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Ausgangsschaltung mit elektronischem Überlastungsschutz
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Die Erfindung bezieht sich auf eine Ausgangsschaltung mit elektronischem
Überlastungsschutz, die in logische oder Prozeßeinheiten benötigt wird.
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Die Erfindung gehört zum Bereich Elektronik, und zwar zur Klasse G05B
11/16 oder G05B 7/02 der Internationalen Patentklassifikation.
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Es kann vorkommen, daß bei der Aufstellung und auch im Betrieb von
Industrieprozeßsteuerungen Fehler auftreten, die eine Ausgangsüberlastung oder einen
Kurzschluß verursachen. Der Ausgang soll so funktionieren, daß er nicht zerstört,
sondern nur ausgeschaltet wird und dabei eine Fehlernachricht mitteilt; nach der
Fehlerbehebung soll er seine Funktion wiederaufnehmen. Sogar kurzfristige über lastungen,
die keine Beschädigung der Schaltung verursachen (Lasteinschalten mit Kapazitivkomponente)
sollen die Schaltung nicht ausschalten, da dadurch die Steuerungsfunktion unnötigerweise
gestört wäre.
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Weil Schaltungen mit den angeführten Merkmalen erforderlich sind,
gibt es verschiedene diesbezügliche Lösungen,
die jedoch die gestellte
Aufgabe nicht vollständig zu lösen vermögen.
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Die bekannten Lösungen von Ausgangsstufen, denen man im Prospektmaterial
verschiedener Weltfirmen begegnet, lassen sich in einige Gruppen aufgliedern: -
Ausgangsstufe ohne den Uberlastungsschutz, - Ausgangsstufe mit durch eine Sicherung
ausgeführtem Überlastungsschutz, - Ausgangsstufe mit elektronischem Uberlastungsschutz
(für die Ausgangsströme über 1 A), a) Ausgangsstufen mit oder ohne Ausgangsanzeige,
b) Äusgangsstufen mit automatischer oder manueller Wiedereinschaltung nach der Behebung
der Überlastung, c) Ausgangsstufen, die galvanisch getrennt oder nicht getrennt
von den restlichen Schaltungen sind, d) Ausgangs stufen mit oder ohne Meldung von
Uberlastungsinformation.
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e) Ausgangs stufen mit oder ohne Ausgang süberspannung 5-schutz, f)
Möglichkeit der Laststeuerung durch induktive und kapazitive Komponenten mit entsprechenden
Schutzvorrichtungen.
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Die beste bekannte Lösung ist diejenige, die die Firma Siemens in
das freiprogrammierbare System S5-030 bzw.
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S5-130 eingebaut hat. Der Schaltplan ist in Fig. 1 dargestellt. Die
Schaltung basiert auf der Integrierschaltung FZL 1455 der Firma Siemens, bestehend
aus einem UND-Gatter zur Ausgangssteuerung, einem Flipflop zur Registrierung von
Überlastung, einem Taktgenerator zur Wiedereinschaltung nach der Überlastungsbeseitigung,
einer Uberlastungsabtastschaltung und einem Transistor zur Steuerung von Außenleistungstransistoren.
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Siemens-Ausgangsschaltung nach der Anwendung, die:diese Firma zur
Integrierschaltung FZL vorschlägt: Am ersten Eingang Q1 des logischen UND-Gatters
ist normalerweise immer ein Signal mit dem Spannungsniveau logische Eins (1) anwesend,
während am anderen Eingang Q2 desselben logischen Gatters sowohl ein Signal mit
dem Wert "logische Eins" als auch "logische Null" ("0") auftreten kann, abhängig
davon, ob man die ganze Schaltung EIN- oder AUS-SCHALTEN will.
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Im Falle eines EIN-Befehls tritt am Eingang Q2 das Niveau logische
Eins auf. In diesem Augenblick ist die Bedingung zum Öffnen des logischen UND-Gatters
erfüllt, war zur Folge hat, daß im Punkt Q solch ein Spannungsniveau erscheint,
daß der Transistor T5 zu leiten anfängt, was auch'den Transistor T6 zum Leiten veranlaßt,
wodurch im Punkt AUSGANG das Spannungsniveau "logische Eins auftritt gleich Us-
2V (U = 20 - 30 V).
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Der Ausgangsstrom kann solange zunehmen, bis am Stromabtastungswiderstand
R11 die Spannung so hoch angestiegen ist, daß der Transistor T7 in der Integrierschaltung
FZL 1455 zu leiten beginnt. In diesem Augenblick tritt am Flipflop ein Signal auf,
das den früheren Zustand wiederherstellt, wodurch der AUSGANG ausgeschaltet wird.
