DE2555168A1 - Schaltungsanordnung zur verringerung der abschaltverlustleistung und zur einschaltebeschleunigung eines schalttransistors - Google Patents

Schaltungsanordnung zur verringerung der abschaltverlustleistung und zur einschaltebeschleunigung eines schalttransistors

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Description

O [Γ C C i £? Θ KARL-HEINZ SCHAUMBIJRG
PATENTANWALT
Firma «<>oo μ ün v u κ χ m>
Nixdorf Computer AG tki-bfon o«o-»si»to
4790 Paderborn TBIiBX a2a010™™l
Fürstenweg
1N5 2675 D
8.Dezember 1975
Schaltungsanordnung zur Verringerung der Abschaltverlustleistung und zur Einschaltebeschleunigung eines Schalttransistors
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Verringerung der Abschaltverlustleistung eines Schalttransistors mit hoher Sperrspannung durch mit Übergang in den Sperrzustand erfolgende Verzögerung der Basisstromänderung auf einen Sperrstromwert und durch daran anschließenden kurzzeitigen Durchbruchsbetrieb der Basis-Emitterstrecke sowie zur Einschaltebeschleunigung durch Überhöhung des Basisstroms zum Eins ehalt zeit punkt.
Wird ein Schalttransistor mit hoher Sperrspannung, beispielsweise ein dreifach diffundierter Transistor, zum übergang vom leitenden in den Sperrzustand zu starken Basisstromwerten in Sperrichtung gesteuert, so werden vorhandene Ladungsträger aus dem Bereich der Basis-Eraitterstrecke abgeführt, was auch als Räumung bezeichnet wird. Wird diese Räumung schnell mit starkem Basisstrom durchgeführt, so bleibt infolge des unsymmetrischen Aufbaus von Sehalttransistoren nach kurzer Räumzeit der Basis-Emitter-Strecke die Kollektor-Basisstrecke noch leitend, weil hier durch die beschleunigte Räumung der Basis-Emitterstrecke eine Verzögerung der Abführung von Ladungsträgern verursacht wird.
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Mit einer langsamen Räumung der Kollektor-Basisstrecke ist aber eine lange Abschaltzeit des Kollektorstroms verbunden, wodurch eine erhöhte Abschaltverlustleistung des Transistors verursacht wird. Es ist nun möglich, diese AbsehaltVerlustleistung zu verringern, indem die Räumung der Kollektor-Basisstrecke durch eine Verzögerung der Basisstromänderung zum Sperrzeitpunkt auf den Sperrstromwert beschleunigt wird. Wenn darüber hinaus die Basis-Emitterstrecke nach Erreichen des Sperrstromwertes für eine gewisse Zeit noch im Durchbruch betrieben wird, so kann die Räumzeit der Kollektor-Basisstrecke weiter verkürzt werden, da hierbei noch vorhandene Restladungen über die leitende Basis-Emitterstrecke abgeführt werden. Durch beide Maßnahmen ist eine wesentliche Verringerung der Abschaltverlustleistung des Transistors möglich.
Andererseits ist jedoch auch eine beschleunigte Einschaltung des Transistors gewünscht, insbesondere auch bei im Steuerstromkreis vorhandenen Induktivitäten. Um nun auch die Einschaltung des Transistors zu beschleunigen, kann zum Einschaltzeitpunkt der Basisstrom überhöht werden, wodurch die Anstiegsverzögerung verringert wird.
Schaltungsanordnungen, die die vorstehend aufgezeigten Forderungen erfüllen können, sind sehr aufwendig und kompliziert aufgebaut, denn sie arbeiten nach dem Prinzip der Basissteuerung mit mehreren Steuerspannungen ohne gemeinsames Bezugspotential, die insbesondere bei Anwendung in der Stromversorgung von Datenverarbeitungsgeräten wiederum entsprechend potentialfreie Überwachungsschaltungen erfordern.
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung anzugeben, mit der es unter geringstmöglichem Aufwand möglich ist, ohne besondere Maßnahmen zur potentialfreien Ansteue-
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rung die Abschaltverlustleistung eines Schalttransistors zu verringern und seine Einschaltung zu beschleunigen, so daß dadurch eine wesentliche Erhöhung des Wirkungsgrades möglich ist.
Eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art ist zur Lösung dieser Aufgabe erfindungsgemäß derart ausgebildet, daß der Basis-Emitterstrom des Schalttransistors über eine Drosselspule geführt ist, die in Mitkopplungsschaltung ferner von dem zu schaltenden Strom durchflossen ist.
