CH664028A5 - Ausgangsschaltkreis mit elektronischem ueberlastungsschutz. - Google Patents

Description

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PATENTANSPRUCH Ausgangsschaltkreis mit elektronischem Überlastungsschutz, dadurch gekennzeichnet, dass eine erste Klemme (EINGANG) an einen ersten Widerstand (RIO), dessen anderes Ende mit der Masse verbunden ist, einen zweiten Eingang (A2) eines ersten Gatters (VI) und einen zweiten Eingang (A9) eines zweiten Gatters (V3) angeschlossen ist, dass ein erster Kondensator (Cl) einerseits mit der Masse und andererseits mit einem zweiten und dritten Widerstand (R6, R7) und der ersten Klemme (Bl) eines Flip-Flops (M) verbunden ist ; dass der dritte Widerstand (R7) mit der Masse verbunden ist, dass der zweite Widerstand (R6) an den Kollektor eines ersten Transistors (T2) angeschlossen ist, dessen Emitter mit einem vierten Widerstand (Rl), einem fünften Widerstand (R2), einem sechsten Widerstand (R5), dem Emitter eines zweiten Transistors (Tl) und mit einer zweiten Klemme ( + V) verbunden ist, dass die Basis des ersten Transistors (T2) an den fünften Widerstand (R2) und einen siebenten Widerstand (R3) angeschlossen ist, dass die Reihenschaltung aus dem fünften Widerstand (R2) und dem siebenten Widerstand (R3) parallel zum vierten Widerstand (Rl ) geschaltet ist, dass der vierte Widerstand (Rl) und der siebente Widerstand (R3) mit dem Kollektor eines dritten Transistors (T3) verbunden ist, dessen Basis an den Kollektor des zweiten Transistors (Tl) angeschlossen ist, dass über den Emitter und der Basis des dritten Transistors (T3) ein achter Widerstand (R4) geschaltet ist, dass der Emitter des dritten Transistors (T3) ferner mit einer ersten Diode (D3), einer zweiten Diode (D4) und mit einer dritten Klemme (AUSGANG) verbunden ist, dass die dritte Klemme (AUSGANG) über eine Reihenschaltung aus der ersten Diode (D3) und einer Zener-Diode (ZD1 ) mit der Masse verbunden ist, dass die dritte Klemme (AUSGANG) und die zweite Klemme (+V) über die zweite Diode (D4) verbunden sind, dass der Kollektor des ersten Transistors (T2) und der Inverteraus-gang (A5) eines ersten Inverters (II) über eine Reihenschaltung aus einer dritten Diode (D2) und einen neunten Widerstand (R8) verbunden sind, dass der sechste Widerstand (R5) einerseits mit dem Emitter des zweiten Transistors (Tl) und andererseits mit dem neunten Widerstand (R8) und der dritten Diode (D2) verbunden ist, dass die Basis des zweiten Transistors (Tl) über eine vierte Diode (Dl) zwischen der dritten Diode (D2) und dem neunten Widerstand (R8) der Reihenschaltung angeschlossen ist; dass eine vierte Klemme (Kl ) mit dem zweiten Anschluss (B2) des Flip-Flops (M) verbunden ist, dass der dritte Anschluss (B3) des Flip-Flops (M) gleichzeitig mit einer fünften Klemme (P) und dem ersten Eingang (AI) des ersten Gatters (VI) verbunden ist, dass der Ausgang (A3) des ersten Gatters (VI) mit dem Inverterein-gang (A4) des ersten Inverters (11) verbunden ist, dass dieser Invertereingang (A4) gleichzeitig an den ersten Eingang (A6) eines dritten Gatters (V2) angeschlossen ist, dass der zweite Eingang (A7) des dritten Gatters (V2) mit der sechsten Klemme ( + 5V) und der Ausgang (A8) des dritten Gatters ( V2) mit dem ersten Eingang (A 12) eines vierten Gatters (V4) verbunden ist, dass der Ausgang (All) des zweiten Gatters (V3) mit dem zweiten Eingang (A13) des vierten Gatters (V4), und der Ausgang (A14) des vierten Gatters (V4) mit dem Invertereingang (A15) eines zweiten Inverters (12) verbunden ist, dessen Ausgang (A16) an einer LED-Diode (LDl) angeschlossen ist, dass eine siebente Klemme (K2) an den zweiten Eingang (AIO) des zweiten Gatters (V3) angeschlossen ist, und dass die LED-Diode (LDl) über einen zehnten Widerstand (R9) an die zweite Klemme (+V) angeschlossen ist.

