuren 2 bis 5;

Figur 9 bis Figur 11 Diagramme einer alternativen Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung ;

Figur 12 ein Diagramm einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung.

In Figur 1 ist eine in etwa äquivalente Schaltung von 1 für einen Sättigungs-Kernstrom-Rückkopplungsozillator gezeigt.

Eine Stromquelle 2 ist derart angeschlossen, daß der Antrieb von Primärwicklungen 2 und 3 von Transformatoren 5 und 6, die mit der Stromquelle in Serie geschaltet sind, in gleicher Phase erfolgt. Jede Primärwicklung weist zwei Sekundärwicklungen auf, die in einem Sekundärstromkreis angeschlossen sind.

Die Primärwicklung 3 weist zwei Sekundärwicklungen 7 und 8 auf, die eng aneinandergekoppelt sind, die gleiche Anzahl von Windungen aufweisen und in Phase gesetzt sind.

Die Sekundärwicklung 7 ist so angeschlossen, daß der Antrieb in gleicher Phase von Kathode zu Anode über eine Diode 9, über einen parallel geschalteten Kondensator 10 und einen Widerstand 11 wieder zurück zur Sekundärwicklung 7 erfolgt.

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Dipl.-Ing. OUo Hügel, Dipl.-Ing. Manfred Siiger, Patentanwälte, Cosimustr. 81, ΰ-8 München 81

Die Sekundärwicklung 8 ist so angeschlossen, daß der Antrieb gegenphasig von Kathode zu Anode über eine mit einem Widerstand 13 in Serie geschaltete Diode 12 und über die parallel geschaltete Kombination aus dem Widerstand 11 und dem Kondensator 12 wieder zurück zur Sekundärwicklung 8 erfolgt.

Die Primärwicklung 4 weist zwei Sekundärwicklungen 14 und 15 auf, die eng aneinandergekoppelt sind, die gleiche Anzahl von Windungen aufweisen, zueinander in Phase gesetzt, jedoch zu den Primärwicklungen gegenphasig sind.

Die Sekundärwicklung 14 ist so angeschlossen, daß der Antrieb gegenphasig von Kathode zu Anode über eine Diode 16 und eine parallel geschalteten Widerstand 17 und einen Kondensator 18 wieder zurück zur Sekundärwicklung 14 erfolgt. Die Sekundärwicklung 15 ist so angeschlossen, daß der Antrieb gleichphasig von Kathode zu Anode über eine Diode 19, einen Serienwiderstand 20 und einen Kondensator 18 und einen Widerstand 17 wieder zurück zur Senkundärwicklung 15 erfolgt.

Die Stromquelle verkörpert den Oszillatorausgang durch die Sättigungs-Rückkopplungs-Transformatoren 5 und 6, die Sekundärwicklungs-Basistromkreise für Transistoren antreiben, deren Basis-Emitter-Übergänge bzw. Anschlüsse durch die Dioden 9 und 16 verkörpert sind.

Während einer Quellenstrombahn in Richtung 21 führt die Sekundärwicklung 7 über die Diode 9 Strom in Richtung 22, so daß der Kondensator 10 mit einem Sperr-Vorspannungspotential für die Diode 9 geladen wird. Dieses Potential ist abhängig von der Größe des Stroms

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Dipl.-Ing. Olio Flügel, Dipl.-liig. Manfred Siigcr, l'alcntunwiille, Cosimustr. 81, D-8 München 81

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und von dem Resistor 11. Es fließt kein Strom durch die Sekundärwicklung 8, da diese Wicklung die Sperr-Vorspannungsdiode 12 ist.

In dem anderen Sekundärstromkreis führt·., die Wicklung

15 Strom durch die Diode 19, den Widerstand 20 und parallel geschalteten Kondensator und Widerstand 18 und 17, und zwar aufgrund der gegenphasigen Sekundärwicklungen 14 und 15.

Die Diode 16 wird durch die Wicklung 14 in Sperrichtung vorgespannt, und es fließt kein Strom durch diese Wicklung. Die maximale Sperr-Vorspanrung an der Diode

16 aus dem Kondensator 18 ist gleich, dem Spannungsabfall über der Wicklung 15, und zwar als Ergebnis der engen Kopplung der Wicklungen. Diese Spannung ist natürlich gleich der Summe der Spannungsabfälle in der Schaltung bzw. dem Stromkreis, der die Diode 19, den Widerstand20 und den Kondensator 18 aufweist.

Die Sperr-Vorspannung der Basis-Emitterdiode während der Abschaltperiode läßt sich entsprechend regeln.

Nach Verstreichen einer Zeitspanne ab Beginn bzw. Einleitung des Stroms 21 wird die Sättigung des Kerns des Transformators bzw. Umspanners 5 eintreten. Die Stromleitung in der Diode 9 wird verebben, was die Abschaltung eines Transistors bedeutet, der diese Diode als Basis-Emitter-Übergang aufweist.

Während dieses Vorgangs bricht das Feld in der zweiten Wicklung 7 zusammen und erzeugt eine Spannung die genügend hoch ist für das Bewirken eines Lawinendurchbruchs der Basis-Emitterdiode 9 und raschen Abschaltens des Transistors, den diese darstellt.