Durch die Erfindung ist es möglich, mit nur einem einzigen zusätzlichen Schaltelement, nämlich mit der in Mitkopplungsschaltung betriebenen Drosselspule, die vorstehend aufgezeigten Forderungen der Einschaltebeschleunigung und der Verringerung der Abschaltverlustleistung zu erfüllen. Eine Drosselspule, die im Basis-Emitterstromkreis eines Transistors in Mitkopplungsschaltung betrieben wird, verbindet die Basis des Transistors mit Bezugspotential, und der Emitter des Transistors ist an eine Anzapfung dieser Drossel geführt. Dadurch kann bei Einschaltung des Transistors der Emitterstrom über eine Teilwicklung der Drossel fließen, so daß sich der Emitterstromanstieg durch die Mitkopplungswirkung über die Drossel auf den Basisstromkreis überträgt und den dort durch induktive Einflüsse verzögerten Basisstromanstieg versteuert. Gleichzeitig wird aber die Drossel durch den sie durchfließenden Emitterstrom magnetisiert, so daß die durch die Drossel bewirkte Versteilerung des Basisstromanstieges bei Erreichen des Magnetisierungsstrom-Endwertes oder der magnetischen Sättigung beendet wird und nur noch der durch die Ansteuerung des Transistors bedingte Basisstrom fließt. Zum Ausschaltezeitpunkt wird der Basis des Schalttransistors eine Sperrspannung zugeführt, wodurch ein Abfall des Basisstroms auf einen Sperrstromwert erfolgt. Dieser Abfall wird nun durch die Induktivität der im Basis-Emit t erst romkre is liegenden Teilwicklung der Drosselspule
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verzögert. Wird, danach der Sperrstromendwert erreicht und beginnt dadurch eine Änderung des zu schaltenden Stroms, so ist in der Drosselspule eine magnetische Energie gespeichert, die nach der mit dem Basisstromabfall erfolgten verzögerten Räumung der Basis-Emitterstrecke über diese ausgeglichen wird, da durch die Änderung des zu schaltenden Stroms eine entsprechend gerichtete Spannung in der Drosselspule induziert wird. Dadurch erfolgt nach der Räumung der Basis-Emitterstrecke noch ein kurzzeitiger Durchbruchsbetrieb des Schalttransistors. Auf diese Weise sind mit einem einzigen zusätzlichen Schaltelement alle vorstehend aufgezeigten Forderungen erfüllt. Durch geeignete Dimensionierung der Drosselspule können die vorgegebenen Stromwerte für bestimmte Transistortypen leicht verwirklicht werden. Hierzu ist es einerseits möglich, das Windungsverhältnis der beiden Teilwicklungen der Drosselspule entsprechend festzulegen, andererseits kann die Induktivität der Drosselspule leicht entsprechend einer vorgegebenen Verzögerung des Basisstromabfalls bemessen werden.
Vorteilhaft ist der Basis des Schalttransistors ein Parallel-RC-Glied vorgeschaltet. Hierdurch ist es möglich, mit dem ohmschen Widerstand diesös RC-Gliedes eine Basisstrombe— grenzung zu bewirken, andererseits kann mit dem Kondensator des RC-Gliedes die Basis-Emitter-Sperrspannung im Ausschaltzustand des Transistors erhöht werden. Schließlich kann mit dem RC-Glied auch der zeitliche Verlauf des Basisstromabfalls und der Übertragung der magnetischen Energie der Drosselspule während der Sperrphase des Transistors beeinflußt werden.
Der Basis des Schalttransistors kann aber auch eine Parallelschaltung eines Kondensators mit einer Diode oder einer Spannungsquelle vorgeschaltet sein. Dadurch wird der Vorteil erzielt, daß auch bei großen Schwankungen des Basis-
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.f.
Stroms an der Basis des Sehalttransistors eine praktisch konstante Spannung herrscht.
Ferner ist es möglich, der Drosselspule einen Dämpfungswiderstand parallel zu schalten. Dieser Dämpfungswiderstand verhindert zuverlässig eventuelle Sehwingungsvorgänge beim Ein- und Ausschalten der Anordnung, die durch die Mitkopplungswirkung oder durch Eigenresonanz der Drosselspule erzeugt werden könnten.
Bei Anwendung der Erfindung auf die Schalttransistoren eines Gegentaktwandlers treten relativ lange Überlappungszeiten auf, denn bei wechselweiser Einschaltung der Schalttransistoren wird der jeweilige Transistor bereits eingeschaltet, wenn sich der andere Transistor noch im Zustand des verzögerten Basisstromabfalls befindet, d.h. seine Kollektor-Basisstrecke gerade geräumt wird. Der jeweilige Schalt— transistor wird also erst nach Beendigung der Basisstromabfallzeit gesperrt, so daß die Überlappungszeit beim Einschalten der Transistoren dieser Basisstromabfallzeit entspricht. Eine derart lange Überlappungszeit kann bei Spannungseinspeisung in den Gegentakttransformator des Stromwandlers, wie es beispielsweise bei Stromversorgungsgeräten mit getakteten Längsreglern der Fall ist, zu einer Zerstörung der Schalttransistoren führen, da die Schaltströme sehr stark werden.
.Für diesen Fall ist eine Verkürzung der langen Überlappungszeit erforderlich. Eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung kann hierzu vorteilhaft derart weiter ausgebildet sein, daß eine Teilwicklung der jeweils einem Schalttransistor zugeordneten Drosselspule über eine Diode solcher Polung mit dem Basisstromkreis des jeweils anderen Transistors verbunden ist, daß während des Absehaltens des ihr zugeordneten Transistors ein den anderen Transistor sperrendes Potential an dessen Basis erscheint.
