DE3346119A1 - Beleuchtungskoerper - Google Patents

Description

Beleuchtungskörper

Die Erfindung bezieht sich auf einen Beleuchtungskörper/ der so ausgelegt ist, daß er funktionsmäßig einer Glühlichtquelle gleicht, in dem die Hauptlichtquelle eine Bogenlampe ergänzt durch eine Reserveglühlichtquelle ist und der ein kompaktes "Hochfrequenz"-Netzteil enthält, das an einer herkömmlichen 120 V, 60 Hz - Quelle betrieben wird.

Insbesondere befaßt sich die Erfindung mit der Betriebsschaltung in dem Netzteil und mit der Optimierung der in der Betriebsschaltung sowohl für den Glühfaden- als auch für den Bogenlampenbetrieb enthaltenen Schalteinrichtungen.

Die Erfindung ist das Ergebnis von Anstrengungen zum Herstellen einer einen guten energetischen Wirkungsgrad aufweisenden und vergleichsweise wenig kostenden Ersatzeinheit für die keinen guten elektrischen Wirkungsgrad aufweisende Glühlampe. Durch den Anstieg der Energiekosten ist ein Bedarf an einem Beleuchtungskörper entstanden, der elektrische Energie mit größerem Wirkungsgrad in Licht umwandelt. Die US-PS 4 161 672 beschreibt kleinere Metallhalogenlampen niedriger Wattzahl, die eine hohe Lichtausbeute und einen guten Betriebswirkungsgrad haben und mit Haushaltsglühlampen vergleichbar sind. Solche Lampen sind ein möglicher Ersatz guten energetischen Wirkungsgrades für die Haushaltsglühlampe, vorausgesetzt, daß zweckmäßige, geringe Kosten verursachende Vorkehrungen für die Reservebeleuchtung beim Starten solcher Lampen und für die Erfüllung der verschiedenen elektrischen Anforderungen an die Reserve- und Hauptlichtquelle getroffen werden können.

Das Netzteil des hier beschriebenen Beleuchtungskörpers stellt eine Weiterentwicklung von älteren Hochfrequenznetzteilen dar, in denen ein Ferrittransformator, der so gesteuert wird, daß er im Betrieb nicht in Sättigung geht, und ein Transistorschalter wichtige Elemente sind. Solche Netzteile sind in der ÜS-PS 4 350 930 und in einer weiteren deutschen Patentanmeldung P 32 34 326.4 der Anmelderin beschrieben.

Das den Gegenstand der weiteren Patentanmeldung bildende Netzteil erzeugt eine anhaltende Anfangsperiode (8 s) der Gleichstromglühfadenspeisung mittels eines ersten oder Thyristorschalters, der Strom aus der Gleichstromversorgung leitet, gefolgt von einer Periode kurzer Dauer (8 ms) einer Hochfrequenzbetätigung eines zweiten oder Transistorschalters. Die Hochfrequenzbetätigung des zweiten oder Tran-

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sistorschalters, die aufrechterhalten wird (2s), nachdem der Bogenlampenstrom abgefühlt worden ist, zündet den Entladungsbogen und liefert die notwendige Leistung zum überleiten des Entladungsbogens auf den Punkt, wo er durch die Gleichstromversorgung aufrechterhalten wird. Mittlerweile wird durch den Hochfrequenzschaltbetrieb auch der Reserveglühfaden gespeist. Wenn der Entladungsbogen übergegangen ist und der Schaltbetrieb unterbrochen worden ist, wird der Glühfaden weiterhin durch seine Reihenverbindung über die Bogenlampe zu der Gleichstromversorgung gespeist. Da die Spannung des Entladungsbogens ansteigt, wenn sich die Bogenlampe erwärmt, verbraucht der Glühfaden weniger Energie, und im Endbetriebszustand glüht der Glühfaden viel weniger und nimmt eine relativ geringe Leistung auf. In der vorstehend beschriebenen Anordnung sind die Schalteinrichtungen, die für den Anfangsgleichstrombetrieb des Glühfadens erforderlich sind, von den Hochfrequenzschalteinrichtungen getrennt, die sowohl zur Glühfadenais auch zur Bogenlampenspeisung benutzt werden. Die Zeitsteuerung des Schaltbetriebes und das Erfordernis gesonderter Halbleiterschalter vergrößert die Anzahl der Bauelemente und die Schaltungskosten, während mit der Schaltung das gewünschte Ziel einer verringerten elektromagnetischen Störung während des Startens erreicht wird.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein verbessertes Netzteil für einen Beleuchtungskörper zu schaffen, in welchem eine Bogenlampe und eine Reserveglühlichtquelle vereinigt sind.

Weiter soll eine verbesserte Betriebsschaltung zur Verwendung in einem Netzteil für diesen Beleuchtungskörper geschaffen werden.

Außerdem soll eine Betriebseinheit geschaffen werden, die verbesserte Schalteinrichtungen enthält.

Ferner soll eine Betriebsschaltung zur Verwendung in einem Netzteil geschaffen werden, die verbesserte Schalteinrichtungen enthält, welche in der Lage sind, starke Glühfadenströme bei Gleichstrom oder bei niedriger Schalthäufigkeit zu schalten, und die weiter in der Lage sind, bei der höheren Schalthäufigkeit zu schalten, die zum Zünden der Bogenlampe erforderlich ist.

Diese Aufgabe wird bei einem aus dem üblichen 120-V-Wechseistromnetz gespeisten Beleuchtungskörper durch ein eingebautes Netzteil gelöst, das eine Gleichstromversorgung niedriger Spannung (Vdd) enthält. Der Beleuchtungskörper enthält eine Metalldampflampe, die eine Anode und eine Katode hat, und eine Betriebsschaltung, die einen Glühfadenwiderstand enthält, der sowohl das Reservelicht liefert als auch den Stabilisierungswiderstand für die Bogenlampe während des normalen Betriebes bildet. Die Betriebsschaltung enthält weiter einen Transformator zum Erzeugen einer hinauftransformierten Ausgangsspannung, der eine erste und eine zweite Wicklung hat, einen Kondensator, einen Halbleiterschalter, welcher aus einer 3-Transistor-Kombination besteht, wobei jeder Transistor eine Basis-, eine Emitter- und eine Kollektorelektrode hat und wobei die Transistoren in einer Darlington-Schaltung in Kaskade geschaltet sind, und Steuereinrichtungen zum Betätigen des Schalters in einer aus mehreren Zuständen bestehenden Bogenlampenstartfolge.

Die Bogenlampe und die Betriebsschaltung sind in vier Zweigen verbunden, die von einem gemeinsamen Schaltungs punkt ausgehen und zu den Gleichstromversorgungsklemmen führen. Der Glühfadenwiderstand liegt in einem ersten

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Zweig zwischen der ersten Quellenausgangsklemme und dem Schaltungspunkt. Die zweite Wicklung und die Bogenlampe liegen in Reihe in einem zweiten Zweig zwischen dem Schaltungspunkt und der zweiten Quellenklemme (Masse). Der dritte Transistor liegt mit seinem Kollektor und seinem Emitter in einem dritten Zweig zwischen dem Schaltungspunkt und der zweiten Quellenklemme. Die erste Wicklung und der Kondensator sind in einem vierten Zweig zwischen dem Schaltungspunkt und der zweiten Quellenklemme in Reihe geschaltet.

Die Startfolge enthält die folgenden drei Zustände. Der erste Zustand ist ein Vorzündzustand, in welchem der Schalter im Gleichstrombetrieb oder mit niedriger Schaltgeschwindigkeit oder -häufigkeit arbeitet, um Strom durch die Reihenschaltung aus dem ersten und dem dritten Zweig zu leiten. Dieser Zustand ergibt den Glühlichtbetrieb des Glühfadenwiderstands, wobei der Kondensator verhindert, daß Gleichstrom über die erste Wicklung fließt oder daß eine nennenswerte Wechselstromenergieübertragung bei der niedrigen Schaltgeschwindigkeit zu der zweiten Wicklung erfolgt. Der zweite Zustand ist ein Zündzustand, in welchem der Schalter mit einer geeignet hohen Schaltgeschwindigkeit oder -häufigkeit periodisch betätigt wird , um den ersten, den zweiten und den vierten Zweig für fortgesetzten Glühlichtbetrieb des Glühfadenwiderstands und für die Zündung und den Übergang der Bogenlampe zu speisen. Der dritte Zustand ist ein gezündeter Zustand, in welchem der Schalter abgeschaltet bleibt, wobei der von der Gleichstromquelle gelieferte Strom in der Reihenschaltung aus dem ersten und dem zweiten Zweig fließt, um den Entladungsbogen aufrechtzuerhalten, wobei der Glühfadenwiderstand als Ballastwiderstand zum Stabilisieren des Entladungsbogenstroms dient.

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Gemäß einem Aspekt der Erfindung enthält das Steuersystem eine erste Basisansteuereinrichtung, die mit der Basis des ersten Transistors in dem Halbleiterschalter verbunden ist, für den Betrieb mit der niedrigen Schaltgeschwindigkeit, und eine zweite Basisansteuereinrichtung, die mit der Basis des zweiten Transistors verbunden ist, für den Betrieb mit der hohen Schaltgeschwindigkeit. Die erste Basisansteuereinrichtung gibt zwei Einschaltsignale an die Basis des ersten Transistors ab. Das erste Einschaltsignal ist ein Gleichstromsignal kurzer Dauer, dessen Länge und Amplitude so gewählt sind, daß ein kalter Glühfaden bis zum Glühen erhitzt wird. Der Leistungswert beträgt hier 85 W. Das zweite Einschaltsignal ist ein mit einer niedrigen Schaltgeschwindigkeit (z.B. 120 Hz) pulsierendes Signal, dessen Tastverhältnis so gewählt ist, daß das Glühen des Glühfadens bei einem niedrigeren Leistungswert (60 W) als bei dem ersten Einschaltsignal aufrechterhalten wird.

Der Kondensator, der zu der ersten Wicklung in dem vierten Zweig in Reihe geschaltet ist, hat einen Wert, der in bezug auf die Parameter des Transformators und die hohe Schaltgeschwindigkeit so gewählt wird, daß sich eine ausreichend große Transformatorausgangsspannung (z.B. 2300 V) zum Zünden und eine optimale Leistung (2-15 W) für den übergang des Entladungsbogens zu dem Punkt ergibt, wo dieser bei einer aus der Gleichstromversorgung verfügbaren niedrigen Spannung stabil arbeiten wird.