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Dipl.-Ing. Otto Flügel, Dipl.-Ing. Manfred Säger, Patentanwälte, Cosimaslr. 8I, D-8 München 81

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Das Schalten der Transistoren bewirkt eine Sperrung der Quellenstrombahn 21, und es tritt eine analoge Sequenz von Strombahnen für die nun leitende Basis-Emitterdiode 16 und für die Sperr-Vorspannung der Basis-Emitterdiode 9 auf.

Figur 2 zeigt einen Oszillator 25 mit Stromzufuhr von einer positiven Schiene 26 und einer negativen Schiene 27, der einen Glättungskondensator 28 aufweist.

Zwei Transistoren 29 und 30 sind totempfahlförmig angeschlossen und weisen Basis-Antriebsstromkreise auf, die allgemein mit Bezugsziffer 31 gekennzeichnet sind. Die Transistoren schalten den Ausgang auf die Ausgangsantriebsleitung 32, die durch eine Primärwicklung 33 eines Transformators 34 und eine Primärwicklung 35 eines weiteren Transformators 36 geführt ist, und zwar über eine. Induktivität 37, die über die Kondensatoren 38 und 39 jeweils zur negativen und positiven Schiene zurückführt, wobei die Induktivität 37 auf ihrer den Kondensatoren 38 und 39 gegenüberliegenden Seite mit Rufdioden 40 und 41 ausgestattet ist, die die Ausgangsleitung in an sich bekannter Weise an Plus und Minus anschließen.

Die Basis-Antriebsstromkreise 31 sind für jeden Tran^ sistor identisch. Zunächst wird auf den Basis-Antriebsstromkreis für den Transistor 29 bezug genommen. Dieser Stromkreis weist zwei Serien-Sekundärwicklungen 42 und 43 des Transformators36 auf, wobei diese Sekundärwicklungen zueinander gleichphasig, jedoch in bezug auf die Primärwicklung 35 des Transformators36 gegenphasig sind. Die Sekundärwicklung 43 ist direkt an die Basis des Transistors 29 angeschlossen, und der Emitter des

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Uipl.-lng. OUo Flügel, Dipl.-Ing. Manfred Siigur, l'iilcnlanwiilto, Cosinwslr. Bl, D-8 München 81

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des Transistors 29 ist über eine parallel geschaltete Kombination aus einem Widerstand 44 und einem Kondensator 4 5 an die gegenüberliegende Seite der Wicklung 43 angeschlossen. Ein Ende der Wicklung 42 ist an diese gegenüberliegende Seite der Wicklung 43 angeschlossen, und das andere Ende ist über eine Diode 46 und einen Widerstand 47 in Serie, der wiederum an den Emitter des Transistors 29 angeschlossen ist, Anode zu Kathode angeschlossen.

Der Basis-Antriebsstromkreis des Transistors 30 ist in ähnlicher Weise angeschlossen, wobei Sekundärwicklungen 48 und 49 des Transformators.34, ein Widerstand 50 und ein Kondensator 51 und eine Diode 52 und ein Widerstand 53 in bezug auf den Transistor 30 in absolut gleicher Weise angeschlossen sind wie jeweils die Wicklungen 42 und 43, der Widerstand 44, der Kondensator 45, die Diode 46 und der widerstand 47 an den Transistor 29.

Figur 6 zeigt die Strombahn in einer Schaltung, und zwar unter der ursprünglichen Annahme, daß der Transistor 29 leitend ist und daß sich der Glättungskondcnsator 28 au diesem Zeitpunkt entlang der positiven Schiene entlädt. Die Bahn bleibt die gleiche, wenn die Stromversorgung durch die positive Schiene erfolgt, in welchem Fall die rückführende Bahn einfach zum Eingang der negativen Schiene führen wird.

Die Strombahn 60 führt von dem positiven Ende des Glattungskondensators 28 in den Kollektor und aus dem Emitter des Transistors 29, in die Ausgangsleitung 32 und durch die Primärwicklungen 33 und 35 und in die Induktivität 37 und jegliche in Verbindung damit angeschlossene Last. Die Strombahn führt zurück von der Induktivität 37 durch den Kondensator 39 zur negativen

Dipl.-lng. Olto Flügel, Dipl.-Ing. Manfred Siiger, l'alcnliiiiwiiltc, Cosimaslr. 8I, 13-8 München 81

- 13 Schiene und negativen Seite des Kondensators 28.

Der Phasenabgleich der Primär- und Sekundärwicklungen der Transformatoren 35 und 36 ist in den Zeichnungen dargestellt. Eine Strombahn 61 wird in dem Basis-Antriebsstromkreis des Transistors 29 bewirkt, die durch Umwandlung von Strom aus der Primärwicklung 35 induziert wird. Der Phasenabgleich erfolgt derart, daß die Strombahn 61 in die Basis des Transistors 29 führt und bewirkt, daß der Schaltzustand des Transistors "AN" ist und daß der Kondensator 45 aufgeladen wird auf eine Spannung, die hauptsächlich durch den Wert des Resistors 44 bestimmt wird.