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Durch, diese Weiterbildung ist es möglich., die bereits ohnehin vorhandene Drosselspule an jedem Schalttransistor zur Erzeugung einer Spannung zu verwenden, die dem jeweils anderen Schalttransistor zugeführt wird und eine Verkürzung der Überlappungszeit ermöglicht. Die so gebildete Dioden-Verriegelungsschaltung bewirkt nämlich, daß der Einschaltzeitpunkt des einen Schalttransistors praktisch mit dem Ausschaltzeitpunkt des anderen Schalttransistors zusammenfällt. Während der Räumung des einen Schalttransistors wird im Basisstromkreis des anderen Schalttransistors eine Gegenspannung erzeugt, die bei diesem Schalttransistor während der Räumzeit einen vorzeitigen Basisstromfluß verhindert. Es ist nun in einfacher Weise möglich, diese Dioden-Verriegelungsschaltung beispielsweise durch, eine RC-Beschaltung so zu ergänzen, daß trotz der Verkürzung der Überlappungszeit noch, eine geringfügige Überlappung vorhanden ist, die sich günstig als Überspannungsschutz bei induktiver Stromeinspeisung ausnutzen läßt, wie noch beschrieben wird.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Figuren beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 eine Schaltungsanordnung nach, der Erfindung mit einem Schalttransistor, dessen Basisstromkreis durch ein über einen Übertrager zugeführtes Steuersignal angesteuert wird,
Fig. 2a bis e Strom- und Spannungsverläufe in der in Fig. 1 gezeigten Schaltung für einen Schaltvorgang,
Fig. 3 eine Schaltungsanordnung mit einem Schalttransistor, dessen Basisstromkreis mit einem Steuersignal über einen zu einem Doppelwegglexchrichter gehörenden Übertrager angesteuert wird,
Fig. 4 eine Schaltungsanordnung ähnlich Fig. 3f jedoch. mit einem mit Transistoren aufgebauten Doppelweggleichrichter, und
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•f.
Fig. 5 die Anwendung der Erfindung auf die Schalttransistoren eines Gegentakt-Stromwandlers.
In Fig. 1 ist eine Schaltungsanordnung dargestellt, die einen Schalttransistor 1 enthält, dessen Kollektor-Emitterstrecke zur Anschaltung einer Last 2 innerhalb eines Stromkreises dient, der von einer positiven Betriebsspannungsquelle 3 nach Erdpotential 4 verläuft. Der Transistor 1 hat einen Basisstromkreis, in dem der Widerstand 5 eines RC-Gliedes 5/9 die Sekundärwicklung 12 eines Steuerübertragers 6 und die Teilwicklung einer Drosselspule 7 angeordnet sind. Die Drosselspule 7 verbindet die Sekundärwicklung 12 des Steuerübertragers einerseits über eine Anzapfung mit dem Emitter des Schalttransistors 1, andererseits mit Erdpotential 4. Der Steuerübertrager 6 hat eine Primärwicklung 11, die mit Eingangsklemmen 10 verbunden ist, an denen eine Steuerspannung zur Einschaltung bzw. Sperrung des Schalttransistors 1 zugeführt werden kann. Es ist ferner ein Widerstand 8 vorgesehen, der der Drosselspule 7 parallelgeschaltet ist und zu deren Bedämpfung dient.
Die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung stellt eine Mitkopplungsschaltung dar, da der Kollektorstrom des Schalttransistors 1, also der mit diesem Sehalttransistor 1 zu schaltende Strom, über einen Teil der Drosselspule 7 fließt. Dadurch erfolgt eine derartige Beeinflussung des Basisstromkreises durch den zu schaltenden Strom, daß ein Stromanstieg im Basisstromkreis zur Durchschaltung des Schalttransistors überhöht bzw. versteuert wird.
Es sei beispielsweise angenommen, daß dem Steuerübertrager 6 über die Eingangsklemmen 10 ein Steuersignal zugeführt wird, durch das über den Steuerübertrager eine spannungsbegrenzte Stromeinspeisung beispielsweise mit dem Taktverhältnis 1 : 1 erfolgt. Wenn ein den Schalttransistor 1 einschaltendes
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•40-
Signal über den Steuerübertrager 6 zugeführt wird, so .fließt ein Steuerstrom innerhalb des Basisstromkreises über die Sekundärwicklung 12 des Steuerübertragers 6, das EC-Glied 5/9, die Basis-Emitterstrecke des Schalttransistors 1 und die im Basis-Emitterstromkreis liegende Teilwicklung der Drosselspule 7· Durch induktive Einflüsse, insbesondere durch die Streuinduktivität des Steuerübertragers 6, wird der durch das über diesen Übertrager zugeführte Steuersignal verursachte Basisstromanstieg verzögert. Durch die Mitkopplungswirkung der Drosselspule 7 wird aber zusätzlich im Basisstromkreis ein Strom eingeprägt, der so gerichtet ist, daß der an sich durch das Steuersignal verursachte Basisstrom überhöht wird, so daß auch der Stromanstieg steiler verläuft. Der Betrag dieser Versteilerung bzw. der BasisStromüberhöhung hängt von dem WindungsZahlenverhältnis zwischen den beiden Teilwicklungen der Drosselspule 7 ab. Somit kann die Einschaltbeschleunigung des Schalttransistors 1 durch Dimensionierung der Drosselspule bestimmt werden.