In der bevorzugten Ausführungsform sind die Transformatorwicklungen gegenseitig so ausgerichtet, daß sich die Spannungen in den beiden Wicklungen addieren, um die Zündspannung zwischen der Anode und der Katode der Bogenlampe zu vergrößern.

Die Schaltung wird mit besserem Wirkungsgrad arbeiten, wenn Einrichtungen vorgesehen sind zum Abführen der gespeicherten Ladung aus dem dritten oder Ausgangstransistor. Bevorzugte Einrichtungen enthalten eine in Durchlaßrichtung gepolte Diode, die in den Emitterpfad des dritten Transistors eingefügt ist, und einen Widerstand, der zwischen die Basis des dritten Transistors und die zweite Quellenklemme (Masse) geschaltet ist und einen niedrigen Wert (z.B. 12 S) hat, welcher so gewählt wird, daß für einen Betrieb mit gutem Wirkungsgrad bei der gewählten Schaltgeschwindigkeit die gespeicherte Ladung abgeführt wird.

Wenn die erste und die zweite Basisansteuereinrichtung in einer integrierten Schaltung enthalten sind, sind Einrichtungen vorgesehen zum Schutz der integrierten Schaltung vor dem Eindringen von Einschwingvorgängen negativer Polarität über die Basisansteuerverbindungen, wobei NPN-Transistören angenommen sind. Beispielsweise können die Kollektoren des ersten und des zweiten Transistors miteinander und mit der Katode einer Diode verbunden sein, deren Anode mit dem Kollektor eines dritten Transistors verbunden ist, was verhindert, daß negative Einschwingvorgänge von dem Umschaltkreisausgang zu den Kollektoren des ersten und des zweiten Transistors gekoppelt werden. Die Einrichtungen zum Schutz vor negativen Einschwingvorgängen können weiter eine Diode enthalten, die zwischen den Emitter des zweiten Transistors und die zweite Quellenklemme geschaltet und so gepolt ist, daß sie die Basen des ersten und des zweiten Transistors daran hindert, wesentlich negativ zu gehen.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 ein elektrisches Schaltbild eines neuen

Beleuchtungskörpers, der in eine Standardlampenfassung einschraubbar ist und eine Bogenlampe als Hauptlichtquelle, eine Reserveglühlichtquelle und ein kompaktes, durch eine integrierte Schaltung gesteuertes Netzteil enthält,

Fig. 2 eine Tabelle der Zustände des Beleuch

tungskörpers, die die Dauer und die Art der Leistung zeigt, die der Bogenlampe und der Reservelichtquelle im Vorzündzustand, im Zündzustand und im gezündeten Zustand zugeführt wird,

Fig. 3 ein Zustandsfolgediagramm, das die erlaubten Folgen der Zustände des Beleuchtungskörpers in Abhängigkeit von Bedingungen zeigt,

Fig. 4 ein Blockschaltbild der integrierten

Schaltung, die das Netzteil steuert,

die Fig. 5A-5F Logikdiagramme der das Netzteil steuernden integrierten Schaltung, wobei die Fig. 5A-5C zusammen die Logikauslegung der integrierten Schaltung zeigen, wobei Fig. 5D die Logik eines als Beispiel dargestellten NÖR-Gatter-SR-Speicherflipflops zeigt, wobei Fig. 5E die Logik eines als Beispiel dargestellten NAND-

Gatter-SR-Speicherflipflop zeigt und wcbei Fig. 5F die Logikauslegung eines in den Fig. 5A, 5B und 5C dargestellten Multiplexers zeigt,

Fig. 6A eine Sammlung von Signalen, die für

den Betrieb der zur Steuerung des Netzteils verwendeten integrierten Schaltung relevant sind, und veranschaulicht den Teil einer Startfolge, die zwei Zuführungen von Hochfrequenzenergie zum Starten der Bogenlampe beinhaltet, und zwar nicht von einem Durchschlag begleitet,

Fig. 6B eine Darstellung des Durchschlags bei

dem Entladungsbogenübergang und

die Fig. 7A alternative Konfigurationen des 3-Tran- und 7B sistor-Schalters der Betriebsschaltung des Netzteils, wobei Fig. 7A eine Konfiguration zeigt, die sich zur Herstellung mit diskreten Bauelementen eignet, während Fig. 7B eine Konfiguration zeigt, die sich zur Herstellung als einzelne integrierte Schaltung eignet.

Fig. 1 zeigt das elektrische Schaltbild eines einen guten Wirkungsgrad aufweisenden Beleuchtungskörpers zum Betreiben einer Bogenlampe an einer herkömmlichen Wechselstromquelle niedriger Frequenz (50-60 Hz). Die hier beschriebene Ausführungsform stellt eine Verbesserung gegenüber Beleuchtungskörpern dar, wie sie in der US-PS 4 350 930 und in der oben erwähnten weiteren deutschen Patentanmeldung P 32 34 326 der Anmelderin beschrie ben sind.

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Die Verbesserungen der hier beschriebenen Ausführungsform befassen sich mit Modifizierungen des Netzteils des Beleuchtungskörpers einschließlich der Steuereinrichtungen. In den Steuereinrichtungen wird zur Steuerung eine integrierte Schaltung verwendet, die so ausgelegt ist, daß sich ein Beleuchtungskörper ergibt, der in sämtlichen Lampenzuständen eine minimale elektromagnetische Störung verursacht, eine größere Vielseitigkeit aufweist, zuverlässiger ist und bessere Gebrauchseigenschaften hat.

Der Beleuchtungskörper weist eine Lampenbaugruppe auf, die Licht erzeugt, und ein Netzteil, das die Lampenbaugruppe mit elektrischer Energie versorgt, wobei manche Elemente des Beleuchtungskörpers die doppelte Funktion der Lichterzeugung und der Stabilisierung haben. Die Lampenbaugruppe enthält sowohl eine einen guten Wirkungsgrad aufweisende Bogenlampe 11 als auch ein Glühfadenwiderstandselement 12, die in einem nicht dargestellten Glaskolben angeordnet sind. Das Widerstandselement 12 ist sowohl ein Ballast- oder Stabilisierungswider stand für die Bogenlampe als auch eine zusätzliche Lichtquelle. Das Netzteil hat ein Gehäuse (ebenfalls nicht dargestellt), mittels welchem der Glaskolben an einem Schraubsockel befestigt ist. Der Schraubsockel dient dazu, den Beleuchtungskörper mit einer herkömmlichen Wechselstromlampenfassung elektrisch und mechanisch zu verbinden. Das Netzteil des Beleuchtungskörpers liefert den erforderlichen Strom für die Bogenlampe während Start- und Betriebsbedingungen und erzeugt eine sofortige Beleuchtung durch die Verwendung der zusätzlichen Glühfadenlichtquelle.

Der Beleuchtungskörper kann im wesentlichen genau so bequem wie eine Glühlampe eingeschaltet, wiedereinge-

schaltet oder abgeschaltet werden. Die Verzögerungen bei der Erzeugung von Licht, die normalerweise beim Starten einer Bogenlampe auftreten, sind dadurch weniger nachteilig gemacht worden, daß der Glühfadenwiderstand 12 benutzt wird, der zusätzliches Licht liefert. Der Glühfadenwiderstand und die Bogenlampe sind beide in demselben Kolben untergebracht, der ungefähr dieselbe Größe wie ein herkömmlicher Glühlampenkolben hat.

Die Bogenlampe 11 hat die Form eines kleinen Quarzgefäßes, das mit Ausnahme eines kleinen mittleren Bereiches größeren Querschnittes zylindrisch ist, im Durchmesser aber nicht größer als 12,7 mm (1/2 ") ist. Die Bogenlampe hat zwei Elektroden, von denen eine in jedes Ende eingeschmolzen ist. Das Innere der Bogenlampe ist als sphärische oder elliptische Zentralkammer ausgebildet, die mit einem ionisierbaren Gemisch gefüllt ist, welches Argon, ein ionisierbares Startgas, Quecksilber, das verdampft, wenn es heiß wird, und verdampfbare Metallsalze, wie beispielsweise Natrium- und Scandiumjodid, enthält. Im Betrieb wird ein Entladungsbogen zwischen den Elektroden gebildet, der in der Kammer eine Beleuchtung erzeugt. Kleine Lampen niedriger Leistung des vorstehend beschriebenen Typs werden als Metallhalogen- oder Metalldampflampen bezeichnet. Eine geeignete Lampe ist ausführlicher in der US-PS 4 161 672 beschrieben.

In die Lichterzeugung teilen sich die Bogenlampe 11 und der Glühfadenwiderstand 12, welch letzterer außerdem einen ohmschen Ballast für die Bogenlampe bildet. Im normalen Endbetriebszustand leitet der Glühfadenwiderstand 12 den in der Bogenlampe fließenden Strom, wobei die Hauptlichterzeugung aber in der Bogenlampe erfolgt. Beim Starten oder Wiederstarten der Bogenlampe (d.h.

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bei der Zündung) erzeugt der Glühfadenwiderstand 12 zusätzliche Beleuchtung.

Die Bogenlampe 11 weist mehrere verschiedene Zustände im herkömmlichen Gebrauch auf, und jeder aktive Zustand erfordert eine andere Speisung aus dem Netzteileingang. Unter praktischen Gesichtspunkten hat die Bogenlampe 11 drei im wesentlichen aktive Zustände, die als Phasen I-III bezeichnet werden, und einen inaktiven Zustand. Das Netzteil kann so betrachtet werden, als habe es insgesamt sieben Betriebsarten, die durch die spezifischen Lampenzustände verlangt werden, zu denen Vorzündung (Glühfadenvorheizung und Reservelicht), Zündung (Hochfrequenzabfrage der Bogenlampe), gezündet (Gleichstrombetrieb niedriger Spannung der Bogenlampe) und Ausfall (Ende der Lebensdauer, wenn die Entladungslampe funktionsuntüchtig wird), wie in Fig. 2 beschrieben, gehören.

Im Vorzündzustand wird nur der Glühfaden gespeist, und zwar in einer von zwei Betriebsarten: Gleichstrom (85 W Eingangsleistung) oder mit 120 Hz pulsierender Gleichstrom (60 W Eingangsleistung).

Im Zündzustand kann die Lampenspeisung in zwei Betriebsarten erfolgen: eine ist eine Impulsfolge (typische Spitzenspannung 2300 V, 100 kHz) kurzer Dauer, während die andere ebenfalls eine Impulsfolge (Spitzenspannung typisch 15-500 V, 100 kHz) längerer Dauer ist, nachdem ein Entladungsbogenstrom abgefühlt worden ist. Die Dauer der Anfangsabfrageimpulsfolgen, die von dem Netzteil vor dem Durchschlag geliefert werden, liegt zwischen 10 με und 31 ms. Die Hochfreguenzabfrageimpulse sind auf einer geeignet hohen Spannung (typisch

2300 V Spitze), um den elektrischen Durchschlag des in der Bogenlampe enthaltenen Gases zu bewirken (Phase I), was eine fallende maximale Lampenspannung einleitet. Diese letztgenannte Bedingung wird auch als Ausbildung einer "Glimmentladung" bezeichnet.