Die Diode 46 wird eindeutig in Sperrichtung betrieben, und es fließt kein Strom in dem Schenkel der Diode 46 und des Widerstands 47 des Basis-Antriebsstromkreises für diesen Transistor. Die Wicklung 42 weist darüber jedoch eine Spannung auf, die induziert wird als Ergebnis der Spannung über der Sekundärwicklung 43 dieses Transformators, dessen Spannung einen Wert aufweist, die durch den Bahnwiderstand der Strombahn 61 bestimmt wird, da die Spannung über dieser Wicklung zur Erfüllung der resistiven Bedingungen des Stromkreises ansteigen wird.

In dem Basis-Antriebsstromkreis des Transistors 29 wird eine Strombahn 62 in der Sekundärwicklung 48 induziert, die sich in der Leitungsrichtung der Diode 52 durch den Widerstand 53 und die parallel geschaltete Kombination aus dem Widerstand 50 und dem Kondensator 51 befindet. Der Kondensator 51 wird daher mit Hinblick auf dessen andere Seite auf der Seite der negativen Schiene positiv geladen, und zwar bei einem Wert, der durch den Wert des Widerstands 50 bestimmt

Dipl.-lng. OtIo Flügel, Dipl.-lng. Munl'rcd Stigor, Patentanwälte, Cosimastr. 81, 0-8 München 81

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wird. Der Transistor 29 wird durch die Spannung über dem Kondensator 51 sowie die induzierte Spannung über der Wicklung 49 des Transformators bzw., Umspanners 35, der direkt zur Basis des Transistors 29 führt, in Sperrichtung betrieben. Diese induzierte Spannung über der Wicklung 49 wird hervorgerufen durch die Spannung über der Sekundärwicklung, und zwar ähnlich wie die induzierte Spannung über der Sekundärwicklung 42, die vorstehend mit Bezug auf den Basis-Antriebsstromkreis des Transistors 29 beschrieben wurde.

Die Figuren 6 bis 8 zeigen jeweils für die Stromkreise der Figuren 2 bis 5 graphische Darstellungen der Spannung gegenüber der Zeit für Lastspannung und Strom und Spannung gegenüber Zeit für die Basis-Emitterspannung des Transistors 29 und für die Basis-Emitterspannung des Transistors 30.

Der anfängliche Teil 70 der in Figur 6 gezeigten positiven Lastspannung tritt während dieser Zeit auf. Mit fortwährendem Stromfluß beginnt die Sättung des Wandlers 36, und zwar gemäß den Konstruktionsgrößen. Die spezielle Zeit, die für die Sättigung nötig ist, ist natürlich eine dieser Konstruktionsgrößen und ist selbstverständlich abhängig von dem Laststrom. Ist die Sättigung in ausreichendem Maße fortgeschritten und hat einen Zustand erreicht, in dem der meiste Strom für die Magnetisierung verwendet wird, wobei nur wenig für den Basisantrieb des Transistors 29 übrig gelassen wird, schaltet der Transistor 29 durch den Betrieb bei niedrigen ,Kollektorströmen ab. Während dieses Vorgangs bewirkt das zusammenbrechende Feld an der Wicklung 43 eine weitere Stromentladung, die in einer Sperr-Vorspannungsspitze resultiert, die in Figur 7 durch Besugsziffer 71 gekennzeichnet ist.

Dipl.-Ing. Otto Flügel, Dipl.-Ing. Manfred Säger, Patentanwälte, Cosimaslr. 81, D-8 München 81

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Während dieser Istzeit, in der die Spannungsspitze auftritt, ist der Stromfluß infolge der Speicherzeit und Abfallzeit des Transistors Ql in Figur 7 gezeigt.

Diese spezielle Bahn wird natürlich durch die zusammenbrechenden Felder der Induktivität 37 hervorgerufen, der die Fortsetzung des Stroms bewirkt. Dadurch ist die Dauer der in Figur 7 gezeigten Strombahn extrem kurz; die Größenordnung beträgt angenommen eine Mikrosekunde für eine Schwingungsfrequenz von 20KHz. Während dieser Zeit wird der Strom durch die Transformatoren 36 und 37 geführt, wobei sich 36 im Sättigungszustand befindet. Die Positionen der Strombahnen und Spannungen in dem Basis-Antriebsstromkreis des Transistors 30 ändern sich dadurch nicht, da nämlich die Primärwicklung des Transformators 35 unmer noch gespeisten· Strom erhält.

Wenn jedoch diese kurze Periode vorüber ist, ist der Transistor 29 völlig abgeschaltet, wobei das zusammenbrechende Feld der Induktivität 37 die Leitung eines Stroms entlang einer in Figur 4 gezeigten Bahn fortsetzt.

Die Bahn 73 führt von der Induktivität 37 durch den Kondensator 38 in die positive Schiene und in den Glättungskondensator 28, so daß letzterer geladen wird. Von dort führt die Bahn weiter entlang der negativen Schiene und verzweigt sich, so daß eine Bahn, nämlich der Bahnzweig 74 .durch die Transistorschaltung 30 und ein anderer Bahnzweig 75 durchdie Diode 41 führt.