Durch den mit dem Schalttransistor 1 eingeschalteten Strom, der auch durch die entsprechende Teilwicklung der Drosselspule 7 fließt, wird diese magnetisiert. Mit zunehmender Magnetisierung klingt die Versteilerungswirkung der Drosselspule 7 ab, so daß schließlich nur noch der durch das über den Steuerübertrager 6 übertragene Steuersignal verursachte Basisstrom im BasisStromkreis fließt und der Schalttransistor 1 somit durchgeschaltet ist.
Wird dann das über den Steuerübertrager 6 zugeführte Steuersignal im Sinne einer Sperrung des Schalttransistors 1 umgeschaltet, so erfolgt an der Sekundärwicklung 12 des Steuerübertragers 6 eine Polaritätsumkehr. Dadurch wird ein Abfall des Basisstroms in Richtung zu Sperrstromwerten hin verur-
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sacht, dieser Abfall ist durch die Summe aller im Basiskreis vorherrschenden Spannungen und durch die Induktivität der im Basiskreis liegenden Teilwicklung der Drosselspule 7 bestimmt. Die zeitliche Änderung des Basisstromabfalls entspricht dabei also dem Verhältnis der an der genannten Teilwicklung der Drosselspule 7 abfallenden Spannung zur Induktivität dieser Teilwicklung. Daraus ist zu erkennen, daß durch entsprechende Bemessung dieser Induktivität der zeitliche Verlauf des Basisstromabfalls bestimmt werden kann.
Wie bereits erläutert, kann durch die beschriebene Verzögerung des Basisstromabfalls und durch den Durchbruchsbetrieb die Kollektor-Basisstrecke des Schalttransistors 1 zum Zeitpunkt seiner Sperrung schnell geräumt werden. Wenn nämlich die Ladungsträger aus der Basis-Emitterstrecke mit der Sperrung des Schalttransistors 1 abgeführt sind, so kann die in der Drosselspule 7 bis zu diesem Zeitpunkt gespeicherte magnetische Energie über die Basis-Emitterstrecke in Durchbruchsrichtung ausgeglichen werden. Auf den zeitlich verzögerten Basisstromabfall in Richtung zu Sperrstromwerten folgt also ein kurzzeitiger Durchbruchsbetrieb der Basis-Emitterstrecke des Schalttransistors 1 im Sinne der eingangs aufgestellten Forderung.
In der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung kann der Widerstand 5 zur Begrenzung des Basisstroms dimensioniert sein, gemeinsam mit dem Kondensator 9 dient er zur Erhöhung der Sperrspannung im Sperrzustand des Schalttransistors 1. Ferner kann durch das RC-G-lied 5/9 der zeitliche Verlauf des Basisstroms und des Energieausgleichs der Drosselspule 7 innerhalb der Sperrphase eingestellt werden. Der Widerstand 8, der der Drosselspule 7 parallelgeschaltet ist, dient zur Bedämpfung der Drosselspule 7, um eventuelle störende Schwingungsvorgänge zu verhindern.
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In Fig. 2 sind Spannungs- bzw. Stromverläufe dargestellt, die während der vorstehend beschriebenen Vorgänge in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 auftreten. Fig. 2a zeigt den Verlauf einer Steuerspannung TLp 8^ &er Sekundärwicklung 12 des Steuerübertragers 6. Fig. 2b zeigt den Verlauf des Basisstroms Js so, wie er den eingangs aufgezeigten Forderungen entspricht. Es ist zu erkennen, daß bei Anlegen einer in Fig. 2c gezeigten Basis-Emitterspannung U-n-p im Sinne einer Durchschaltung des Schalttransistors 1 zunächst eine Überhöhung des Basisstroms erfolgt, die am Anfang der Schaltzeit ts liegt, welche in Fig. 2e dargestellt ist. Für die Dauer der Schaltzeit ts hat die Basis-Emitterspannung υ,,-, einen die Durchschaltung des Schalttransistors 1 verursachenden positiven Wert Ug, zuvor lag an der Basis des Schalttransistors 1 eine Sperrspannung U^. Wenn nun zu einem Zeitpunkt to eine Umpolung der Steuerspannung U-jp iro Basiskreis des Schalttransistors 1 erfolgt, so beginnt mit diesem Zeitpunkt die beschriebene Verzögerung des Basisstromabfalls, die in Fig. 2b bis zum Ende der Schaltzeit ts beibehalten wird. Darauf folgt dann der beschriebene kurzzeitige Durchbruchsbetrieb der Basis-Emitterstrecke des Schalttransistors 1, was an dem dann auftretenden Abfall der Basis-Emitterspannung UBE auf einen Durchbruchswert-U. zu erkennen ist. Nach erfolgtem Energieausgleich der Drosselspule 7 steigt die Basis-Emitterspannung UBE auf den Spannungswert tL, an, der der Sperrspannung entspricht, die im gesperrten Zustand an der Basis des Schalttransistors 1 liegt.