Wenn die Zündung der Bogenlampe als Ergebnis der anfänglichen Hochfreguenzabfrageimpulse beginnt, erfolgt ein plötzlicher Abfall von den 2300 V Zündspannung auf einen Bereich zwischen 15 und 500 V. Häufig kann die Lampe ein zweites Mal wiederzünden, im allgemeinen ab einer kleineren Maximalspannung, da das Ionisationsniveau des in ihr enthaltenen Gases steigt. Für den Durchbruch erfordern Bogenlampen des hier betrachteten Aufbaus zwischen 1000 und 2000 V, wobei Impulse von Mikrosekundendauer während des 10 με bis 31 ms betragenden Abfrageintervalls benutzt werden.

Wenn das Leiten in der Bogenlampe abgefühlt wird, erfolgt eine ungefähr 2 s währende ausgedehnte Abfragespeisung durch das Netzteil, um den Übergang der Bogenlampe vom Glimmen zum Entladungsbogen zu erreichen (Phase II). Der Übergangszustand ist durch ein anhaltenderes Ionisationsniveau und durch eine niedrigere Maximalspannung gekennzeichnet. Wenn er beginnt, ist die Entladung typisch unstabil und pendelt zwischen einem Maximal- und einem Minimalwert, wobei die Spannung der Entladung von kleiner werdenden Maximalwerten kontinuierlich auf einen sich wiederholenden Mindestwert nahe 15 V fällt. Wenn das Leiten des Gases zunimmt, fällt die maximale Lampenspannung ab, die verbrauchte Leistung steigt, und die Temperatur innerhalb der Lampe steigt ebenfalls. Wenn die maximale Entladungsbogenspannung auf Werte nahe 500-150 V fällt, muß das Netzteil eine größere Energie (typisch 2-15 W) liefern, um den Entladungsbogen in einer Metal!dampflampe der hier beschrie-

to

- ¹M benen Art aufrechtzuerhalten.

Der übergang ist mit der Ausbildung eines stabilen Entladungsbogens niedriger Spannung abgeschlossen, was erfolgt, wenn ein Teil der Katode thermionische Emissionstemperaturen erreicht hat, was auch als Phase-III-Betrieb ' bezeichnet wird. Die Ausgedehnte-Abfrage-Speisung hat eine feste Länge und ist so gewählt, daß unter normalen Bedingungen die Bogenlampe üblicherweise die thermionische Emission (Phase III) erreicht. Bei dem (üblicherweise) erkennbaren übergang auf die Phase III verliert die Spannung der Entladung ihre ünstabilität und bleibt auf einem Anfangswert von etwa 15V. In dieser Betriebsart, die als gezündeter Zustand in Fig. 2 bezeichnet ist, wird der Entladungsbogen ohne weitere HF-Speisung aufrechterhalten. Die Steuereinrichtungen erfordern (wie im folgenden noch näher erläutert), daß die HF-Speisung 2 oder 3 ms vor dem Prüfen des Vorhandenseins des Entladungsbogenstroms aufhört, das anzeigen würde, daß die Lampe auf die Phase III übergegangen ist. In der Phase III weist die Lampe eine anhaltend niedrige Impedanz auf, was einen Strombegrenzungsballast erfordert, um eine übermässige Erhitzung und Zerstörung zu verhindern.

Die Anfangsperiode des gezündeten Betriebes ist die Aufwärmperiode, die normalerweise 30-90 s dauert. Während des Aufwärm- und des Endbetriebszustandes der Bogenlampe hat das Netzteil die Zufuhr von Hochfreguenzenergie (100 kHz) zum Starten des Entladungsbogens unterbrochen. Beim Aufwärmen hat das Netzteil in gewissem Sinne seinen Endzustand erreicht, in welchem Gleichstrom dem Glühfadenwiderstand 12 und der Bogenlampe 11 in Reihe zugeführt wird. Da jedoch die Bogenlampenspannung zunimmt, nimmt der Energieverbrauch in dem Glühfaden ab, und die Gesamtleistung, die durch das Netzteil geliefert wird,

nimmt fortwährend ab, bis sie sich auf dem Endbetriebswert stabilisiert. Während der Aufwärmperiode erreicht die Bogenlampe die volle Betriebstemperatur, und die in ihr enthaltenen Gase erreichen ihre hohen endgültigen Betriebsdrücke. Die Spannung an der Bogenlampe steigt auf einen Wert von typisch 92 V, und zwar als Ergebnis der Verringerung des Bogenlampenleitwertes. Wenn sich der Endbetriebszustand einstellt, nimmt die Bogenlampe die maximale Leistung (typisch 32 W) auf, und es wird die maximale Lichtausbeute erzielt.

Die kombinierten Vorzünd- und Zündperioden, die sich durch das Netzteil ergeben, haben eine variable Gesamtdauer, die in die Steuerlogik einprogrammiert ist und einen Mindestwert von 2,6 s bei normalen Umgebungsbedingungen und einen maximalen Wert von ungefähr 13 min, gezählt in 34,1-s-Intervallen, hat. Die längere Startdauer ergibt sich, wenn es eine Unterbrechung des Entladungsbogens gegeben hat und ein erneuter Start aus dem heißen Zustand heraus erforderlich ist. Die thermischen Zeitkonstanten der Lampe legen die Zeit, die die Lampe für einen erneuten Start aus dem heißen Zustand heraus benötigt, auf üblicherweise weniger als zwei Minuten fest. Wenn die Lampe den gezündeten Zustand in der maximalen Zeitspanne (ungefähr 13 min) nicht erreicht, geht das Netzteil in einen inaktiven "Lebensdauerende"-Zustand, in welchem die minimale Leistung verbraucht wird und keine weiteren Versuche zum Starten der Bogenlampe gemacht werden. Das Netzteil bleibt dann in dem "Lebensdauerende "-Zustand, sofern nicht der Benutzer die Stromzufuhr ab- und wieder einschaltet.

Die zusätzliche Beleuchtung ist für den Benutzer während des Aufwärmens und während des Wiederstartens aus dem heißen Zustand heraus besonders wichtig. Sie ist während der normalen Startprozedur und während des Heißwieder-

-restarts vorgesehen. Während des Aufwärmens nimmt die zusätzliche Beleuchtung in Verbindung mit der zunehmenden Lichtabgabe der Bogenlampe allmählich ab. Im Endbetriebszustand ist wenig zusätzliche Beleuchtung vorgesehen.

Geeigneter Betriebsstrom für die Bogenlampe und die Reserveglühlichtquelle wird durch das in Fig. 1 gezeigte Netzteil geliefert. Die Form und die Dauer der Leistung, die an den Glühfaden und die Bogenlampe in verschiedenen "Zuständen" des Beleuchtungskörpers abgegeben wird, sind in der Tabelle in Fig. 2 angegeben. Die Folge, in der die verschiedenen Leistungsformen zugeführt werden, ist in Fig. 3 angegeben, welche die erlaubten Folgen der Zustände des Beleuchtungskörpers zeigt. Die Steuerfolgen stehen unter der Steuerung einer integrierten Schaltung 13. Das Blockschaltbild der integrierten Steuerschaltung ist in Fig. 4 angegeben, und die Logikauslegung ist in den Fig. 5A-5E angegeben.

Der Beleuchtungskörper, dessen elektrisches Schaltbild in Fig. 1 angegeben ist, hat als Hauptbestandteile die Bogenlampe 11, ein Gleichstromnetzteil D₁-D₄, C₁, C₃ zum Umwandeln der 120 V, 60 Hz in Gleichspannung, eine Betriebsschaltung Q1 , Q2, Q3, T1, R2, C2, C5, D5, D6 und D7 zum Umwandeln von elektrischer Energie, die durch das Gleichstromnetzteil geliefert wird, in Formen, die für den Betrieb der Lampenbaugruppe erforderlich sind, einen Glühfadenwiderstand 12, der eine Stabilisierungsfunktion in der Betriebsschaltung erfüllt und Reservelicht liefert, eine integrierte Ballaststeuerschaltung 13 zum Steuern der Form der Leistung, die in einer programmierten Folge geliefert wird, und eine Niedergleichspannungsversorgung (Vdd) für die integrierte Schaltung (R4, C4, Z1). Die übrigen Bauelemente R1, R3, R5, R6 und C6 gehören zu der integrierten Schaltung 13.

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Die Schaltung des Gleichstromnetzteils des Beleuchtungskörpers ist herkömmlich. Energie wird aus einer 120 V, 60 Hz - Wechselstromquelle über Sicherungen F1 (eine stromempfindliche Sicherung) und F2 (eine thermische Sicherung) an die Wechselstromeingangsklemmen einer Vollwellengleichrichterbrücke D1-D4 abgegeben. Die positive Ausgangsklemme der Brücke ist die positive Ausgangsklemme 14 der Hauptgleichstromversorgung (145 V), und die negative Klemme 15 der Brücke ist die gemeinsame Ausgangsklemme (Masse) der Gleichstromversorgung. Der ^ Filterkondensator C1 ist über den Widerstand R6 an die Ausgangsklemmen 14, 15 der Gleichstromversorgung angeschlossen, um Wechselstromwelligkeit zu verringern. Die Ausgangsspannung der Gleichstromversorgung beträgt während des normalen Betriebes der Bogenlampe 145 V bei einem Strom von etwa 0,35 A, was eine Ausgangsleistung von ungefähr 57 W ergibt, von denen 32 W in der Lampe und 23 W in dem Glühfadenwiderstand 12 und der übrige Teil in anderen Teilen des Beleuchtungskörpers verbraucht werden. Die Leistung, die der Beleuchtungskörper aus der Gleichstromversorgung benötigt, ist während der Vorzündung vorübergehend höher (80 W). Ein ähnlicher Leistungswert (bis zu 75 W) ist bei dem Übergang von der Glimm- zur Bogenentladung zum Aufwärmen erforderlich.