Die durch die Diode 41 führende Bahn ist die wesentliche Bahn, nämlich jene, die den kleinsten Widerstand aufweist. Die Bahn 74 führt durch den Kondensator ■ 51

Dipl.-lng. Olio Flügel, Dipl.-Ing. Miinlrcd Siigor, Piilenüinwülle, Cosiniuslr. 81, D-8 München 81

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und Widerstand 50, durch die Wicklung 49 und in umgekehrter Leitung durch den Basis-Kollektor-Übergangs-Transistor 30. Von dem Transistor 30 führt die Bahn weiter entlang der Ausgangsleitung und "zurück zu der Induktivität 37.

Während dieser Leitungsperiode ist der Transistor 30 ebenso wie der Transistor 29 in bezug auf die normale Leitung im abgeschalteten Zustand. Diese Leitungsperiode ist in Figur 6 durch die Bezugsziffer 76 gekennzeichnet, und der Bereich unter dieser Stromkurve ist schraffiert dargestellt. Da immer noch Strom durch den Transformator 35 geführt wird, ist dieser ' noch nicht in einer Lage, in der sein Feld kollabieren · kann.

Das Außmaß, in welchem der Stromzweig 74 die Spannungsumwandlung in dem Transformator 36 beeinträchtigen kann, ist nicht ausreichend dafür, daß der Transistor 30 anschaltet. Dies ergibt sich aus einer stehenden Spannung an dem Kondensator 45, die zu überwinden ist, und unter diesen Umständen läßt sich zeigen, daß die Spannung über der Wicklung 43 wesentlich kleiner ist als die stehende Sperr-Vorspannung über dem Kondensator 45.

Wenn das Feld in der Induktivität 37 zusammengebrochen ist, kann auch das Feld in dem Transformator 35 zusammenbrechen, weil kein Strom mehr durch den Transformator geführt wird. Die Strombahnen, die sich dabei ergeben, sind in Figur 5 gezeigt. Die Bahn des kollag · biercnden Stroms in Figur 5 ist als Bahn 77 gezeigt, und das zusammenbrechende Feld des Transformators 35 bewirkt selbstverständlich, daß der Transistor 30 anschaltet und die Leitung von dem Glattungskondensator

Dipl.-Ing. Olio flügel, üipl.-lng. ManlVed Säger, Patentanwälte, Cosimaslr. 81, D-8 München 81

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entlang der Bahn 77 durch den Kondensator 38, die Induktivität 37 und jegliche damit verbundene Last, durch die Primärwicklung des Transformators 36, die Primärwicklung des Transformators 35, durch den Transistor 30 durch den Glattungskondensator.

Der Basis-Antriebsstrom 78 des Transistors 30 ist in der Position hier exakt analog zu jener mit bezug auf 29 und Figur 2 beschriebenen Position gezeigt. Dadurch hat der Kondensator 51 eine stehende Vorspannung an sich, und in der Sekundärwicklung 48 wird eine Spannung induziert in Abhängigkeit von dem spezifischen Widerstand des Stromkreises der Strombahn 78. Die Position hält an bis zur Sättigung des Transformators 35, wenn der Basis-Antriebsstrom zu dem Transistor 30 infolge des abnehmenden Magnetisierungsstroms für den Transformator verarmt. Wenn dies auftritt, entsteht eine scharfe Sperr-Vorspannungsspitze, die durch Bezugsziffer 79 in Figur 8 gekennzeichnet ist und in exakt analoger Form zur Spannungsspitze von Figur 7 auftritt.

Vorzugsweise ist die Spannung, welche die Transistoren nach Abschalten in Sperrichtung vorspannt, ausreichend hoch bemessen, so daß ein Durchbruch des Basis-Emitter-Übergangs des Transistors bewirkt wird.

Der in den Figuren 9, 10 und 11 gezeigte Stromkreis ist im Prinzip identisch mit jenem der Figuren 2 bis 5, lediglich mit der Ausnahme, daß die Last in dem erstgenannten Stromkreis ohmisch ist, nämlich als ein Widerstand 80, und daß kein Glattungskondensator vorgesehen ist. Die Strombahn speist durch die Stromzuleitung, die durch eine positive Zuleitung dargestellt ist, in die Schiene 26 und die negative Zuleitung zur

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negativen Schiene 27 mit einem Null-Volt-Ausgang von dem Oszillator. Die Bezugskomponentai sind ansonsten dieselben wie bei der Ausführungsform gemäß den Figuren 2 bis 5. Da die Last ohmisch ist, sind selbstverständlich keine Rufdioden vorhanden.

Bezugnehmend auf Figur 9 und■ausgehend davon, daß der Transistor 29 angeschaltet ist, führt eine Strombahn 81 entlang der positiven Schiene von der positiven Zuleitung durch 29 und entlang der Ausgangsleitung 32 und der Last zurück zur Stromzuleitung. In diesem Fall fließt eine Strombahn 82 in der Basis-Antriebs-Sekundärwicklung 43, und die Position ist im wesentlichen die gleiche wie in bezug auf Figur 2.