In Fig. 2d und 2e sind'die Auswirkungen dieser Vorgänge für die Kollektor-Emitterspannung ϋβΕ und für den Kollektorstrom Jn dargestellt. Es ist zu erkennen, daß die Kollektor-Emitterspannung tL,™ einen nahezu idealen Verlauf hat, lediglich eine geringfügige Verzögerung des mit Einschaltung auftretenden Abfalls dieser Spannung wird durch induktive Komponenten des Laststromkreises verursacht. Diese Verzögerung ist in Fig. 2d
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schraffiert angedeutet. Der Kollektorstrom Jn steigt gemäß Fig. 2e gleichzeitig sehr steil an, während der Schaltzeit ts hat er einen praktisch konstanten Verlauf und fällt bei Ablauf der Schaltzeit ts sehr schnell wieder ab. Die noch auftretende Abschalteverlustleistung entspricht dem in Fig. 2e schraffiert angedeuteten Abschnitt zwischen dem Ablauf der Schaltzeit ts und dem tatsächlichen Erreichen des stromlosen Zustandes.
Mit einer Schaltungsanordnung der vorstehend beschriebenen Art kann eine wesentliche Beschleunigung des Schaltverhaltens des Schalttransistors 1 erreicht werden. Die in Fig. 2d und 2e schraffiert dargestellten, noch vorhandenen Schaltverzögerungen entsprechen etwa 20 i<> derjenigen Werte, die ohne das Vorhandensein einer Drosselspule 7 in Mitkopplungsschaltung innerhalb der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 vorliegen dürfen.
Es sei darauf hingewiesen, daß bei dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel der Erfindung ein Steuerübertrager nicht unbedingt zur Ansteuerung des Basisstromkreises mit einem Steuersignal erforderlich ist. Ebenso ist es denkbar, in den Basisstromkreis ein Steuersignal kapazitiv oder galvanisch einzukoppeln. Dies gilt auch für die im folgenden erläuterten Ausführungsbeispiele.
Wenn dem BasisStromkreis eines Sehalttransistors zur Ein- und Ausschaltung ein Steuersignal mit hohem Taktverhältnis bzw. großem Stromflußwinkel zugeführt wird, was lange Einschaltzeiten und kurze Sperrzeiten zur Folge hat, so wird zweckmäßig eine Ansteuerung über einen Doppelweggleiohrichter durchgeführt, um mit großen Stromflußwinkeln verbundene Dimensionierungsschwierigkeiten des Steuerübertragers zu vermeiden. Hierzu geeignete Schaltungen sind in Fig. 3 und 4 dargestellt, sie enthalten jeweils ein Ausführungsbeispiel der Erfindung.
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Pig. 3 zeigt einen Schalttransistor 31» der in einem Stromkreis zwischen positivem Betriebsspannungspotential 33 und Erdpotential 34 einen Lastwiderstand 32 ein- und ausschaltet. Im Basis-Emitterstromkreis dieses Schalttransistors 31 sind eine Drosselspule 37 und ein ohmscher Widerstand 35 angeordnet. Der Drosselspule 37 ist ein Bedämpfungswiderstand 38 parallelgeschaltet. Das Steuersignal für den Basisstromkreis wird über Eingangs klemmen 40 der Primärwicklung 41 eines Steuerübertragers 36 zugeführt, dessen Sekundärwicklung 42 einen Mittelabgriff aufweist und mit ihren beiden Wicklungsenden mit einem Doppelweggleichrichter verbunden ist, der mit Dioden 43 und 44.als Ventilelemente aufgebaut ist. Die Dioden 43 und 44 führen die von ihnen jeweils gleich gerichtete Spannung auf einen gemeinsamen Schaltungspunkt, der mit dem Emitter eines Schalttransistors 39 verbunden ist. Die Basis dieses Schalttransistors 39 ist über einen Basiswiderstand 45 niit dem Mittelabgriff der Sekundärwicklung 42 verbunden, der wiederum mit dem Emitter des S ehalt trans is tors 31 verbunden ist. Die Basis dieses Schalttransistors 31 ist mit dem Kollektor des Schalttransistors 39 verbunden, so daß das gleichgerichtete Steuersignal abhängig von der jeweils zwischen dem Emitter und der Basis des Schalttransistors 39 herrschenden Spannung auf den BasisStromkreis des Schalttransistors 31 geleitet wird.
Bei dieser Schaltungsanordnung hat der Schalttransistor 39 die Aufgabe, im Sperrzustand des Schalttransistors 31 die an seiner Basis bzw. an der Drosselspule 37 aufgebaute negative Sperrspannung gegenüber der Sekundärwicklung 42 des Steuerübertragers 36 zu entkoppeln. Eine derartige negative Sperrspannung würde bei Fehlen des Schalttransistors 39 durch die Gleichrichterdioden 43 und 44 abgeleitet werden. Mit dem Basiswiderständ 35 des Schalttransistors 3I kann die Stärke des Stromflusses während der Räumung der Basis-Emitterstrecke des Schalttransistors 3I bestimmt werden.
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Die Punktion der in Pig. 3 gezeigten Schaltungsanordnung entspricht im übrigen hinsichtlich der durch die Drosselspule 37 verursachten Mitkopplungs- und Durchbruchswirkung am Schalttransistor 31 der bereits in Verbindung mit Pig. 1 beschriebenen.