BESCHREIBUNG Die Erfindung betrifft einen Ausgangsschaltkreis mit elektronischem Überlastungsschutz.

Es kann passieren, dass bei der Herstellung und auch im Betrieb der Industrieprozesssteuerungen Fehler auftreten, die eine Überlastung oder einen Kurzschluss verursachen. Der Ausgang soll nicht unterdrückt, sondern nur abgeschaltet und dabei eine Fehlernachricht mitgeteilt werden. Nach Fehlerbehebung soll er seine Funktion wieder aufnehmen. Sogar die kurzfristigen Überlastungen, die keine Schäden an der Schaltung verursachen (Lasteinschalten mit der Kapazitivkomponente) sollen die Schaltung nicht ausschalten, da dadurch die Steuerfunktion unnötigerweise gestört würde.

Weil die Schaltungen mit angeführten Merkmalen erforderlich sind, gibt es verschiedene diesbezügliche Lösungen, die jedoch die aufgestellte Aufgabe nicht vollständig zu lösen vermögen.

Die bekannten Lösungen der Ausgangsstufen, denen man im Prospektmaterial verschiedener Weltfirmen begegnet, lassen sich in einige Gruppen aufgliedern :

- Ausgangsstufe ohne den Überlastungsschutz,

- Ausgangsstufe mit dem durch eine Sicherung ausgeführten Überlastungsschutz,

- Ausgangsstufe mit elektronischem Überlastungsschutz (für die Ausgangsströme über 1A),

a) Ausgangsstufen mit oder ohne Ausgangsanzeige,

b) Ausgangsstufen mit automatischer oder manueller Wiedereinschaltung nach der Behebung der Überlastung,

c) Ausgangsstufen, die galvanisch getrennt oder nicht getrennt von den restlichen Schaltungen sind,

d) Ausgangsstufen mit oder ohne Meldung von Überlastungsinformation,

e) Ausgangsstufen mit oder ohne Ausgangsüberspannungsschutz,

f) Möglichkeit der Laststeuerung durch induktive und kapazitive Komponenten mit entsprechenden Schutzvorrichtungen.

Die beste bekannte Lösung ist diejenige, die die Firma Siemens in das freiprogrammierbare System S5-030 bzw. S5-130 eingebaut hat. Der Schaltplan ist in Fig. 1 dargestellt. Die Schaltung basiert auf der Integrierschaltung FZL 1455 der Firma Siemens, bestehend aus einem UND-Gatter zur Ausgangssteuerung, einem Flipflop zur Registrierung von Überlastung, einem Taktgenerator zur Wiedereinschaltung nach der Überlastungsbeseitigung, einer Überlastabtastschaltung und einem Transistor zur Steuerung von Leistungstransistoren.

Siemens-Ausgangsschaltung nach der Anwendung, die diese Firma zur Integrierschaltung FZL vorschlägt. Am ersten Eingang Q1 des UND-Gatters liegt normalerweise immer ein Signal mit einem logischen Zustand «1» entsprechenden Spannungspegel an, während am anderen Eingang Q2 des UND-Gatters sowohl ein Signal mit dem logischen Zustand « 1 » als auch mit dem logischen Zustand «0»

anliegen kann und zwar abhängig davon, ob man die ganze Schaltung EIN- oder AUSSCHALTEN will.