Nach Sättigung des Transformators 36 wird eine Strombahn 83 (Figur 10) während der Speicher- und Abfallzeit des Transistors 29 bewirkt, und sobald diese verstrichen ist, ist in der Ausgangsleitung kein weiterer Strom mehr vorhanden, was einen Zusammenbruch der Stromtransformatorenfelder bewirkt. Der Transistor 30 wird angeschaltet durch den Stromspannungsstoß von der Wicklung 49, und zwar in Folge auf die Sperr-Vorspannungsspitze des Abschaltens von 29 (Figur 11). Die Strombahn 84 fließt von der negativen Schiene zur Ausgangsleitung, durch den Transistor 30 zur negativen Schiene, Die Basis-Antriebsstrombahn 85 fließt durch die Wicklung 49, so daß der Kondensator 51 geladen wird. Gleichzeitig wird 29 zuverlässig abgeschaltet durch die negativen Sperr-Vorspannungen der Wicklung 43 und des Kondensators 45. Der Vorgang ist selbstverständlich derselbe, wenn 30 bei Sättigung des Transformators 35 abschaltet und 29 anschaltet.

Dipl.-lng. Olio Flügel, Dipl.-lng. Manfred Säger, l'alenlanwälle, Cosimaslr. 81, D-8 München 81

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In dem Stromlaufplan von Figur 12 wird ein allgemein bei 101 angegebener Oszillator durch einen positiven Eingang 102 und einen negativen Eingang 103 gespeist und weist seinen Ausgang entlang einer Ausgangs-Antriebsleitung 104 auf.

Die Ausgangs-Antriebsleitung 104 führt in eine Serien-Resonanz-Schaltung, die eine Induktivität 105 und einen Kondensator 106 aufweist, wobei parallel zu dem Kondensator 106 eine Gasentladungslampenlast 107 vorgesehen ist. Die zurückführende Bahn für den Ausgangsantrieb führt durch einen Kondensator 108 zurück zur positiven Schiene und durch einen Kondensator 109 zur negativen Schiene.

Der Oszillator 101 weist zwischen der positiven und der Ausgangsantriebsleitung einen Transistor 110 auf, der Kollektor zu Emittor angeschlossen ist, und einen weiteren Transistor 111, der in Totempfahlanordnung angeschlossen ist, nämlich mit dem Kollektor an die Ausgangsantriebsleitung und dem Emitter an die negative Leitung. Ein Kondensator für die Glättung ist über beiden Transistoren angeordnet.

Zwei Stromtransformatoren 113 und 114 sind in der Ausgangsantriebsleitung angeordnet und in Phase gesetzt. Jeder Transformator weist zwei Sekundärwicklungen auf, wobei die Primärwicklung 113 des ersten Transformators Sekundärwicklungen 115 und 116 und der zweite Transformator mit der Primärwicklung 114 Sekundärwicklungen 117 und 118 aufweist.

Dipl.-Ing. OUo Flügel, Dipl.-ing. Manfred Säger, Patentanwälte, Cosimastr. 81, D-8 München 81

Die Sekundärwicklung 115 des Transistors 110 speist in dessen Basis in Serie mit der Sekundärwicklung 117 des zweiten Transformators, und der Übergang zwischen diesen beiden Sekundärwicklungen ist durch einen Kondensator 119 an den Emitter des Transistors 110 angeschlossen. Die gegenüberliegende Seite der Sekundärwicklung 117 ist an die Kathode einer Diode 120 angeschlossen, und zwar in Serie mit einem Widerstand 121, der wiederum an den Emitter des Transistors 110 angeschlossen ist. Die Wicklungen 117 und 115 sind mit ihrer zugehörigen Primärwicklung in Phase gesetzt, wie das anhand der üblichen Punkte angedeutet ist.

Der Transistor 111 ist mit einem Phasenantriebsstromkreis ausgestattet, der im wesentlichen jenem entspricht, der in Zusammenhang mit dem Transistor 110 beschrieben wurde.

Die Sekundärwicklung 116 ist in Serie mit der Basis des Transistors 111 und in Serie mit der Sekundärwicklung 118 angeordnet.

Der Übergang zwischen diesen beiden Sekundärwicklungen ist durch einen Kondensator 122 an die negative Schiene angeschlossen, so daß eine direkte Verbindung mit dem Emitter des Transistors 111 hergestellt wird. Die andere Seite der Sekundärwicklung 118 ist in ähnlicher Weise an die Kathode einer Diode 123 angeschlossen, und zwar in Serie mit einem Widerstand 124, der ebenfalls an die negative Schiene angeschlossen ist.

Der Phasenabgleich dieser zuletzt genannten beiden Sekundärwicklungen 116 und 118 erfolgt jedoch entgegengesetzt zu jenem der zugehörigen Primärwicklungen und der Sekundärwicklungen des Transistors 110.

Oipl.-Ing. OUü Flügel, Dipl.-Ing. Manfred Säger, l'alenlaiiwülte, Cosimaslr. 8I, D-8 München 8I

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Die Sekundärwicklungen 115 und 116, die unmittelbar in Serie mit den Basen ihrer jeweiligen Transistoren angeordnet sind, sind so ausgelegt, daß sie bei einem vorher festgelegten Laststrom durch ihre Primärwicklung 113 in den Sättigungszustand übergehen. Wenn jede dieser Sekundärwicklungen in den Sättigungszustand übergeht, so steht kein Basis-Ansteuerungsstrom für deren jeweilige Transistoren zur Verfügung, und sie werden abgeschaltet durch einen Vorgang der Verarmung der Basis. Das Prinzip einer solchen Sättigung des Basis-Ansteuerungsstrom zu einem Transistor zur Bewirkung einer Transistorschaltung in einem Oszillator ist an sich bekannt.