Pig. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung, die analog der in Pig. 3 dargestellten arbeitet, bei der der Doppelweggleichrichter jedoch mit Schalttransistoren·63 und 64 aufgebaut ist. Diese Schalttransistoren 63 und 64 machen einen zusätzlichen Schalttransistor zwischen dem Doppelweggleichrichter und dem Schalttransistor 51 zwecks Entkopplung einer negativen Sperrspannung gegenüber der Sekundärwicklung 62 des Steuerübertragers 56 überflüssig, da sie ihrerseits bereits eine Entkopplungswirkung aufweisen. Der Schalttransistor 51 schaltet einen Lastwiderstand 52 in einem Stromkreis, der zwischen positivem Betriebsspannungspotential 53 und Erdpotential 54 verläuft. Die Drosselspule 57 ist im Basis-Emitterstromkreis des Schalttransistors 51 in Mitkopplungsschaltung angeordnet, wie dies bereits bei den zuvor beschriebenen Ausführungsbeispielen der Pail ist. Ein RC-Glied 55/59 ist der Basis des Schalttransistors 51 vorgeordnet und dient zu den bereits beschriebenen Dimensionierungszwecken.
Ein wesentlicher Vorteil der in Fig. 4 gezeigten Doppelweggleichrichterschaltung mit den Schalttransistoren 63 und 64, deren Basiswiderstände 65 und 66 mit dem jeweils nicht zugeordneten Ende der Sekundärwicklung 62 verbunden sind, besteht darin, daß die beiden Schalttransistoren 63 und 64 im Sperrbetrieb des Schalttransistors 51 invers betrieben werden können. Der Sperrstrom der Basis-Emitterstrecke des Schalttransistors 51 wird dabei u.a. durch die inverse Stromverstärkung der beiden Schalttransistoren 63 und 64 bestimmt. Mit dem RC-Glied 55/59 wird dabei eine Vorspannung erzeugt, die im inversen Betrieb der Transistoren 63 und 64 deren Arbeitsspannung darstellt. Durch den inversen Betrieb der beiden
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Schalttransistoren 63 und 64 bzw. durch die Auswirkung ihrer inversen Stromverstärkung erfolgt eine weitere Verstärkung des Räumstromes der Basis-Emitterstrecke des Schalttransistors 51. Den in Pig. 4 gezeigten Eingangsklemmen 60 wird ein bipolares Steuersignal zugeführt. Der Stromflußwinkel kann hinter der Gleichrichtung wie bei dem in Fig. 3 gezeigten Ausführungsbeispiel sehr hoch sein.
Fig. 5 zeigt die Anwendung der Erfindung bei einem Gegentaktwandler. Ein derartiger Gegentaktwandler wird beispielsweise in Schaltnetzteilen verwendet, -und an seinem Anschluß 72 kann die Einspeisung eines geregelten Gleichstroms erfolgen, der mit zwei Schalttransistoren 70 und 71 im Gegentakt laufend umgeschaltet wird. Diese laufende Umschaltung wird mit einem Steuerübertrager hervorgerufen, dessen Primärwicklung 82 ein entsprechendes Taktsignal zugeführt wird. Die beiden Sekundärwicklungen 80 und 81 dieses Steuerübertragers sind in den Basisstromkreisen der beiden Schalttransistoren 70 und 71 angeordnet. Jeder Basisstromkreis enthält, wie vorstehend bereits beschrieben, eine Drosselspule 74 bzw. 75, die in Mitkopplungsschaltung angeordnet ist. Durch die laufende Umschaltung des über den Eingang 72 zugeführten Gleichstroms wird in der Sekundärwicklung 88 des Stromwandlers ein entsprechender Strom induziert, der an den Ausgangsklemmen 89 abgenommen, gleichgerichtet und für verschiedenste Anwendungszwecke nutzbar gemacht werden kann.
Wenn ein derartiger Gegentaktwandler gemäß dem in Fig. 1 gezeigten Schaltungsprinzip in seinen Basisstromkreisen jeweils eine Drosselspule in Mitkopplungsschaltung enthält, so treten sehr lange Stromüberlappungszeiten auf, da bei Übergang vom leitenden in den gesperrten Zustand des jeweiligen Schalttransistors 70 bzw. 7I der Basisstromabfall verzögert wird und in dieser Zeit bereits der jeweils andere Schalttransistor eingeschaltet wird, bevor der erste
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Schalttransistor endgültig gesperrt ist. Die Überlappungszeit der Einsehaltzustände der beiden Schalttransistoren 70 und 71 würde dann mit der Basisstromabfallzeit dieser Transistoren übereinstimmen. Eine derart lange Überlappungszeit würde bei Spannungseinspeisung an der Primärwicklung des Gegentakttransformators zu sehr hohen Schaltströmen bzw. zur Zerstörung der Schalttransistoren 70 und 71 oder bei Stromeinspeisung in die Primärwicklung 89 zu einem in unerwünschter Weise verringerten Stromflußwinkel an der Sekundärwicklung 88 führen.