Die Betriebsschaltung, die ihre Leistung der Gleichstromversorgung entnimmt und ihrerseits Energie an die Lampenbaugruppe abgibt, enthält die Elemente Q1, Q2, Q3, T1, R2, C2, C5, D5, D6 und D7, wie weiter oben erwähnt. Der Glühfadenwiderstand 12 ist zwischen die positive Klemme 14 der Gleichstromversorgung und einen Schaltungspunkt 16 geschaltet. Die Anode der Bogenlampe 11 ist mit dem Schaltungspunkt 16 verbunden, und die Katode ist mit der nicht mit einem Punkt versehenen Klemme der Sekundärwicklung des Transformators T1 verbunden. Die mit einem Punkt versehene Klemme der Sekundärwicklung des Transformators T1

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ist mit Masse über den 1-Ohm-Widerstand R1 und mit dem Anschlußfleck P2 der integrierten Schaltung 13 verbunden. Die Sekundärwicklung des Transformators T1 hat einen kleinen Gleichstromwiderstand (2 oder 3 Ohm). Die soeben beschriebenen Bauelemente vervollständigen einen Gleichstrompfad für Laststrom von der positiven zur negativen Klemme der 145-V-Gleichstromversorgung. Im Endbetrieb bildet der Glühfadenwiderstand 12 einen Reihenwiderstand zum Stabilisieren der Bogenlampe 11. Der Bogenlampenstrom fließt außerdem durch den Widerstand R1, wodurch die integrierte Schaltung 13 mit einer Spannung versorgt wird/ die einen Bogenlampenstrom anzeigt.

Die Transistoren Q1, Q2 und Q3 bilden einen 3-Transistor-Schalter, der in den Pfad zwischen dem Schaltungspunkt 16 und der negativen Klemme 15 der Gleichstromversorgung geschaltet ist. Diese Transistoren liegen in einer Darlington-Schaltung, in der die Basis des Eingangstransistors Q3 mit dem Anschlußfleck P4 der integrierten Schaltung 13 verbunden ist, die die Steuersignale für den Glühfadenbetrieb entweder in der Gleichstrombetriebsart oder in der 120-Hz-Wechselstrombetriebsart liefert.

Der Emitter des Transistors Q3 ist mit der Basis von Q2, dem zweiten Transistor in der Kombination, verbunden, und der Emitter von Q2 ist mit der Basis von Q1, dem Ausgangstransistor, verbunden. Die Kollektoren von Q3 und Q2 sind über die Diode D7 (die normalerweise in Durchlaßrichtung betrieben wird) mit dem Kollektor von Q1 verbunden, der mit dem Schaltungspunkt 16 verbunden ist. Die Basis von Q2 ist mit dem Anschlußfleck P3 auf der integrierten Schaltung 13 verbunden, die ein Hoch-

frequenzsignal (1CXD kHz) für den Betrieb des Schalters in den Abfragebetriebsarten liefert. Der Widerstand R2 und die Diode D5 sind von der Basis von Q1 zur Masse parallel geschaltet. Die Diode D5 ist so gepolt, daß ihre Anode an Masse liegt. Der Emitter des Ausgangstransistors Q1 ist mit Masse über die in Durchlaßrichtung gepolte Diode D6 verbunden.

Die Betriebsschaltung wird durch den Transformator T1 vervollständigt, dessen Sekundärwicklungsanschlüsse bereits beschrieben worden sind. Die mit einem Punkt versehene Klemme der Primärwicklung ist mit dem Schaltungs-, punkt 16 verbunden, und die nicht mit einem Punkt versehene Klemme ist über den Kondensator C2 mit der Masseklemme des Beleuchtungskörpers verbunden.

In dem Vorzündzustand ist die Gleichstromglühfadenspeisung die Anfangsbetriebsart des Beleuchtungskörpers, wie es in der Tabelle in Fig. 2 gezeigt ist. Gemäß Fig. 1 wird, wenn Q1 leitend wird, ein Gleichstrompfad von der positiven Klemme 14 der 145-V-Gleichstromversorgung über den Glühfadenwiderstand 12, den Transistor Q1 und die r^ Diode D6 zu der gemeinsamen Klemme 15 der Gleichstromversorgung geschlossen. Das Steuersignal für den Gleichstrombetrieb des Glühfadens (bei 80 W) für die 0,217-s-Intervalle, die zum Vorheizen des Glühfadens auf eine Temperatur nahe der normalen Betriebstemperatur erforderlich sind, und den Widerstand ist aus der integrierten Schaltung 13 an dem Anschlußfleck P4 erhältlich. Die ses Steuersignal steuert somit den 3-Transistor-Schalter an, so daß der Glühfaden mit dem gewünschten Leistungswert während dieser Betriebsart gespeist werden kann.

In einer zweiten Vorzündbetriebsart, die hauptsächlich

für den Heißwiederstart erforderlich ist, ist der Betrieb des Glühfadens bei 120 Hz mit gesteuertem Tastverhältnis vorgesehen. Das Steuersignal wird dem Schalter ebenfalls von dem Anschlußfleck P4 der integrierten Schaltung 13 geliefert. In dieser Betriebsart wird das Tastverhältnis so gewählt, daß eine Leistung gewünschten Wertes (z.B. 56 W) an den Glühfadenwiderstand 12 abgegeben wird. Das Einstellen des Wertes der an den Glühfaden abgegebenen Leistung erfolgt durch Wählen der Zeitkonstante, die durch den Widerstand R5 und die Kapazität C6 bestimmt wird, welche mit dem Anschlußfleck P8 der integrierten Schaltung 13 verbunden sind.

Während der Vorzündperiode sind beide Betriebsarten der Glühfadenspeisung so ausgelegt, daß nur der Glühfadenwiderstand gespeist wird, ohne daß sich das auf die Bogenlampe auswirkt. Da die Induktivität der Primärwicklung und die kleine Kapazität (0,033 μΡ) C2 so gewählt sind, daß sie bei ungefähr 90 kHz in Resonanz sind, gibt es in diesem Zustand keine effektive Speisung der Bogenlampe.

In dem Zündzustand, der sich an die Vorzündung anschließt, arbeitet der Beleuchtungskörper in einer von zwei Betriebsarten, um Stöße von 100-kHz-Impulsen als Hochfrequenzspeisung sowohl für die Bogenlampe 11 als auch den Glühfadenwiderstand 12 zu liefern. In der Abfragebetriebsart haben diese Stöße eine relativ kürzere Dauer (31 ms oder weniger) als in der "Ausgedehnte-Abfrage"-Betriebsart (2,4 s oder weniger). Gemäß dem Zustandsdiagramm in Fig. 3 erzeugt nach einer vorübergehenden Speisung des Glühfadens mit Gleichstrom die integrierte Schaltung 13 ein Abfragesignal mit einer Dauer von etwa 31 ms. Wenn R1 in der Bogenlampenschaltung einen Entladungsbogenstrom abfühlt, leitet ein an den Anschlußfleck P2 der integrierten Schaltung 13 an-

gelegtes Eingangssignal die "Ausgedehnte Abfrage"-Betriebsart ein. Für diese Betriebsart erfolgt die 100-kHz-Hochfrequenzspeisung ohne Unterbrechung für wenigstens 2,1 s, was normalerweise den vollständigen übergang des Entladungsbogens zum Aufwärmen (Phase III) gestattet. Die Gleichstromversorgung ist für die ununterbrochene Abgabe von Leistung an die Bogenlampe über den Glühfadenwiderstand zu allen Zeiten vorhanden, so daß im typischen Fall, in welchem der Bogenlampenübergang während der Ausgedehnten Abfrage abgeschlossen wird, ausreichend Gleichstromenergie verfügbar ist, um den Entladungsbogen aufrechtzuerhalten. Am Ende der ausgedehnten Abfrage sorgt die integrierte Schaltung 13 für eine Pause von 2 bis 3 ms in der Hochfrequenzspeisung. Während dieses Intervalls wird das Aufhören des Entladungsbogens eine Wiederholung der HF-Abfrageprozedur bewirken. Wenn jedoch ständiger Entladungsbogenstrom durch die integrierte Schaltung an dem Anschlußfleck P2 abgefühlt wird, wird die integrierte Schaltung den normalen Obergang in den gezündeten Zustand gestatten (keine weitere Abfrage). Das Zustandsdiagramm in Fig. 3 enthält die normalen Startfolgen sowie weitere Eventualitäten in der Startprozedur, welche nach einer ausführlicheren Behandlung des Abfragezustands und des "Ausgedehnte Abfrage"-Zustands beschrieben werden.

Hochfrequenzenergie (100 kHz) für den Abfrage- und den "Ausgedehnte Abfrage"-Zustand wird an dem Ausgang des Aufwärtstransformators T1 durch die Hochfrequenzumschaltung der Transistoren Q1 und Q2 unter der Steuerung der integrierten Schaltung 13 geliefert.

Am Ende der Zeit, die der Vorzündung zugeordnet ist, schaltet das Signal der integrierten Schaltung 13 an dem Anschlußfleck P4 von einem Ein- auf einen Aus-Wert um,

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um die Basis von Q3 anzusteuern. Gleichzeitig wird ein Hochfrequenzsignal aus dem Ausgangsanschlußfleck P3, das aus 100-kHz-Stößen besteht, an die Basis von Q2 angelegt. Die Frequenz dieses Signals wird durch einen Oszillator festgelegt, der auf der integrierten Schaltung enthalten ist, dessen Frequenz durch den Wert de Widerstands R3 eingestellt wird, der mit dem Anschlußfleck P1 verbunden ist. Die integrierte Schaltung 13 enthält außerdem Einrichtungen zum Durchlassen des Oszillatorsignals zu einem großen Puffer, der in der Lage ist, geeigneten Strom zum Umschalten von Q2 und Q1 mit der gewünschten hohen Frequenz zu liefern.

Das Schalten der Transistoren Q1 und Q2 in Hochfrequenzstößen erzeugt die 2300-V-Ausgangsimpulse, die zum Starten des Entladungsbogens benötigt werden, und die Leistung (bis zu etwa 15 W), um den Entladungsbogen über die Zustände niedrigerer Spannung ( < 500 V) auf die Phase III übergehen zu lassen, während ausreichend Reservelicht geliefert wird. Der Transistor Q2 wird durch die integrierte Schaltung 13 mit der Frequenz von 100 kHz angesteuert, und der Ausgangstransistor Q1 wird durch den Transistor Q2 angesteuert. Der Kollektor von Q1 ist über den Glühfaden 12 mit der positiven Klemme der 145-V-Gleichstromversorgung verbunden, und sein Emitter ist über D6 mit Masse verbunden, um einen abwechselnd leitenden und nichtleitenden Pfad zum Umschalten des Glühfadenstroms mit der Frequenz von 100 kHz zu schaffen. Gleichzeitig schaltet Q1 auch den Strom in der Hauptwicklung des Transformators T1 und in dem Reihenkondensator C2. Der Wert des Kondensators C2 wird so gewählt, daß der Bogenlampe in dem Gebiet des Übergangs von der Glimmentladung zum Entladungsbogen die maximale Leistung geliefert wird. Die Eigenresonanzfrequenz des Kondensators C2 und der Induktivität des Transformators

beträgt typisch etwa 90 kHz (die Resonanzfrequenz kann etwas unter der Betriebsfrequenz von 100 kHz liegen).