Beim Einschalten liegt am Eingang Q2 ein logischer Zustand «1» an. In diesem Augenblick ist die Bedingung zum Durchschalten des UND-Gatters erfülllt, was zur Folge hat, dass sich im Punkt Q solch ein Spannungsniveau erscheint, dass dem logischen Zustand «1» entsprechender Spannungspegel einstellt, so dass der Transistor T5 als auch der Transistor T6 durchgeschaltet werden, wodurch an der Klemme IZ der Spannungspegel der Us-2V(Us=20-30 V) beträgt.

Der Ausgangsstrom kann solange zunehmen, bis am Stromabtastwiderstand RI 1 die Spannung so hoch angestiegen ist, dass der Transistor T7 in der Integrierschaltung FZL 145S durchgeschaltet wird. In diesem Augenblick liegt am Flip-Flop ein Signal an, das den früheren Zustand wieder5

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einsetzt, wodurch der AUSGANG an der Klemme 17 keine Spannung abgeben wird. Aus dem Taktgenerator wird ein Signal mit einer Frequenz von 1 kHz an den Flip-Flop angelegt, wodurch der «0»-Zustand in den « 1 »-Zustand verändert wird, wobei dieses Signal der dem logischen Zustand «1» entsprechende Spannungspegel ist. So wird für einen Augenblick der frühere Zustand wiedereingesetzt. Dauert die Stromzunahme bzw. die Überlastung am Ausgang an, so wird die Schaltung wieder ausgeschaltet. Ist der Fehler aber behoben, funktioniert die Schaltung normal weiter. Die Diode D5 und die Zenerdiode Z2 schützen den Schaltungsausgang vor der Überlastung, die beim Ausschalten der induktiven Last entsteht, während die Diode D6 den Transistor T6 schützt im Falle einer Sperrspannung, die bei einer kapazitiven Last auftreten kann, wenn die Speisespannung Us in der Schaltung ausbleibt.

Die oben beschriebene Schaltung weist einige Grundnachteile auf :

1) Die Verbindung der Transistoren T5 und T6 ist so ausgeführt, dass das Spannungsverhältnis, wenn die beiden Transistoren leiten, durch die Gleichung ausgedrückt ist:

U C E(Sâl )T6 = U B E(Siil)T6 + U C E(Sät)T5

Das gilt, wenn die Schaltung normal funktioniert. Da UBE(sai)T6)^ 0,6 V soll auch UCE<südt6 grösser als 1 V sein, deswegen ist die Verlustleistung am Transistor T6 bei einem Ausgangsstrom von 2 A grösser als 2 W. Deshalb haben diese Transistoren Kühlrippen, die viel Raum einnehmen und eine rationelle Platzausnutzung auf der gedruckten Schaltung erschweren. Dieser Aufwand für die Kühlung des Transistors macht deren Anwendungen in einer Hybridschaltung unmöglich.

2) Im Falle, dass am Ausgang ein Kurzschluss auftritt, was der häufigste Fehler ist, ist kein Strombegrenzer zur Begrenzung eines Stromstosses vorgesehen, der im Augenblick des Einschaitens entstehe und solange dauert, bis dieser automatisch ausgeschaltet wird. Solche Ströme sind von relativ kurzer Dauer, können aber sehr hoch sein. Deren Höhe hängt von der Grösse einzelner Schaltelemente und der Speisespannung Us ab, die in diesem Fall in hohem Grade sinkt.

Während der hohe Strom durch den Transistor T6 fliesst, erreicht die Spannung UCEisaoTóVVetwa 20-30 V, was eine zwar kurze, aber zu hohe Verlustleistung an dem Transistor selbst bedeutet, wodurch seine Lebensdauer wesentlich verkürzt wird. Das ist auch ein Grund für die Zwangskühlung.

3) Der Taktgenerator zum automatischen Wiedereinschalten hat eine zu hohe Frequenz von 1 kHz. Das heisst, dass die Stromstösse bei einem Kurzschluss am Ausgang mit dieser Frequenz auftreten.

4) Die Schaltung ist mit keiner optischen oder ähnlichen Anzeige für die Überlastung am Ausgang selbst versehen.