Eine Vielzahl von verschiedenen Vorspannungs-Stromkreisen kann entweder für einen der Transistoren oder für beide vorgesehen werden, um den Oszillator in Gang zu setzen. Der Stromkreise ist ohne jegliche solche Sperrschaltung gezeigt.

Bei Betrieb ist zunächst die Position in Erwägung zu ziehen, in welcher der Transistor 110 leitend ist, und es wird ersichtlich, daß bei einem Phasenabgleich der Wicklung 115 in der gezeigten Form die Basisseite der Wicklung 115 positiv ist und eine Schleife gebildet wird, die in Richtung von der Wicklung 115 durch den Transistor 110 und Kondensator 119 leitet.

Dadurch wird der Transistor 119 so geladen, daß seine Basis in bezug auf sein anderes Ende endnegativ wird. Dies sorgt für eine negative Vorspannung an dem Kondensator 119 für das Abschalten des Transistors 110.

Dipl.-Iiiy. ültu l'liigcl, Dipl.-Ing. Manfred Säger, l'uiuMunwülUs, Cosiniaslr, 81, ü-8 München 81

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Gleichzeitig jedoch befindet sich auch die Sekundärwicklung 117 in Phase und ist leitend, und es wird eine Stromschleife von der Wicklung 117 durch den Kondensator 119 und Widerstand 121 und die Diode 120 bewirkt.

Diese beiden Stromschleifen laden den Kondensator 119 eindeutig in entgegengesetzten Richtungen. Die Schlußladung oder das Potential über dem Kondesator 119 ist selbstverständlich die resultierende Differenz zwischen den beiden Stromschleifen. In der gezeigten Ausführungsform wird eine Differenz von Null durch den Widerstand 121 verhindert. Die Spannung über 117 ist gleich der Summe der Spannungsabfälle über dem Kondensator 119, dem Widerstand 121 und der Diode 120.

Aus dieser Gleichung ist ersichtlich, daß die Spannung über der Sekundärwicklung 117 umso größer wird, je größer die Spannung über dem Widerstand 121 ist. Daraus folgt, daß mit der Variation des Werts des Widerstands 121 die Spannung über der Wicklung 117 variiert werden kann und damit auch die Sättigungsgeschwindigkeit der Wicklung 117, die von dem Verhältnis der Windungen pro Volt abhängig ist, erhöht oder verringert werden kann.

Je früher die Wicklung 117 in den Sättigungszustand übergeht, desto mehr Zeit bleibt der Wicklung 115 für die Ladung des Kondensators 119 auf eine höhere negative Vorspannung zum Abschalten des Transistors 110, da die Wicklung 117 im Sättigungszustand keine entgegengesetzte Ladung für den Kondensator zur Verfügung stellt.

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Während der Laststrom durch die Primärwicklung der Stromtransformatoren dadurch größer wird, wird auch der Ansteuerungsstrom zu dem Transistor 110 größer. Dies bewirkt gleichzeitig, daß die Sättigung der Wicklung 117 früher eintritt und daß diese für den Rest des halben Zyklus nach einer solchen Sättigung den Kondensator 119 nicht lädt. Daraus folgt, daß die Sperr-Vorspannung über dem Kondensator 119 für das Abschalten des Transistors 110 umso größer wird, je stärker der Qszillator durch seinen Ausgang steuert. Je stärker der Oszillator steuert, desto größer ist die Speicherladung in dem Transistor 110, die für ein anschließendes schnelles Abschalten beseitigt werden muß. Dadurch sorgt diese Schaltung für eine lastabhängige Abschaltcharakteristik, die das Abschaltpotential bei steigenden Bedarf erhöht.

Die Abschaltung des Transistors 110 erfolgt schließlich, wenn die Wicklung 115 in den Sättigungszustand übergeht, und zwar zu einer Zeit, die in den Kern des Stromtransformators 113 hineinberechnet ist. Bei Sättigung der Wicklung 115 wird dem Transistor der Basisstrom entzogen und schaltet ab. Dadurch, daß der Stromfluß verebbt, wird der Zusammenbruch des Feldes der Wicklung 115 bewirkt, was wiederum einen entgegengesetzt gerichteten Ladungsstoß bewirkt, nämlich in einer Richtung, die von der Transistorbasis weg in den Kondensator 119 führt, das heißt in einer Richtung, in der dieser bei der raschen Abschaltung des Transistors 110 mitwirkt.