Um nun einerseits die beschriebene Überlappungszeit zu verkürzen, andererseits aber die Einschaltbeschleunigung und die verringerte Abschaltverlustleistung, die mit der Erfindung erreicht werden können, beizubehalten, sind die Drosselspulen 74 und 75 bei der in Fig. 5 gezeigten Anwendungsmöglichkeit der Erfindung mit einer zusätzlichen Teilwicklung versehen, an der eine Spannung auftritt, die dem jeweils anderen Basisstromkreis über eine Diode 85 bzw. 84 zugeführt wird. Durch geeignete Polung der an den beschriebenen Zusatzwicklungen der Drosselspulen 74 und 75 auftretenden Spannungen bzw. der Dioden 85 und 84 kann erreicht werden, daß der EinschaltZeitpunkt des einen Schalttransistors in die Ausschaltphase des jeweils anderen Transistors verlegt wird. Hierzu sei beispielsweise die Drosselspule 74 in Verbindung mit der Diode 85 betrachtet. Die zwischen Erdpotential 73 und der Diode 85 liegende Teilwicklung der Drosselspule 74 verursacht während des verzögerten Basisstromabfalls des Schalttransistors 70 bzw. während seiner Räumzeit eine Gegenspannung im Basisstromkreis des Schalttransistors 71, die praktisch an der Drosselspule 75 auftritt, da die Diode 85 mit dieser Drosselspule 75 an der Verbindung mit der Sekundärwicklung 81 des Steuerübertragers verbunden ist. Diese Gegenspannung kann durch entsprechende Dimensionierung der zusätzlichen Teilwicklung der
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Drosselspule 74 in einfacher V/eise so bemessen werden, daß ein Basisstromfluß des Schalttransistors 71 in Durchlaßrichtung nicht zustande kommen kann. Erst nach der vollständigen Räumung der Basis-Emitterstrecke des Schalttransistors 70 erfolgt durch den beschriebenen Energieausgleich eine Umpolung der Spannung an der Drosselspule 74, so daß dadurch auch die mit ihr erzeugte Gegenspannung am Basisstromkreis des Schalttransistors 71 beseitigt wird. Die Diode 85 bewirkt eine Entkopplung zwischen den beiden BasisStromkreisen während der Durchbruchsphase des Schalttransistors 70, in der der beschriebene Energieausgleich der Drosselspule
74 erfolgt.
Entsprechendes gilt auch für die Yv'irkungsweise der zusätzlichen Teilwicklung der Drosselspule 75 in Verbindung mit
der Diode 84 im Basisstromkreis des Schalttransistors 70.
Durch die so arbeitende Dioden-Verriegelungsschaltung wird also eine Zerstörung der Sehalttransistoren 70 und 71 durch Verkürzung der beschriebenen Überlappungszeit erreicht,
gleichzeitig werden die erfindungswesentlichen, bereits beschriebenen Vorteile beibehalten.
Die in Fig. 5 gezeigten RC-Glieder 76/77 und 78/79 haben die Funktion der in Fig. 1 und 4 gezeigten entsprechenden Elemente. Gleiches gilt für die Bedämpfungswiderstände 86 und 87 der beiden Drosselspulen 74 und 75.
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Claims (9)

  1. Patentansprüche
    ί 1.!Schaltungsanordnung zur Verringerung der Abschaltverlustleistung eines Schalttransistors mit hoher Sperrspannung durch mit Übergang in den Sperrzustand erfolgende Verzögerung der Basisstromänderung auf einen Sperrstromwert und durch daran anschließenden kurzzeitigen Durchbruchsbetrieb der Basis-Emitterstrecke sowie zur Einschaltebeschleunigung durch Überhöhung des Basisstroms zum EinsehaltZeitpunkt, dadurch gekennzeichnet, daß der Basis-Emitterstrom des Schalttransistors (1) über eine Drosselspule (7) geführt ist, die in Mitkopplungsschaltung ferner von dem zu schaltenden Strom durchflossen ist.
  2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Basis des Schalttransistors (1) ein Parallel-RC-G-lied (5, 9) vorgeschaltet ist.
  3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Basis des Schalttransistors (1) eine Parallelschaltung eine3 Kondensators mit einer Diode oder einer Spannungsquelle vorgeschaltet ist.
  4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3» dadurch gekennzeichnet, daß der Drosselspule (7) ein Dämpfungswiderstand (8) parallelgeschaltet ist.
  5. 5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die Zuführung einer bipolaren Basis-Steuerspannung über einen Steuerübertrager (36) mit sekundärseitig angeschaltetem Doppelweggleichrichter (43, 44).
  6. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die von dem Doppelweggleichrichter (43, 44) abgegebene
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    ORIGINAL INSPECTED
    Steuerspannung über die Emitter-Kollektorstrecke eines Transistors (39) an die Basis des Schalttransistors (31) geführt ist.
  7. 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Doppelweggleichrichter (63, 64) Schalttransistoren als Ventilelemente enthält.
  8. 8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche für die Schalttransistoren eines Gegentaktwandlers, dadurch gekennzeichnet, daß eine Teilwicklung der jeweils einem Schalttransistor (70, 71) zugeordneten Drosselspule (74, 75) über eine Diode (85, 84) solcher Polung mit dem Basisstromkreis des jeweils anderen Transistors (71, 70) verbunden ist, daß während des Abschaltens des ihr zugeordneten Transistors (70, 71) ein den anderen Transistor (71, 70) sperrendes Potential an dessen Basis erscheint.