Aus dem Taktgenerator kommt mit einer Frequenz von 1 kHz zum
Flipflop
ein Signal mit dem Spannungsniveau "logische Eins", wodurch der "0"-Zustand in "l-Zustand
verändert wird. So wird für einen Augenblick der frühere Zustand wiederhergestellt.
Wenn die Ursache der Ausgangsstromzunahme bzw. der Überlastung fortbesteht, so wird
die Schaltung wieder ausgeschaltet, ist diese aber beseitigt, funktioniert die Schaltung
normal weiter. Die.Dioden D5 und Z2 schützen den Schaltungsausgang vor der Überlastung,
die beim Ausschalten einer induktiven Last entsteht, während die Diode D6 den Transistor
T6 schützt im Falle einer Sperrspannung, die bei einer kapazitiven Last auftreten
kann, wenn die Speisespannung U5 in der Schaltung ausbleibt.
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Die oben beschriebene Schaltung weist einige Grundnachteile auf: 1)
Die Verbindung der Transistoren T5 und T6 ist so ausgeführt, daß das Spannungsverhältnis,
wenn die beiden Transistoren leiten, durch die Gleichung ausgedrückt ist: (Sät)T6
UBE(Sät)T6 + UCE (Sät)T5 Dies gilt, wenn die Schaltung normal funktioniert. Da UBE
(Sät)T6 > 0,6 V soll auch UCE(Sät)T6 größer als 1 V sein deswegen ist die Verlustleistung
am Transistor T6 (bei einem Ausgangsstrom von 2 A) größer als 2 W.
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Deshalb haben diese Transistoren Kühlrippen, die viel Raum einnehmen
und eine rationelle Platzausnutzung auf einer-gedruckten Schaltung erschweren. Diese
Unannehmlichkeit hinsichtlich der Kühlung des Transistors macht die Herstellung
einer Hybridschaltung unmöglich.
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2> In dem Fall, daß am Ausgang ein Kurzschluß entsteht,
was
der häufigste Fehler ist, ist kein Strombegrenzer zur Begrenzung eines Stromstoß
es vorgesehen, der im Augenblick des Einschaltens des AUSGANGS entsteht und solange
dauert, bis dieser automatisch ausgeschaltet wird. Solche Ströme sind relativ kurzdauernd,
können aber sehr groß sein. Deren Größe hängt von der Größe einzelner Schaltelemente
und der Speisespannung U5 ab, die in diesem Fall in großem Grade sinkt.
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Während der große Strom durch den Transistor T6 fließt, erreicht
die Spannung UCET6 etwa 20 - 30 V, was eine zwar kurzdauernde, aber zu große Verlustleistung
in dem Transistor selbst bedeutet, wodurch seine Lebensdauer wesentlich verkürzt
wird. Das ist auch ein Grund für die Zwangskühlung.
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3) Der Taktgenerator zum automatischen Wiedereinschalten hat eine
zu hohe Frequenz von 1 kHz. Das heißt, daß sich die Stromstöße bei einem Kurzschluß
am Ausgang mit dieser Frequenz wiederholen.
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4) Die Schaltung ist mit keiner Licht- oder ähnlicher Anzeige der
Überlastung am Ausgang selbst versehen.
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5) Es fehlt auch ein logisches Überlastungssignal, das in Verarbeitungs-
oder Rechneranwendungen verarbeitet oder erkannt werden könnte, um auf Grund dessen
die entsprechenden Maßnahmen treffen zu können. In dieser Schaltung von Siemens
würde es das Signal Q1 sein, das aber unzugänglich ist, da es innerhalb der Integierschaltung
auftritt.
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Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer Schaltung, die als universale
Ausgangsstufe von logischen oder datenverarbeitenden Schaltungen dienen kann. Sie
soll durch
SV-Digitalsignale spannungsgesteuert werden, Ausgangssignale
in der Größenordnung von 20 bis 30 V erzeugen und dabei Stromüberlastungen bis 2
A vertragen können.
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Wenn eine Überlastung am Ausgang auftritt (Kurzschlüsse, Spannungsspitzen,
u. ä.), soll die Schaltungslogik durch Ausschalten des Ausgangs und durch Abtasten
im 2Hz-Takt feststellen, ob die Ursache schon beseitigt ist.
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Wenn dies der Fall ist, soll der Ausgang automatisch wieder eingeschaltet
werden und der Prozeß weiterlaufen.
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Diese Aufgabe wird mit einer Schaltungsanordung wie im Anspruch angegeben
gelöst.
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Die Erfindung ist im folgenden an einem Ausführungsbeispiel anhand
der Zeichnungen näher erläuter. In den Zeichnungen zeigen Fig. 1 das Schaltbild
einer bekannten Ausgangsschaltung und Fig. 2 das Schaltbild einer erfindungsgemäßen
Ausgangsschaltung.