Während der Hochfrequenzumschaltung ist die gesamte 2300-V-Impulsspeisung der Bogenlampe die Summe von zwei Impulsen: einem positiven Spannungsimpuls aus der Primärwicklung, der an die Anode der Bogenlampe angelegt wird, und einem negativen Spannungsimpuls aus der Sekundärwicklung, der an die Katode der Bogenlampe angelegt wird. Der Transformator hat ein Windungszahl verhältnis zwischen Sekundär- und Primärwicklung von ungefähr sieben zu eins. Die Ausgangsspannungen, die aus den beiden Wicklungen verfügbar sind, addieren sich wegen des Wicklungssinnes der Wicklungen, und die resultierende Wellenform erreicht ihre 2300-V-Spitze unmittelbar nach dem Zeitpunkt, in welchem der Transistor Q1 nichtleitend wird. Während seines leitenden Intervalls hält der Transistor Q1 die Bogenlampenanodenspannung auf einem Wert von ungefähr +15 V. Wenn Q1 jedoch abschaltet, steigt die Anodenspannung schnell auf einen Spitzenwert von +325 V an, und zwar wegen des Rücklaufeffekts des Transformatorprimärkreises. Gleichzeitig bewirkt die induzierte Spannung in der Sekundärwicklung, daß die Katode der Bogenlampe eine negative Spitzenspannung erreicht (-1975 V). Somit sind ungefähr 2300 V der Ges^mtspeisung für den Durchschlag (break down) des Ehtladungsbcgens (Start der Bogenlampe) bei der Rücklaufspitze verfügbar. Die Dauer des Abfrageimpulses wird in bezug auf die Starterfordernisse der Bogenlampe so gewählt, daß, wenn die Bogenlampe sich auf normaler umgebungstemperatur befindet, das Starten üblicherweise bei dem ersten Versuch und fast immer bei dem zweiten Versuch erfolgt. (Wenn es sich um einen Wiederstart aus dem heißen Zustand heraus handelt, wird die Startprozedur verlängert.)

BAD ORIGINAL

Der Transformator T1 ist ein wirtschaftlicher Miniaturtransformator, bei dem ein zylindrischer Ferritkern mit einem Durchmesser von .3,1 mm (1/8 ") und einer Länge von 18,3 mn - 25,4 mm (3/4" - 1") und ein Stackpole-24B-Material (oder das für den 100-kHz-Betrieb geeignete Äquivalent) benutzt werden. Die Wicklungen sind auf einen Spulenkörper gewickelt, der über den Kern geschoben ist, wobei zuerst die 58 Windungen aufweisende Primärwicklung als Einschichtwicklung gewickelt wird. Die 406 Windungen aufweisende Sekundärwicklung wird so über die Primärwicklung gewickelt, daß die Hochspannungswindungen am weitesten außen sind. Das Ende der inneren Windungen der Sekundärwicklung wird über den Widerstand R1 mit Masse verbunden, wie es in Fig. 1 gezeigt ist. Durch diesen Aufbau befinden sich die Niederspannungswindungen der Sekundärwicklung, die in größerer Nähe zu der Primärwicklung sind, relativ näher bei dem Massepotential als die äußeren Schichten des Transformators, in welchem die Hochspannung erscheint. Das Ergebnis dieser Art des Wickeins besteht darin, daß ein Faradayscher Abschirmeffekt erzielt wird, durch den die integrierte Schaltung vor höheren Spannungsspitzen geschützt wird, die in der Sekundärwicklung erscheinen und sonst kapazitiv in die Primärwicklung und zurück über die Transistoren Q1, Q2, Q3 in die integrierte Schaltung 13 eingekoppelt würden.

Während der Vorzündung und der beiden Abfragebetriebsarten muß der aus den drei Transistoren Q1, Q2 und Q3 bestehende Schaltkreis Ströme mit Stromstärken im Amperebereich leiten. Die Gleichstromglühfadenspeisung während der Anfangsaugenblicke (100 HS) der Vorzündung kann bis zu 8 A betragen, sie stabilisiert sich aber bei weniger als einem Ampere, um 80 W Glühfadenleistung zu entsprechen, lange vor dem Ende der

0,217-s-Periode. Während des tastverhältnisgesteuerten Betriebes wird der Glühfaden mit einer Folgefrequenz von 120 Hz betrieben, um eine mittlere Glühfadenleistung von 56 W bei niedrigeren mittleren Strömen in dem Schaltkreis zu erzeugen. Während des Abfragens erfordert die 100-kHz-Wellenform das Schalten von Spitzenströmen von ungefähr 2,5 A, um die Ausgangsspitzenspannung von 2300 V zu erzielen. Während dieses Intervalls verbraucht der Glühfaden beträchtliche Leistung (45 W). Während der Ausgedehnten Abfrage beträgt der Leistungsverbrauch in der Bogenlampe 2-15 W, was zu einer Gesamtleistungsaufnähme von ungefähr 85 W führt. Während der Ausgedehnten Abfrage liegen die mittleren Stromwerte in dem Transistor Q1 in dem Bereich von einem Ampere.

In den beiden Vorzünd- und den beiden Abfragebetriebsarten werden von den Transistoren Q1, Q2 und Q3 ausreichende Stromverstärkungen verlangt, damit der notwendige Laststrom zur Verfügung gestellt wird. Typisch kann der Ausgangstransistor Q1 einen 1-Ampere-Betawert von 30 und einen 3-Ampere-Betawert von 15 haben. Ein geeigneter Transistor ist ein GE-Typ D44. Die Transistoren Q2 und Q3 haben niedrigere Strombelastbarkeiten und vorzugsweise höhere Betawerte (>50). Eine geeignete Vorrichtung ist der Motorola-MPS A44. Während der Abfrage beträgt der Spitzenausgangsstrom des Transistors Q2 ungefähr 1/4 A, von dem ungefähr 100 mA für die Basisansteuerung für den Transistor Q1 benötigt werden, und ungefähr 120 mA zusätzlicher Strom sind für den Q1-Eingangskreis erforderlich, wie weiter unten erläutert. Zum Einschalten benötigt der Transistor Q2 ungefähr 10 mA (typisch 5 bis 13 mA) Basisansteuerstrom von dem Anschlußfleck P3 der integrierten Schaltung 13, und wenigstens 13 mA Stromsen-

kenvermögen (current sinking capacity) zum Abschalten des Transistors Q2,

Für die Vorzündzustände bildet der Transistor Q3 eine zusätzliche Stufe hoher Verstärkung und benötigt daher weniger Ansteuerung aus der integrierten Schaltung 13 als der Transistor Q2 in den Abfragezuständen. Während der Gleichstromglühfadenspeisung mit 80 W beträgt der an dem Anschlußfleck P4 der integrierten Schaltung 13 erforderliche Strom zum Ansteuern des Transistors Q3 von 1 bis 2,6 mA, und das Stromsenkenvermögen sollte 1 mA übersteigen, um den Transistor Q3 am Einschalten im Zündzustand zu hindern. Im tastverhältnisgesteuerten Glühfadenbetrieb (56 W) beträgt der zum Einschalten von Q1, Q2 und Q3 erforderliche Strom von 1/3 bis 2/3 mA, und das erforderliche Stromableitvermögen reicht von 1/3 bis 1,5 mA.

Der Schaltkreis mit den Transistoren Q1, Q2 und Q3 ist für maximale Schaltleistung und maximale Transistorzuverlässigkeit bei der Betriebsfrequenz und der Betriebsspannung optimiert. Die Transistoren sind Hochspannungsvorrichtungen, die Nennspannungen von 400 bis 500 V haben, und alle müssen ein Schnellabschaltvermögen haben. Die Ausgangsspannung ist proportional zu der in der TransformatorPrimärwicklung induzierten Spannung (Lgr)· Typische Leistungstransistoren niedrigen Preises, bei denen keine speziellen Abschaltmaßnahme getroffen sind, behalten zu lange eine gespeicherte Ladung, um das Erreichen des g^· zu gestatten, das erforderlich ist, um eine Ausgangsspannungsspitze von 2300 V zu bilden, wenn ein Stromfluß von 2,5 A unterbrochen wird. Eine erhöhte Verlustleistung in dem PN-Übergang aufgrund nennenswerten Stromflusses nach der Spannungsumkehr ist ebenfalls zu beachten, wenn Ströme

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im Amperebereich mit Geschwindigkeiten von 100 kHz geschaltet werden. Zum Vermeiden dieser Probleme sind die Diode D6 in dem Emitterpfad von Q1 und der Widerstand R2 (12 Ohm), der zwischen die Basis von Q1 und Masse geschaltet ist, hinzugefügt worden. Sie unterstützen das Abführen von gespeicherter Ladung aus dem Transistor Q1 am Ende jedes Schaltintervalls, wodurch der Abschaltübergangsvorgang steiler gemacht und die Verlustleistung in der Vorrichtung verringert wird. Die Diode D6 (1N 4001) wird so gewählt, daß ihre gespeicherte Ladung größer ist als die des Transistors Q1. Wenn das Vorwärtsansteuersignal an der Basis des Transistors Q1 abgeschaltet wird, um den Transistor abzuschalten, addieren sich die Vorwärtsvorspannung an dem PN-Übergang der Diode D6, die vorübergehend durch deren gespeicherte Ladung aufrechterhalten wird, und die Vorwärtsvorspannung an dem Eingangsanschluß des Transistors Q1, die ebenfalls vorübergehend durch dessen eigene gespeicherte Ladung aufrechterhalten wird, und bilden einen 1,5-V-Generator, dem ein 12-Ohm-Widerstand parallel geschaltet ist. Während des Hochfrequenzbetriebes dient die Diode D6 mit ihrer gespeicherten Ladung somit als Batterie zum Unterstützen des Beseitigens von gespeicherter Ladung über den Widerstand R2 mit einer Rate von etwa 120 mA» Die Kombination beseitigt die in Q1 gespeicherte Ladung ausreichend schnell, um das Schalten mit der Frequenz von 100 kHz zu gestatten, und mit der steilen Abschaltcharakteristik, die zum Erzielen der Spitzenausgangsspannung von 2300 V erforderlich ist.