  9. 9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Drosselspulen (74, 75) kreuzweise über die Dioden (85, 84) miteinander verbunden sind und jeweils eine erste, mit Bezugspotential verbundene Anzapfung und eine zweite, mit dem Emitter des zugehörigen Schalttransistors (70, 71) verbundene Anzapfung aufweisen.
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GB45513/76A GB1529760A (en) 1975-12-08 1976-11-02 Transistor switching circuit arrangements
CA265,245A CA1074865A (en) 1975-12-08 1976-11-09 Transistor switching circuit with feedback inductor
NL7612661A NL7612661A (nl) 1975-12-08 1976-11-15 Schakeling voor het verminderen van het afscha- kelverliesvermogen en voor de inschakelversnel- ling van een schakeltransistor.
US05/747,983 US4123670A (en) 1975-12-08 1976-12-06 Transistor switching circuit
FR7636805A FR2335051A1 (fr) 1975-12-08 1976-12-07 Dispositif de circuit pour reduire la puissance dissipee a la coupure d'un transistor de commutation, et pour accelerer son passage a l'etat conducteur
JP51146681A JPS5279647A (en) 1975-12-08 1976-12-08 Transistor switching circuit
NLAANVRAGE8100737,A NL182112C (nl) 1975-12-08 1981-02-16 Schakeling met een schakeltransistor.

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NL (1) NL7612661A (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2841342C2 (de) * 1978-09-22 1987-05-07 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Schaltungsanordnung zur Verringerung der Ausschaltverluste in Leistungs- Schalttransistoren

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4201928A (en) * 1978-01-27 1980-05-06 Ncr Corporation Power transistor actuating and bootstrap drive circuit
US4246501A (en) * 1978-09-21 1981-01-20 Exxon Research & Engineering Co. Gated back-clamped transistor switching circuit
US4296336A (en) * 1979-01-22 1981-10-20 General Semiconductor Co., Inc. Switching circuit and method for avoiding secondary breakdown
US4286175A (en) * 1979-05-21 1981-08-25 Exxon Research & Engineering Co. VMOS/Bipolar dual-triggered switch
US4393316A (en) * 1981-03-11 1983-07-12 Reliance Electric Co. Transistor drive circuit
FR2565744B1 (fr) * 1984-06-06 1986-08-29 Thomson Csf Circuit de commande de commutation avec isolement galvanique et durees de conduction variables de zero a l'infini
FR2658674B1 (fr) * 1990-02-20 1992-05-07 Europ Agence Spatiale Convertisseur continu-continu a commutation a tension nulle.
JP2811941B2 (ja) * 1990-09-05 1998-10-15 富士電機株式会社 スイッチングトランジスタの制御回路
GB2493562B (en) * 2011-08-12 2018-10-17 E2V Tech Uk Limited Drive circuit and method for a gated semiconductor switching device

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2190324A5 (de) * 1972-06-23 1974-01-25 Anvar
DE2423259B1 (de) * 1974-05-14 1975-04-17 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen Schaltungsanordnung mit mindestens zwei parallel geschalteten Transistoren

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA692368A (en) * 1964-08-11 J. Grosch Oscar Circuit arrangement including a transistor controlled by a pulsatory signal
US2933642A (en) * 1957-05-29 1960-04-19 Hazeltine Research Inc System for generating a periodic scanning current
US3040269A (en) * 1959-04-14 1962-06-19 Bendix Corp Transistor converter circuit utilizing direct coupled series transistors
US3569742A (en) * 1968-08-23 1971-03-09 Gen Precision Systems Inc Transistor switching circuit
IT946985B (it) * 1972-01-28 1973-05-21 Honeywell Inf Systems Circuito di pilotaggio a trasforma tore per transistore interruttore
US3983418A (en) * 1975-05-29 1976-09-28 North Electric Company Drive circuit for power switching device
JPS5931252B2 (ja) * 1975-08-28 1984-08-01 三菱電機株式会社 半導体スイツチ装置
JPS5236459A (en) * 1975-09-17 1977-03-19 Yaskawa Electric Mfg Co Ltd Switching circuit

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2190324A5 (de) * 1972-06-23 1974-01-25 Anvar
DE2423259B1 (de) * 1974-05-14 1975-04-17 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen Schaltungsanordnung mit mindestens zwei parallel geschalteten Transistoren

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Hermann-Stumpe: Thyristoren, Eigenschaften und Anwendungen, 2. Aufl., Stuttgart 1970, S. 44-46 *
Lloyd, P. Aunter: "Handbook of Semiconductor Technology", 1. Aufl., New York usw. 1956, Kap. 12, S. 16-18 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2841342C2 (de) * 1978-09-22 1987-05-07 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Schaltungsanordnung zur Verringerung der Ausschaltverluste in Leistungs- Schalttransistoren

Also Published As

Publication number Publication date
US4123670A (en) 1978-10-31
JPS5719612B2 (de) 1982-04-23
CA1074865A (en) 1980-04-01
GB1529760A (en) 1978-10-25
JPS5279647A (en) 1977-07-04
NL7612661A (nl) 1977-06-10
FR2335051B1 (de) 1980-03-07
FR2335051A1 (fr) 1977-07-08
DE2555168C2 (de) 1982-04-29

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