Wenn das Feld der zweiten Wicklung 115 zusammenbricht, erfolgt durch den Stoß, der dadurch bewirkt wird, eine Inbetriebnahme der anderen Sekundärwicklung 116 unmittelbar in Serie der Basis des Transistors 111, und da

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diese gegenphasig ist, liefert dieser Spannungsstoß Basisstrom für den Transistor 111, der zu leiten beginnt. Der Leitungsprozess bei dem Transistor 111 ist exakt analog zu jenem, der im Zusammenhang mit dem Transistor 110 beschrieben wurde. Mit anderen Worten, es wird eine Leitungsschleife bewirkt, wobei die Stromschleife der Wicklung 116 durch den Transistor 111 führt, so daß der Kondensator 122 für die Abschaltung des Transistors 111 in Sperrichtung betrieben wird. Die andere Sekundärwicklung 118 leitet von sich aus durch ihren Kondensator 122 und Widerstand 124 und die Diode 123. Diese Leitungsschleife ist selbstverständlich der Leitungsschleife für die Sekundärwicklung 116 entgegengesetzt, und die Differenz zwischen den zwei Ladungen ist wieder abhängig von der Wahl des Widerstands 122, wie auch die Differenz der Ladung an dem Kondensator 119 von der Wahl des Widerstands 121 abhängig war.

Es ist offensichtlich, daß mit der Sättigung der Sekundärwicklung 116, die der Sättigung von 118 folgt, die Sekundärwicklung 115 des Transistors 110 aktiviert wird und daß dieser Prozeß regenerativ ist.

Eine Abwandlung dieser Ausführungsform ist möglich, wenn die Sekundärwicklung 118 gegenphasig angeordnet wird, das heißt ihr Kennzeichnungspunkt an die Stelle gesetzt wird, die in der Zeichnung mit einem Kreuz angegeben ist.

In diesem Falle, in dem der Transistors 110 leitend ist und die Sekundärwicklung 115 in ihre Basis führt, leitet die Wicklung 116 des Transistors 111, die ja gegenphasig angeordnet ist, überhaupt keinen Strom. Dagegen ist die Sekundärwicklung 118 tatsächlich lei-

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tend, und zwar in einer Richtung von 118 durch den Kondensator 122 und Widerstand 124 und die Diode 123. Diese Stromrichtung erlaubt, daß das Basisende des Kondensators 122 positiv läuft. Wenn die Umschaltung von dem Transistor 110 nach Sättigung der Sekundärwicklung 114 eintritt, so ist dadurch eine positive Vorspannung an dem Basisende des Kondensators 122 vorhanden, was zusätzlich zu einem raschen Anschalten des Transistors 111 beiträgt. Wenn der Transistor 111 einmal leitend ist, dann wird eine Ladung an dem Kondensator 122 plaziert, die das Basisende des Kondensators 122 negativ macht, und dadurch wird ein Betrieb in
Sperrichtung für das rechtzeitige Abschalten des Transistors 111 geschaffen. Die restliche Funktion der Basisantriebsschaltung des Transistors 111 ist selbstverständlich der gleichewie bei dem Transistor 110.

Aus der erfindungsgemaßen Schaltung ergeben sich zahlreiche Vorteile, so zum Beispiel rasches Abschalten durch die Verwendung eines Ladungsstoßes in der Induktivität sowie eine Vorspannung über dem Kondensator. Ein weiterer Vorteil ist der, daß die Abschaltung lastabhängig ist und abhängig nur von der Last in einem bestimmten Halbzyklus , so daß unregelmäßige Wellenformen die andere Halbzyklus-Vorspannung nicht beeinflussen. Da ferner die Abschaltphase mit dem zunehmenden Laststrom schneller eintritt ebenso wie die Sättigung mit zunehmendem Laststrom schneller eintritt, erhöht sich auch die Oszillatorfrequenz mit zunehmendem Laststrom. Das zuletzt genannte Merkmal eine erfolgreiche Verwendung des Systems für den Antrieb einer Serien-Resonanz-Schaltung mit einer Lampenröhrenlast parallel zu einem reaktiven Element derselben, da diese Art von

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Last eine veränderliche Spannung erfordert, die in Übereinstimmung mit den Betriebsbedingungen der Last auftreten muß. Bei der Serien-Resonanz-Schaltung erfordert eine solche Last Prequenzabhängigkeit. Ein zusätzlicher Vorteil ist der, daß bei der raschen Abschaltung der Transistoren in diesen nur eine geringe Verlustleistung vorhanden ist und daß Transistoren mit einer Kapazität verwendet werden können, die wesentlich geringer ist als bei herkömmlichen Schaltzeiten.

Vorzugszweise ist das Sperr-Vorspannungspotential über den Kondensatoren 119 und 122 ausreichend hoch dafür bemessen, daß nach dem Abschalten ein Lawinendurchbruch der Emitter-Basisstrecke .der - jeweiligen Transistoren bewirkt wird.

Kurz zusammengefaßt betrifft die Erfindung eine Inverterschaltung mit Sättigungs-Transformator-Stromrückkopplung, mit separaten Rückkopplungstransformatoren in dem Ausgang, wobei zwei Sekundärrückkopplungswicklungen in jedem Basis-Antriebsstromkreis eines Schalttransistors und ein Kondensator vorgesehen sind, der so angeschlossen ist, daß dessen Ladung für den Sperrbetrieb des Schalttransistors von den Sekundärwicklungen erfolgt, und wobei eine Sekundärwicklung so angeschlossen ist, daß diese sich zusammen mit dem Kondensator entlädt, wenn das Feld dieser Wicklung nach Sättigung zusammenbricht, so daß gespeicherte Ladung aus dem Schalttransistor verdrängt wird.