Der Eingangskreis D6, R2 des Transistors Q1 vergrössert die Stromansteuerung, die aus dem Transistor Q2 erforderlich ist, und damit wiederum derjenigen, die von dem Ausgangsanschlußfleck P3 erforderlich ist. Die Emitterdiode D6 erhöht den Spannungsansteuerwert an Basis von Q2 auf etwa 2,6 V (3 Diodenspannungsabfälld)

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' und der zusätzliche Strom (ungefähr 120 mA), der durch den Widerstand R2 (12 Ohm) bei der 2 Diodenspannungsabfällen entsprechenden Spannung gezogen wird, drückt sich in den Basisstromwerten des Transistors Q2 aus, wie oben dargelegt. Die Geschwindigkeitsverbesserung, die durch diese Schaltung erzielt wird, ist kostengünstiger als andere Techniken.

Das rechtzeitige Entfernen der gespeicherten Ladung an dem Eingangsübergang von Q2 muß für das wirksame Schalten bei der Schaltgeschwindigkeit von 100 kHz ebenfalls berücksichtigt werden. Das wird in der hier beschriebenen Schaltung erreicht, indem ein 13-mA-Stromsenkenvermögen an dem Anschlußfleck P3 auf der integrierten Schaltung 13 vorgesehen wird.

Schließlich müssen Maßnahmen getroffen werden, die ausschließen, daß negative Übergangsvorgänge, die durch das Umschalten hoher Spannung mit hoher Frequenz erzeugt werden, in die integrierte Schaltung an dem Anschlußfleck P4 oder P3 eindringen. Zusätzlich zu der Abschirmung, die durch die Wicklungsanordnung des Transformators T1 erfolgt, wird die Diode D7 in den Pfad zwischen den Kollektoren von Q1 und Q2 eingefügt, um zu verhindern, daß negativgehende Übergangsvorgänge zu den Kollektoren Q2 und Q3 gelangen.

Ein weiterer potentieller Pfad, über den unerwünschte negativgehende Übergangsvorgänge von der Ausgangsschaltungsanordnung her die integrierte Schaltung erreichen könnten, besteht über die Basis-Emitterstrecken von Q2 oder Q3, wenn diese Strecken in Durchlaßrichtung betrieben werden. Die Diode D5 minimiert diese Möglichkeit, indem sie effektiv verhindert, daß der Emitter von Q2 um mehr als einen Diodenspannungsabfall unter Massepotential angesteuert

wird. Selbst wenn die Eingangsstrecke von Q2 in Durchlaßrichtung betrieben wird, verhindert die Klemmdiode D5 an dem Emitter von Q2, daß die Basis von Q2 und der Anschlußfleck P3 negativgehen. Wenn die Eingangsstrecke von Q3 in Durchlaßrichtung betrieben wird, ist darüber hinaus die Basisspannung von Q3 um einen Diodenspannungsabfall über dem Massepotential, so daß die integrierte Schaltung 13 auch an dem Anschlußfleck P4 geschützt ist. Der Kondensator C5 an der Basis von Q3, der die elektromagnetische Störung reduziert, indem er die Anstiegszeit im 120-Hz-Glühfadenbetrieb verlangsamt, bietet einen zusätzlichen Schutz des Anschlußflecks P4 vor Übergangsvorgängen.

Das erfolgreiche übergehen der Bogenlampe 11 auf die Phase III leitet die beiden "gezündeten" Zustände der Tabelle in Fig. 2 ein. In diesen beiden Zuständen ist der Transistorschalter Q1, Q2, Q3 abgeschaltet, und die 145-V-Gleichspannungsversorgung D1-D4, C1 hält den Entladungsbogen aufrecht, wobei sie Strom zu dem Glühfadenwiderstand 12 und zu der Bogenlampe 11 leitet, die in Reihe an die Gleichspannungsversorgung angeschlossen sind. Die Leistungswerte für die Aufwärmung und den Endbetrieb sind in den vorletzten beiden Spalten in Fig. 2 gezeigt. Die in der Bogenlampe 11 verbrauchte Leistung nimmt ab einem frühen Aufwärmwert von 10 W auf einen Endbetriebswert von 32 W zu, und die in dem Glühfadenwiderstand verbrauchte Leistung nimmt von einem frühen Aufwärmwert nahe bei 75 W .₌ auf einen Endbetriebswert von 23 W ab.

Die vorstehende Betrachtung der sechs Zustände des Beleuchtungskörpers ist von einem der Reihe nach erfolgenden, eine minimale Dauer beanspruchenden übergang vom Vorzünd— auf den Endbetriebszustand ausgegangen. Wegen Veränderungen in den Umgebungsbedingungen der Bogenlampe, der Heißwiederstartbedingung, dem späteren Ausfall der Bogenlampe wegen'Alterung und der fortgesetzten Bemühung,

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die Hochfrequenzstörung zu minimieren, wenn gestartet wird, ist die steuernde integrierte Schaltung 13 vorgesehen worden. Sie ist so ausgelegt, daß sie den Beleuchtungskörper bei der Annahme seiner aufeinanderfolgenden Betriebszustände steuert.

Das Diagramm in Fig.3 zeigt die Zustände des Beleuchtungskörpers, deren Dauer und die Basis, über die in aufeinanderfolgenden Zustände eingetreten wird. Wenn der Beleuchtungskörper zum ersten Mal gespeist wird, wird ein Netz-Ein-Reset-Zustand hergestellt, durch den die Steuerlogik der integrierten Schaltung in einen gewünschten Anfangs- oder "Rücksetz"-Zustand versetzt wird, bevor die Taktimpuls-"Zählung" eingeleitet wird. Diese Zustände, deren Existenz und Dauer von der Taktimpulszählung abhängen, gehen dann gemäß der Zählung und dem abgefühlten Bogenlampenstrom weiter. Das Taktimpulsintervall basiert auf der Netzwechselstromfrequenz, die die integrierte Schaltung an dem Anschlußfleck P5 empfängt, über den Ladestromimpulse, die durch die Reihenschaltung hindurchgehen, welche den 0,075-Q-Widerstand R6 und den Filterkondensator C1 enthält, abgefühlt werden. Das Taktimpulsintervall beträgt ungefähr 8,33 ms. Das Zustandsfolgediagramm in Fig. 3 zeigt die Dauer jedes Zustands in Millisekunden und in Taktimpulszählwerten CP.

Das Zustandsfolgediagramm in Fig. 3 beginnt bei einem Anfangszustand 31, der mit "POR(Netz-Ein-Reset)-Gleichstroinglühfadenspeisung" bezeichnet ist und bei dem es sich um den ersten Zustand in der Tabelle in Fig. 2 unter "Vorzündung" handelt. Wenn die Startprozedur vorüber ist und die Bogenlampe eingeschaltet ist ,^ wird der Zustand 34, der mit "Bogen EIN" bezeichnet ist, erreicht worden sein, der dem Endbetrieb in Fig. 2 entspricht. Wenn die Bogenlampe im Verlauf dieser Prozedur nicht eingeschaltet wird, wird

ein Lebensdauerende (EOL)-Zustand 40 erreicht worden sein, in welchem der Bogenlampe oder dem Glühfaden keine weitere Energie zugeführt wird.

In dem Anfangszustand 31 wird der Zähler auf der integrierten Schaltung durch das Auftreten eines Voreinstellimpulses kontrollierter Dauer auf eine gewünschte Anfangsbedingung voreingestellt. Wenn der Voreinstellimpuls aufhört, wird dem Zähler gestattet zu zählen, und die Startprozedur wird eingeleitet. (Das wird als Netz-Ein-Reset oder POR (Power on Reset) bezeichnet.) Nachdem dem Zähler der Start gestattet worden ist, zählt er für 26 Taktimpulse (217 ms) weiter, während welchen 80 W Gleichstromspeisung dem Glühfaden zugeführt werden. Am Ende dieses Intervalls wird der Hochfrequenz (HF)-Abfragezustand 32 eingeleitet. Während dieses Zustands wird der Bogenzustand über den Anschlußfleck P2 der integrierten Schaltung abgefühlt, der mit dem 1-S-Widerstand R1 in Reihe mit der Bogenlampe 11 verbunden ist. Wenn der Entladungsbogenstrom an einem gewissen Punkt in dem Zustand 32 abgefühlt wird, erfolgt der Eintritt in den Zustand (Ausgedehnte HF-Abfrage). Der Zustand 33 dauert vorgeschriebene 288 Taktimpulse (2,4 s). Diese Zeit wird gewählt, damit die Bogenlampe im üblichen Fall auf den gezündeten Zustand übergeht. Am Ende der Periode von 2+ s erfolgt in der HF-Abfrage eine Pause von zwei Millisekunden. Wenn ein andauernder Entladungsbogenstrom abgefühlt wird, was bedeutet, daß die 145-V-Gleichstromversorgung nun den Entladungsbogen aufrechterhält, wird der Schalter Q1, Q2, Q3 abgeschaltet, und es erfolgt der Eintritt in den "BOGEN EIN"-Zustand 34 in Fig. 3. Der Zustand 34 in Fig. 3 entspricht dem Aufwärm- und dem Entbetriebszustand in Fig. 2. Der Pfad "BOGEN =1" gibt an, daß der BOGEN-EIN-Zustand 34 ein Endzustand ist, der nicht beendet wird, ausgenommen durch Eingriff einer Bedienungsperson. Im Falle eines Ubergangsvorganges im Netz jedoch,

der bewirkt, daß die Bogenlampe ausgeht, kehrt das Netzteil zu dem Anfangszustand 31 zurück, in welchem der Zähler vorgeingestellt und die Gleichstromglühfadenspeisung vorübergehend aufgenommen wird. Das Vorhandensein (oder NichtVorhandensein) des Bogens wird an dem Anschlußfleck P2 der integrierten Schaltung 13 abgefühlt, und der Ausfall des Bogens bewirkt die Rückkehr zu dem Zustand 31.

Wenn jedoch die HF-Abfrage 32 beendet wird, ohne daß ein Entladungsbogenstrom abgefühlt worden ist, dann wird die Gleichstromglühfadenspeisung für 28 Taktimpulse (233 ms) wieder aufgenoimen (Zustand 35). Am Ende des Gleichstromglühfadenspeisungszustands 35 wird ein HF-Abfragezustand 36 hergestellt. Wenn angenommen wird, daß an dem Anschlußfleck P2 ein Entladungsbogenstrom vor dem Ende des Zustands 36 abgefühlt worden ist, wird ein Ausgedehnte-Abfrage-Zustand 37 (2,1 s) in dem Zeitpunkt, in welchem der Entladungsbogenstrom abgefühlt wird, eingeleitet. Am Ende des Zustands 37 wird der Stoß für 2 ms beendet, und, wenn der Entladungsbogenstrom bei Beendigung der HF-Abfrage anhält, wird angenommen, daß die Bogenlampe in den "BOGEN EIN"-Zustand 34 eingetreten ist.