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Das Wesentliche der Erfindung liegt darin, daß sich ein Uberlastungsabtastwiderstand
R1 des Schaltungsausgangs in dem Zweig befindet, wo trotz allen Ausgangsüberlastungen
dank seiner Wirkung ein Transistor T3 minimal belastet wird; das bedeutet, die Ausführung
der Kühlung des Transistors ist weniger anspruchsvoll und seine Lebensdauer länger.
Für die Spannung zwischen den Punkten 1 und 2 (siehe Fig. 2), wenn der Ausgang eingeschaltet
ist und bei einem Strom von ca. 2A, gilt: U12 = UCE (Sät)T3 + UR1 = UBE(Sät)T3 +
UCE(Sät)Tl 1,1 V
Da die Spannung am Widerstand R1 ca. 0,8 V beträgt,
ist die Spannung am Transistor UCET3 gering und ausschließlich von dem Transistor
und seinem Basisstrom abhängig.
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Bei den bisherigen bekannten Lösungen waren diese Spannungen am Transistor
sehr hoch und deshalb waren die Kühlrippen erforderlich.
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- Die Verlustleistung am Transistor T3 ist sogar für den Fall eines
Kurzschlusses des Ausgangs auf Masse nicht zu groß, weil der Stromstoß, der beim
Einschalten des Ausgangs auftritt, auf 2,5 - 3 A begrenzt ist und nur ca. 5 ms dauert.
Die Funktion eines Strombegrenzers wird durch einen Transistor T2 mit einer Diode
D2 ausgeübt.
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- Beim Abtasten des Ausgangszustands wird ein Signal mit der Frequenz
von 2 Hz verwendet, was noch zusätzlich die nachteiligen Einflüsse auf die aktiven
Elemente der Schaltung verringert. Die Genauigkeit und Stabilität dieser Frequenz
übt keinen Einfluß auf die Qualität des Funktionierens der erfindungsgemäßen Schaltung
aus.
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Ein Kondensator C1 mit Widerständen R6 und R7 verzögert die Rückstellung
des Flipflops M, um nicht unnötigerweise den Ausgang auszuschalten und den durch
die erfindungsgemäße Schaltung zu steuernden Industrieprozeß zu unterbrechen, wenn
am Ausgang nur eine zufällige und kurzdauernde Überlastung stattfindet.
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Eine Diode D4 schützt den Transistor T3 vor der Sperrspannung, die
im Falle einer kapazitiven Last oder wenn die Speisespannung in der Schaltung ausbleibt,
auftreten kann.
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Beim Abschalten der induktiven Last können große negative
Spannungen
an der Klemme AUSGANG auftreten, was zur Zerstörung des Ausgangstransistors T3 führen
kann. Das wird mittels einer Diode D3 und einer Zener-Diode ZD1 verhindert.
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Die Klemme EINGANG ist an einen gemeinsamen Punkt eines Widerstands
R10, dessen anderes Ende mit Masse verbunden ist, an den zweiten Anschluß A2 eines
logischen Gatters V1 und an den Anschluß A9 eines logischen Gatters V3 angeschlossen.
Der Kondensator C1 ist mit einem Ende an Masse und mit dem anderen an den gemeinsamen
Punkt von Widerständen R7, R6 und an den Anschluß B1 eines Flipflops M angeschlossen.
Der Widerstand R7 ist mit Masse, der Widerstand R6 mit dem Kollektor eines Transistors
T2 verbunden. Der Emitter des Transistors T2 ist an den gemeinsamen Punkt von Widerständen
R1, R2, R5, des Emitters eines Transistors T1 und eines Punktes +V angeschlossen.
Die Basis des Transistors T2 ist an den gemeinsamen Punkt von Widerständen R2 und
R3 angeschlossen. Die reihengeschalteten Widerstände R2 und R3 sind-parallel mit
dem Widerstand R1 verbunden. Der gemeinsame Punkt der Widerstände R1 und R3 ist
an den Kollektor des Transistors T3 angeschlossen, während die Basis dieses Transistors
mit dem Kollektor des Transistors T1 verbunden ist. Zwischen den Emitter und die
Basis des Transistors T3 ist ein Widerstand R4 geschaltet. Der gemeinsame Punkt
des Emitters des Transistors T3, des Widerstands R4, von Dioden D3 und D4 ist gleichzeitig
die Klemme AUSGANG. Zwischen die Klemme AUSGANG und die Masse ist die Reihenschaltung
der Diode D3 und einer Zener-Diode ZD1 und ebenfalls zwischen die Klemme AUSGANG
und den Punkt +V die Diode D4 geschaltet.
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Zwischen den Kollektor des Transistors T2 und den Invertierausgang
A5 eines Invertiergatters I1 ist die Reihenschaltung einer Diode D2 und eines Widerstands
R8 geschaltet. Der Widerstand R5 ist zwischen den Emitter des Tran-
sistors
T1 und den gemeinsamen Punkt eines Widerstands R8 und der Diode D2 sowie eine Diode
D1 zwischen denselben gemeinsamen Punkt und die Basis des Transistors T1 geschaltet.