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Claims (7)

1. Dipl.-Ing. OUo Flügel, Dipl.-Ing. Manfred Siigcf, i'alcnianwiiUi, Coiimastt 81; B-fr München 81

   CONTROL LOGIC (PROPRIETARY) LIMITED

   510 Umbilo Road

   Durban

   Natal Province

   Republic of South Africa 12.393 sä/wa

   INVERTERSCHALTUNG

   Patentansprüche

   Inverterschaltung mit Transistoren, die so angeschlossen sind, daß ein Ausgang zwischen einer positiven und negativen Zuleitung geschaltet wird, und mit gesonderten Sättigungsstrom-Transformatoren in dem Ausgang für die Steuerung des Schaltvorgangs jedes Transistors durch Sekundär-Rückkopplungswicklungen in dem Basis-Antriebsstromkreis der jeweiligen Transistoren, dadurch gekennzeichnet, daß für jeden Basis-Antriebsstromkreis zwei so angeschlossene Sekundär-Rückkopplungswicklungen und Kondensatoreinrichtungen vorgesehen sind, daß deren Ladung für den Betrieb der Emitter-Basisstrecke in Sperrichtung durch die Rückkopplungswicklungen erfolgt, wobei eine Rückkopplungswicklung so angeschlossen ist, daß bei Zusammenbruch des Feldes in dieser in Sättigung befindlichen Rückkopplungswicklung Strom von der Rückkopplungswicklung zusammen mit dem Entladestrom aus dem Kondensator beim Abschalten des Transistors dessen gespeicherte Ladung verdrängt.
2. 2. Inverterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromkreis derart ausgelegt ist, daß bei Zusammenbruch des Feldes der gesättigten Sekundärwicklung eine Sperr-Vorspannung

   Dipl.-lng. Otto FIUi(Cl, Dipl.-Ing. Munfrcd Siii/jsT, Vjilcnitmiwilltft, CoSimnstr.Ylj £>-£ München 81

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   jeder Emitter-Basisstrecke eines Transistors bewirkt wird, die genügend hoch ist für das Bewirken eines Avalanche-Effekts dieser Emitter-Basisstrecke.
3. 3. Inverterschaltung nach Anspruch 1 oder 2, d a durch gekennzeichnet, daß eine erste Sekundär-Rückkopplungswicklung eines jeden Basis-Antriebsstromkreises in diesem Stromkreis direkt an die Basis des Schalttransistors angeschlossen ist, wobei der Transistor durch eine Kondensatoreinrichtung an die andere Seite der ersten Wicklung angeschlossen ist und wobei ein Ende der zweiten Sekundär-Rückkopplungswicklung an den Übergang zwischen der ersten Wicklung und der Kondensatoreinrichtung und das andere Ende der Sekundärwicklung durch eine Diode und einen Serienwiderstand an den Emitter des Schalttransistors angeschlossen ist.
4. 4. Inverterschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zwei Rückkopplungswicklungen in einem betreffenden Basis-Antriebsstromkreis ebenso wie die Primärwicklungen in dem Ausgang des Inverters zueinander in Phase sind.
5. 5ο Inverterschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand mit der Kondensatoreinrichtung in jedem Basis-Antriebsstromkreis parallel geschaltet ist.
6. 6. Inverterschaltung nach Anspruch 5, dadurch geke η η zeichnet, daß die beiden Sekundär-Rückkopplungswicklungen jedes Basis-Antriebsstromkreises eng gekoppelt sind und die gleiche Anzahl von Windungen aufweisen, daß die zweite Sekundär-Rückkopplungswicklung so ausgelegt ist, daß während der Ab-

   Dipl.-Ing. Otto I'lüiful, Dipl.-lng. Manfred SäiiiTr.'liiilcnliuwüll«, CJt£>iniitsQ*. 8£, ?>8jvii'inchcn 81

   schaltzeiten eines Schalttransistors in dessen Basis-Antriebsstromkreis eine Sperr-Vorspannung für diesen Transistor in der ersten Rückkopplungswicklung induziert wird, daß die zweite Rückkopplungswicklung Strom durch die Diode und den Widerstand in Serie damit und durch den parallelen Kondensator und Widerstand leitet, wobei die ohmschen Komponenten in der Strombahn so vorgesehen sind, daß die Summe der Spannungsabfälle über diesen gleich einer gewünschten Sperr-Vorspannung für den Schalttransistor ist.
7. 7. Inverterschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und zweite Sekundär-Rückkopplungswicklung so angeschlossen sind, daß eine gegensätzliche Ladung der Kondensatoreinrichtung während der Anschaltzeiten des Schalttransistors in einem Basis-Antriebsstromkreis erfolgt, wobei der Widerstand so gewählt wird, daß dieser ein gewünschtes resultierendes Sperr-Vorspannungspotential an dem Kondensator erlaubt, so daß das Sperr-Vorspannungspotential umso größer wird, je größer der Ausgangsstrom ist.