Wenn nach dem Ende entweder des Ausgedehnte-HF-Abfrage-Zustands 33 oder des -Zustands 37 kein aufrechterhaltener Bogenstrom abgefühlt wird, aber während des vorherigen Zustands 32 oder 36 abgefühlt worden war, behandelt die Logik den Zustand als einen einem Heißwiederstart entsprechenden Zustand, in welchem ein längeres Startintervall erforderlich ist. Die normale Heißwiederstartfolge geht von 36 bis 39, sie wird wiederholt, bis ein Entladungsbogenstrom festgestellt wird. Der Entladungsbogenausfall nach dem Zustand 33 oder 37 führt zu einem Tast-

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verhältnisgesteuerte-Glühfadenspeisung-Zustand 38 mit einer Dauer von 32 s, in welchem der Schalter Q1, Q2, Q3 mit einer Geschwindigkeit von 120 Hz ein- und ausgeschaltet wird, wobei ein Tastverhältnis von ungefähr 75% eingestellt wird, damit sich ungefähr 56 W Glühfadenleistungsaufnahme ergeben. Das setzt sich für eine Taktzählung von 3838 (32 s) fort, woran sich der Wiedereintritt in den HF-Abfrage-Zustand 36 anschließt. Der Zustand 36 dauert 14 ms und geht, wenn angenommen wird, daß ein Entladungsbogenstrom festgestellt worden ist, zu dem Zustand 37 und normalerweise zu dem BOGEN-EIN-Zustand 34. (üblicherweise wird die Folge 36, 37, 38 gewöhnlich nicht erneut durchlaufen.)

Die normale HeißwiederStartfolge ist 31, 32, 35, 36, 39, woran anschließend die Zustände 36, 39 wiederholt werden, bis ein Lichtbogenstrom festgestellt wird, und die Folge endet mit 36, 37, 34. Am Ende des Abfrage-Zustands 36 muß eine doppelte Bedingung erfüllt sein, damit in den Tastverhältnisgesteuerte-Glühfadenspeisung-Zustand 3 9 oder den Ausgedehnte-HF-Abfrage-Zustand 37 eingetreten werden kann. Die erste Bedingung ist, daß der Entladungsbogenstrom festgestellt oder nicht festgestellt wird, und die zweite Bedingung ist, daß der Lebensdauerendezähler noch in einem hohen Zustand sein muß, d.h. noch nicht auf dem Lebensdauerende (end of life oder EOL)-Zählwert ist. Falls der Lichtbogenstrom noch nicht in irgendeinem Zustand vor dem HF-Abfrage-Zustand 36 festgestellt worden ist, und der "Lebensdauerendezähler" (noch nicht beschrieben) noch in einem hohen Zustand ist, dann wird in den Tastverhältnisgesteuerte-Glühfadenspeisung-Zustand 39 eingetreten. Der Zustand 39 hat eine Dauer von 34,1 s (4094 Taktimpulse) und ist der übliche Zustand längerer Dauer des Glühfadens in einer

Heißwiederstartfolge.

Der Eintritt in den Zustand 39, der 30+ Sekunden Glühfadeneinschaltzeit beinhaltet, erfolgt nicht bei einem normalen Start. Bei einem Heißwiederstart kann es mehrere Eintritte in den Zustand 39 geben, wobei ein Heißwiederstart normalerweise innerhalb von 2 oder 3 min erfolgt. Wenn es dem Entladungsbogen nicht gelingt, in einer Zeitspanne von länger als 2 oder 3 min Licht auszusenden, dann wird festgestellt, ob der Ausfall auf Heißwiederstartbedingungen oder auf einen Ausfall der Bogenlampe selbst zurückzuführen ist. Ein Lebensdauerendezähler ist auf der integrierten Schaltung vorgesehen, um zu gewährleisten, daß Versuche zum Starten der Lampe nach einer vernünftigen Zeitspanne beendet werden, die größer als die ist, die für einen Heißwiederstart erforderlich ist. Im vorliegenden Fall beträgt die Lebensdauerendeperiode 94266 Zählwerte, was 13,09 min entspricht. Am Ende jedes Zustands 39 und unter der Annahme, daß der Entladungsbogen im Abfragezustand 36 nicht leuchtet, wird die Folge, die die Zustände 39-36 beinhaltet, wiederholt, bis der Lebensdauerendezähler einen Zählerstand erreicht hat, der 13,09 Minuten entspricht. Wenn das bei der Rückkehr zu dem Zustand 36 erfolgt, erreicht ungeachtet des Zustands des Entladungsbogens der Lebensdauerendezähler einen Nullzustand und zwingt den Beleuchtungskörper in den Lebensdauerende-Zustand 40.

In dem Lebensdauerende-Zustand 40 haben beide Ausgangssignale der Anschlußflecke P3 und P4 auf der integrierten Schaltung den Signalwert L, was eine weitere Aktivität durch den Schalter Q1, Q2, Q3 ausschließt und ihn im AUS-Zustand läßt. Wenn Q1, Q2, Q3 abgeschaltet sind, wird der Glühfaden 12 nicht mehr gespeist, und, da einen Moment früher kein Entladungsbogenstrom festgestellt wurde,.

wird der Bogenlampenkreis ebenfalls abgeschaltet sein. Die Gleichstromversorgung D1-D4, C1,usw. bleibt mit Strom versorgt, aber keine ihrer Belastungen (Bogenlampe 11 oder Glühfadenwiderstand 12) nimmt Leistung auf. Falls die Stromzufuhr zu dem Beleuchtungskörper abgeschaltet wird, was durch den Pfad POR = 1 angegeben ist, wird durch Netz-Ein-Reset der Anfangszustand wieder hergestellt, und die Bedienungsperson kann, wenn sie es wünscht, den Beleuchtungskörper wieder einschalten, um zu sehen, ob der Bogenlampenausfall tatsächlich das Lebensdauerende bedeutete.

Die integrierte Schaltung 13, die zum Ausführen der oben beschriebenen Funktionen geeignet ist, ist als Blockschaltbild in Fig. 4 dargestellt, und die Logikauslegung (geeignet für die Herstellung durch einen CMOS-Prozeß) ist in den Fig. 5A-5F dargestellt.

Die integrierte Steuerschaltung 13, die die Form einer Vorrichtung mit 8 Stiften hat, empfängt ihre Gleichstromspeisung (Vdd) an dem Anschlußfleck P7 aus einer 7,5-V-Z-Dioden-geregelten Versorgung, die die Elemente R4, C4 und Z1 enthält. Die Spannung der Z-Diode legt die Spannung fest, die an die integrierte Schaltung abgegeben wird (Vdd). Die Werte des Widerstands R4 (27 kfi) und des Kondensators C4 (0,022 JiF) werden zum Teil so gewählt, daß sich eine gewünschte Anstiegsgeschwindigkeit von Vdd für den Betrieb der Netz-Ein-Reset (POR)-Schaltung in der integrierten Schaltung ergibt. Insbesondere sorgt die POR-Schaltung für das gesteuerte Initialisieren der Logik in der integrierten Schaltung, wenn der Beleuchtungskörper zum ersten Mal eingeschaltet wird oder im Falle einer vorübergehenden Stromunterbrechung. Die POR-Schaltung fühlt eine Spannung zwischen der Vdd-Spannung in einem leitenden, kein Blind

leistungselement enthaltenden Pfad ab, der zwischen den Vdd-Bus und Masse der integrierten Schaltung geschaltet ist, und erzeugt einen Voreinstellimpuls. Der Voreinstellimpuls startet in dem Zeitpunkt, in welchem die Speicher der integrierten Schaltung gültig werden, und dauert an, bis die richtige Initialisierung erfolgt ist. Wenn die Werte für R4 und C4 wie oben angegeben gewählt sind, dauert der Voreinstellimpuls wenigstens 50 ns, was der Zeit entspricht, die Vdd benötigt, um auf einen ersten (höheren) Schwellenwert von typisch 4,75 V anzusteigen, wobei zu dieser Zeit der Voreinstellimpuls aufhört, was das Starten des Zählens gestattet. Die POR-Schaltung enthält Hysterese zum Verhindern einer Wiederinitialisierung während vorübergehender Stromunterbrechungen, wobei sie so eingestellt ist, daß sie bei typisch 3,5 V auslöst. Die Schwellenwerte werden so gewählt, daß gewährleistet ist, daß eine ausreichende Spannung an die integrierte Schaltung angelegt wird. Wenn Vdd unter dem oberen Schwellenwert, aber über dem Punkt ist, an welchem die Logik definierte Zustände annimmt (>1,5 V), wird die Logik auf den gewünschten Anfangszustand voreingestellt und in dem voreingestellten Zustand gehalten, bis der höhere Schwellenwert überschritten wird. Die POR-Schaltung benötigt keinen Anschlußfleck, der von dem Vdd-Eingang an dem Anschlußfleck P7 getrennt ist.

Die POR-Schaltung ist Gegenstand einer weiteren deutschen Patentanmeldung P 33 36 640.3 der Anmelderin.

Die integrierte Schaltung 13 erfüllt die Takt- und Steuerfunktionen, die der Beleuchtungskörper gemäß den Angaben in der Tabelle in Fig. 2 und in dem Zustandsfol-

33A6119 ft

gediagramm in Fig. 3 benötigt.

Die Haupttaktsteuerung der integrierten Schaltung erfolgt vom Wechselstromnetz aus und wird in einer Zählkette, die auf der integrierten Schaltung vorgesehen ist, rückwärtsgezählt. Die integrierte Schaltung ist außerdem mit Eingangsverstärkern zum Umwandeln von Analogsignalen niedrigen Pegels (Netz- und Entladungsbogenabfühlung) in Werte, die mit der Digitallogik kompatibel sind, versehen. Insbesondere liefert ein Eingangsverstärker ein Netzsynchronisierungssignal, das zum Takten des Zählers benutzt wird, und ein weiterer Eingangsverstärker mißt den Bogenlampenstrom, um den gegenwärtigen Zustand des EntIadungsbogens zu bestimmen. Außerdem ist eine POR-Schaltung vorgesehen, um zu gewährleisten, daß der Beleuchtungskörper in die Steuerfolge in dem korrekten Anfängszustand eintritt, wenn er zum ersten Mal eingeschaltet wird oder im Falle von Stromunterbrechungen. Schließlich sind Einrichtungen vorgesehen zum schnellen Testen der Hauptbetriebsschaltungen der integrierten Schaltung.