5) Es fehlt auch ein logisches Überlastungssignal, das in den Prozessor- oder Rechneranwendungen verarbeitet oder erkannt werden könnte, um aufgrund dessen die entsprechenden Massnahmen treffen zu können. In dieser Schaltung von Siemens wäre es das Signal Q1, das aber unzugänglich ist, weil es innerhalb der integrierten Schaltung auftritt.

Ziel der Erfindung ist einen Ausgangsschaltkreis mit elektronischem Überlastungsschutz zu schaffen, der als eine universale Ausgangsstufe eines Logik-Schaltkreises dient, der die Nachteile des Standes der Technik nicht aufweist und der auf eine Überlastung am Ausgang anspricht, um durch Abschalten des Ausgangs und durch Abtasten im 2Hz-Takt festzustellen, ob der Fehler behoben ist und nach Behebung des Fehlers automatisch wieder eingeschaltet wird.

Dieses Ziel wird mit den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruches erreicht.

Im folgenden wird die Erfindung anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltschema einer bekannten Ausführungsform eines Ausgangsschaltkreises mit elektronischem Überlastungsschutz und

Fig. 2 ein Schaltschema eines erfindungsgemässen Schaltkreises mit elektronischem Überlastungsschutz.

Die Klemme EINGANG ist am gemeinsamen Punkt des Widerstandes RIO, dessen anderes Ende mit der Masse verbunden ist, am zweiten Eingang A2 des Gatters VI und am ersten Eingang A9 des Gatters V3 angeschlossen. Der Kondensator Cl ist mit einem Ende an die Masse und mit dem anderen an den gemeinsamen Punkt der Widerstände R7, R6 und an die Klemme B1 des Flip-Flops M angeschlossen. Der Widerstand R7 ist mit der Masse, der Widerstand R6 mit dem Kollektor des Transistors T2 verbunden. Der Emitter des Transistors T2 ist an den gemeinsamen Punkt der Widerstände Rl, R2, R5 des Emitters des Transistors Tl und die Klemme + V angeschlossen. Die Basis des Transistors T2 ist an den gemeinsamen Punkt der Widerstände R2 und R3 angeschlossen. Die in Serie geschalteten Widerstände R2 und R3 sind parallel mit dem Widerstand Rl geschaltet. Der gemeinsame Punkt der Widerstände Rl und R3 ist an den Kollektor des Transistors T3 angeschlossen, während die Basis dieses Transistors mit dem Kollektor des Transistors Tl verbunden ist. Über den Emitter und die Basis des Transistors T3 ist der Widerstand R4 geschaltet. Der gemeinsame Punkt des Emitters des Transistors T3, des Widerstands R4, der Dioden D3 und D4 ist gleichzeitig die Klemme AUSGANG. Zwischen der Klemme AUSGANG und der Masse ist eine Reihenschaltung aus einer Diode D3 und einer Zener-Diode ZD1 und ebenfalls zwischen die Klemme AUSGANG und der Klemme +V ist die Diode D4 geschaltet. Zwischen den Kollektor des Transistors T2 und den Invertierausgang A5 des Inverters 11 ist eine Reihenschaltung aus einer Diode D2 und einem Widerstand R8 geschaltet. Der Widerstand R5 ist zwischen den Emitter des Transistors Tl und den gemeinsamen Punkt des Widerstands R8 und der Diode D2 sowie die Diode Dl zwischen denselben gemeinsamen Punkt und die Basis des Transistors Tl geschaltet. Die Klemme Kl ist mit dem Anschluss B2 des Flip-Flops M, während der Anschluss B3 gleichzeitig mit der Klemme P und dem ersten Eingang AI des Gatters VI verbunden ist. Der Ausgang A3 des Gatters VI ist an den Invertiereingang A4 des Inverters 11 angeschlossen, der gleichzeitig mit dem Anschluss A6 des logischen Gatters V2 verbunden ist. Der Anschluss A7 ist zum Punkt +5V, während der Ausgangsan-schluss A8 des logischen Gatters V2 zum logischen Eingang A12 des logischen Gatters V4 geschaltet ist.