Eine Klemme T1' ist mit dem Anschluß B2 des Flipflops M, während der Anschluß B3
gleichzeitig mit einer Klemme P und dem ersten Anschluß Al des logischen Gatters
V1 verbunden -ist. Der Anschluß A3 des logischen Gatters V1 ist an den Invertiereingang
A4 des Invertiergatters I1 angeschlossen, das gleichzeitig mit dem Anschluß A6 eines
logischen Gatters V2 verbunden ist. Der Anschluß A7 ist zum Punkt +5, während der
Ausgangsanschluß A8 des logischen Gatters V2 zum logischen Eingang A12 eines logischen
Gatters V4 geschaltet ist.
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Der Anschluß All des logischen Gatters V3 ist mit dem logischen Eingang
A3 des logischen Gatters V4 verbunden, während der logische Ausgang A14 an den Invertiereingang
A15 eines Inverters I2 angeschlossen ist, dessen Invertierausgang A16 mit einer
LED-Diode LD1 verbunden ist.
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Eine Klemme T2' ist an den Anschluß A10 des logischen Gatters V3 angeschlossen.
Die LED-Diode LD1 ist über einen Widerstand R9 mit dem Punkt +V verbunden, wie in
Fig. 2 gezeigt ist.
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Wenn die Schaltung normal funktioniert, herrscht an ihrem Eingang,
an der Klemme EINGANG, der Spannungspegel logische Eins ('g1"), wodurch die Bedingung
für das Leiten der Transistoren Tl undT3 erfüllt ist. Wenn diese beiden Transistoren
leiten, besteht auch an der Klemme AUSGANG der Spannungspegel U5 - 1,1 V. Ein Teil
der Schaltung, der zum Signalisieren vom Augangszustand dient, verfügt über solche
Spannungsverhältnisse, so daß die LED-Diode LD1 leuchtet, während an der Klemme
P der Spannungspegel logische Eins ist.
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Falls aus irgendeinem Grunde eine Augangsüberlastung eintritt, geht
folgendes vor sich: Mit der Zunahme des Ausgangsstromes nimmt auch der Strom durch
den Widerstand R1 bzw. der Spannungsfall daran zu; somit wird am Spannungsteiler
R2 - R3 eine Spannung erzeugt, die den Transistor T2 zum Leiten veranlaßt. Durch
die Werte der Widerstände R2 und R3 wird bestimmt, bei welcher Größe' des Ausgangsstromes
der Transistor T2 gesättigt wird, wodurch die Verhältnisse am Flipflop M geändert
werden und das Signal am Anschluß B3 den Pegel logische Null ("0") erreicht, der
wegen der Schaltungskonfiguration auch zum logischen Gatter V1 übertragen wird.
An dessen Ausgang besteht das Signal mit dem Pegel logische Null (0") und über das
Invertiergatter I1 geht der Sättigungszustand (die Bedingung fürs Leiten) der Transistoren
Tl und T3 verloren. Somit verliert auch die Klemme AUSGANG ihre Spannung.
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Ein solcher Zustand hält an, bis am Anschluß B2 des Flipflops M ein
Impuls mit dem Pegel logische Eins eintritt, der den Zustand des Flipflops ändert,
so daß ein Basisstrom durch die Basen der Transistoren T1 und T3 fließt und für
einen Augenblick ein normaler Zustand am Ausgang wiederhergestellt wird. Der Transistor
T2 mit der Diode D2 begrenzt gleichzeitig den Stromstoß, falls am Ausgang ein Massekontakt
(Kurzschluß) stattfindet. Dieser Strom ist auf ca. 2,5 - 3 A begrenzt und dauert
etwa 5 ms (die Toleranz hängt von der Genauigkeit der Bauelemente und der Speisespannung
ab).
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Die Abtastfrequenz der Schaltung bei einer Überlastung beträgt 2 Hz,
so ist die durchschnittliche Verlustleistung am Transistor T3 gering. Somit ist
eine Zwangskühlung des Transistors nicht. erforderlich.
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Der Teil der Schaltung, der zum Signalisieren des Ausgangszustands
dient,- hat im Normalbetrieb solche Spannungsverhältnisse, daß die LED-Diode LD1
leuchtet. Ist der Ausgang überlastet, so blinkt die Diode mit der Frequenz von 2
Hz, wie durch die Abtastfrequenz am Schaltungsausgang diktiert wird.
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Nach der Beseitigung der überlastungsursache schaltet der erste Impuls
am Anschluß B2 den Ausgang wieder ein und die erfindungsgemäße Schaltung arbeitet
im Normalbetrieb weiter.
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