Der Anschluss Al 1 des logischen Gatters V3 ist mit dem logischen Eingang A13 des logischen Gatters V4 verbunden, während der logische Ausgang A14 an den Invertiereingang A15 des Inverters 112 angeschlossen ist, dessen Invertierausgang A16 mit der LED-Diode LDl verbunden ist. Die Klemme K2 ist an den zweiten Eingang AIO des Gatters V3 angeschlossen. Die LED-Diode LDl ist über den Widerstand R9 mit der Klemme + V verbunden, wie in Figur 2 gezeigt ist.

Wenn der erste Schaltkreis normal funktioniert, liegt an der ersten Klemme EINGANG ein Spannungspegel mit einem logischen Zustand «1» an, so dass die Transistoren Tl und T3 leiten. Wenn diese beiden Transistoren leiten, liegt an der dritten Klemme AUSGANG ein Spannungspegel Us-1,1 V an. Ein Teil des Schaltkreises, der zum Signalisieren vom Ausgangszustand dient, hat ein solches Spannungsverhältnis,

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dass die LED-Diode LDl leuchtet, während an der fünften Klemme P ein Spannungspegel mit dem logischen Zustand «1» auftritt.

Falls aus irgendwelchem Grunde eine Überlastung am Ausgang auftritt, passiert folgendes: Mit der Zunahme des Ausgangsstromes steigt auch der Strom durch den Widerstand R1 bzw. der Spannungsfall über diesen an. Somit wird am Spannungsteiler R2-R3 solch eine Spannung erzeugt, die den Transistor T2 leitend macht. Durch die Werte der Widerstände R2 und R3 wird bestimmt, bei welcher Höhe des Ausgangsstromes der Transistor T2 gesättigt wird, wodurch die Verhältnisse am Flip-Flop M geändert werden und das Signal am Anschluss B3 einen logischen Zustand «0» annimmt, der wegen des Schaltkreisaufbaus auch an das erste Gatter VI angelegt wird. Am Ausgang des ersten Gatters wird ein Signal mit einem logischen Zustand «0» abgegeben und über den In verter 11 geht der Sättigungszustand (die Bedingung fürs Leiten) derTransistorenTl undT3 verloren. Somit verschwindet an der Klemme AUSGANG die Spannung.

Dieser Zustand hält an, bis am Anschluss B2 des Flip-Flops M ein Impuls mit einem logischen Zustand «1» anliegt, der den Schaltzustand des Flip-Flops ändert, so dass ein Basisstrom durch die Transistoren Tl undT3 fliesstund für einen Augenblick ein normaler Zustand am Ausgang wiederhergestellt wird. Der Transistor T2 mit der Diode D2 begrenzt s gleichzeitig den Stromstoss, falls am Ausgang ein Kurzschluss vorliegt. Dieser Strom ist auf ca. 2,5-3A begrenzt und dauert etwa 5 ms (die Toleranz hängt von der Genauigkeit der Bauelemente und der Speisespannung ab).

Die Abtastfrequenz der Schaltung bei einer Überlastung io beträgt 2 Hz, so ist die durchschnittliche Verlustleistung am Transistor T3 gering. Somit ist eine Zwangskühlung des Transistors nicht erforderlich.

Der Teil des Schaltkreises der zum Signalisieren des Ausgangszustands dient, hat im Normalbetrieb solche Span-ls nungsverhältnisse, dass die LED-Diode LDl leuchtet. Tritt eine Überlastung am Ausgang auf, so blinkt die Diode mit der Frequenz von 2 Hz, wie durch die Abtastfrequenz am Schaltungsausgang diktiert wird.

Nach der Beseitigung der Überlastung ändert der erste Impuls am Anschluss B2 den Schaltzustand des Flip-Flop wieder und der Schaltkreis arbeitet im Normalbetrieb weiter.

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1 Blatt Zeichnungen