Gemäß dem vereinfachten Blockschaltbild in Fig. 4 kann die integrierte Schaltung in Funktionsblöcke 41-63 unterteilt werden. Die Einzelheiten der Logikauslegung der Blöcke sind in den Fig. 5A-5F angegeben. Die Zählkette ist ein 17-stufiger Zähler, der weiter unterteilt ist in den Block 41, welcher die Flipflops FF1-6 darstellt; den Block 43, der die Flipflops FF7-11 darstellt, und den Block 45, der die Flipflops FF12-17 darstellt (und die zugeordnete Logik ND21, NR15 und 110). Das Netzstromsynchronisierungssignal und ein Zeitsteuerimpuls kurzer Dauer (2-3 ms) werden dem Netzsynchronisierverstärker 47 und dem R/C-Speicherflipflop FF21 (das die Bezugszahl 48 trägt)

entnommen. Ein Bogenabfühlverstärker 60 fühlt den Zustand der Bogenlampe ab. Die Steuerlogik für den Glühfaden in dem Glexchstromspexsungszustand mit 80 W ist durch den Block 53 dargestellt und enthält ND11 und SR3. Die Steuerlogik für die HF-Abfrage und die Ausgedehnte-HF-Abfrage wird durch die Blöcke 51, 52, 55, 56, 61 und 62 gebildet. Der Block 51 sorgt für die 31-ms-HF-Abfrage und enthält FF19 und SR2. Der Block 52 sorgt für die 14-ms-Abfrage und enthält FF18 und NR5. Der mit "HF-Abfrage-Zeitsteuerung" bezeichnete Block 55 enthält ND8, ND9, ND10 und ND12 und spricht auf die Blöcke 51 und an. Der Block 56 steuert die 2+ Sekunden Ausgedehnte-HF-Abfrage und enthält FF24 und SR4. Der Oszillatorfreigabeblock 61 enthält FF20 und NR8 und spricht auf die Blöcke 55 und 56 an, um den Block 62 zu steuern, der mit "HF-Oszillator" bezeichnet ist. Der Ausgangssteuerwählblock 57 verbindet die "Gleichstrom" und "Tastverhältnisgesteuert"-Ausgänge mit dem Glühfadenausgangstreiber 58 und die ¹¹HF-Ab frage "-Ausgänge mit dem HF-Ausgangstreiber 59. Der Ausgangssteuerwahlblock enthält NR10, NR11, ND20, ND22, NR12, NR13, ND23 und NR14. Die POR-Funktion ist in die Blöcke 49 und 50 unterteilt. Der Block 49 besteht aus der POR-Schaltung an sich und den Bauelementen SR1, NR16 und NR17. Der System-Reset-Block 50 enthält ND7, ND15 und FF25. Das Testen der integrierten Schaltung (IC) erfolgt durch den Block 54, der mit IC-Testfolgen" bezeichnet ist und FF22, FF23 und ND4 enthält, und die Multiplexer (MUX)-Blöcke 1-4, die die Bezugszahlen 42, 63, 44 bzw. 46 tragen. Der Block 63 enthält darüber hinaus das Element NR9.

Die Zeitsteuerfunktion für die Zustände des Beleuchtungskörpers wird durch die Blöcke 47, 48 erfüllt, die in ein Netzsynchronisierungssignal oder einen Taktimpuls CP 0 liefern, der eine gewählte Ein-Zeit von 2 ms und eine Periode von 8 ^ ras hat, und durch die Zählerkette,

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die aus den Blöcken 41, 43 und 45 besteht, welche die Taktimpulse zählen, um Zeitperioden verschiedener Dauer zu gewinnen. Die Arbeitsweise dieser Blöcke wird nun unter Bezugnahme auf die Fig. 4, 5A-5C und 6A und 6B beschrieben.

Der Taktimpuls (CP) 0, der durch die Blöcke 47 und 48 in Fig. 4 geliefert wird, ist in den Fig. 6A und 6B als erste Wellenform dargestellt. Er wird durch die folgenden Schaltungselemente in den Fig. 1 und 5A geliefert. Der Block 47 in Fig. 4 besteht aus dem Netzsynchronisierungsverstärker 47, dessen Eingang mit dem Anschlußfleck P5 und dessen Ausgang mit dem Eingang des invertierenden Hysteresegatters S3 verbunden ist, was alles in Fig. 5A gezeigt ist. Der Anschlußfleck P5 ist mit der Schaltungsverbindung zwischen R6 und C1 in dem Gleichstromnetzteil verbunden, das in Fig. 1 gezeigt ist. Der Block 48 (Fig. 4) (Flipflop FF21, FET Q4 und Hysteresegatter S2) bildet eine Verbindung mit dem Anschlußfleck P8, was in Fig. 5A gezeigt ist. Der Takteingang C von FF21 ist mit dem Ausgang des Hysteresegatters S3 verbunden, und der Q-Ausgang des FF21 ist mit der Gateelektrode des n-Kanal-FET Q4 verbunden. Das Substrat und die Sourceelektrode von Q4 sind mit der inneren Masse der integrierten Schaltung verbunden, und die Drainelektrode ist mit dem Anschlußfleck P8 verbunden, an den die äußeren Zeitglieder R5 und C6 angeschlossen sind. Der Eingang des Hysteresegatters S2 ist ebenfalls mit dem Anschlußfleck P8 verbunden, und der Ausgang von S2 ist mit dem Rücksetzeingang R von FF21 verbunden. Die D-Klemme von FF21 ist mit Vdd verbunden, und der Q-Ausgang von FF21 (Taktimpuls 0) ist mit dem Takteingang von FF1 verbunden.

-AO-

Der Taktimpuls 0 wird folgendermaßen gewonnen. Die Zeitsteuerinformation wird über den Netzsynchronisierverstärker geliefert, dessen Eingangssignal die Spannung an R6 ist, welche benutzt wird, um Stromimpulse in dem Kondensator C1 abzufühlen. Das Verstärkerausgangssignal ist ein H- oder L-Logikpegel, je nach dem, ob der Spannungsabfall, der durch den Strom in dem Widerstand R6 erzeugt wird, über oder unter dem Verstärkerschwellenwert liegt. Ein geeigneter Verstärker ist in einer weiteren Patentanmeldung der Anmelderin P 33 22 794.2 beschrieben.

Der

Verstärkerausgang, der mit dem Hysteresegatter S3 verbunden ist, erzeugt dann einen Impuls (S3 AUS), der eine Periode von 8 τ ms und eine variable Dauer hat, welche eine Funktion der Dauer des Ladeintervalls des Kondensators C1 in der Gleichstromversorgung ist.

Die Zeitsteuerung der 0-Wellenform erfolgt auf folgende Weise. Der S3-Ausgangsimpuls bewirkt, wenn er an den Takteingang C von FF21 angelegt wird, daß Q den Logikpegel L annimmt, Q4 nichtleitend macht und der Spannung an dem Anschlußfleck P8 (das Zeitglied aus R5, C6) , der durch seine Verbindung mit der 7,5-V-Z-Versorgung gespeist wird, anzusteigen zu beginnen gestattet. Wenn die Spannung an dem Anschluß fleck P8 den oberen Schwellenwert des Hysteresegatters S2 übersteigt, setzt sein Ausgangssignal FF21 zurück, wobei die Ausgangszustände von FF21 invertiert werden und Q dann den Logikpegel H hat, Q4 wird leitend, und die Schaltung aus R5, C6 wird entladen. Die Wellenform 0 (an dem Q-Ausgang von FF21) ist mit dem Takteingang C des ersten Flipflops FF1 in dem Zähler verbunden. Der andere Ausgang von FF21, d.h. der Ausgang Q ist mit dem Eingang B des Multiplexerblockes

63 (MUX2) und mit dem Ausgang-Steuerung/Wählen-Block 57 verbunden. Durch die Wahl von R5, C6 wird das Tastverhältnis von 0 auf etwa 75% eingestellt, was eine Glühfadenleistungsaufnahme von 56 W in der Betriebsart mit tastverhältnisgesteuerter Speisung ergibt.

Die 17-stufige Zählerkette, die aus den Zählerblöcken 41, 43 und 45 besteht, zwischen denen die Multiplexerblocke 42 und 44 angeordnet sind, wie es in Fig. 4 gezeigt ist, ist gemäß den Fig. 5A, 5B und 5C geschaltet. Der Block 41, der ausführlich in Fig. 5A gezeigt ist, besteht aus den Flipflops FF1-6, von denen jedes einen angegebenen Anschluß C, D, Q, Q und R oder S hat. Der Takteingang C des Flipflops FF1 ist, wie bereits erwähnt, mit dem Ausgang Q von FF21 verbunden, und sein Ausgang Q ist mit dem Setzeingang S des SR1-Flipflops (aus weiter unten dargelegten Gründen) verbunden. Der Ausgang Q jeder Stufe FF1, FF2, FF3, FF4, FF5, FF6 ist nach hinten mit dem Dateneingang D derselben Stufe und nach vorn mit dem Takteingang C der nachfolgenden Stufe oder des nachfolgenden Bauelements verbunden. Die Q-Ausgangssignale der Stufen FF1-FF6 sind als die sechs Wellenformen gezeigt, die in Fig. 6A unmittelbar unter der 0-Wellenform dargestellt sind. Die Rücksetzverbindung R von FF1 ist mit dem Ausgang von NR16 verbunden. Die Setzanschlüsse S von FF2, FF3 und die Rücksetzanschlüsse R von FF4, FF5, FF6 sind mit einem Systemvoreinstellbus verbunden, der mit dem Ausgang von ND7 (vgl. Fig. 5B) verbunden ist.

Der Ausgang Q von FF6, welches das letzte Flipflop in dem Zählerblock 41 ist (vgl. Fig. 4)/ ist mit dem Eingang A yon MUX 1 (Block 42) zur übertragung zu dem Zählerblock 43 (FF7-11) verbunden. Jeder Multiplexerblock 42 und 44 besteht aus einem zwei Eingänge A, B aufweisen-

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den Multiplexer, von welchem aus das A- oder das B-Eingangssignal durch die Wählsteuerung S zu dem Ausgang geleitet werden kann. Der gewählte A- oder B-Ausgang von MUX 1 ist mit dem Eingang C von FF7 verbunden, dem ersten der fünf Flipflops, aus denen der Block 43 besteht. Die Flipflops FF7-11 haben jeweils die Anschlüsse C, D, Q, Q und S. Wie zuvor ist der Ausgang Q jeder Stufe des Zählerblockes 43 nach hinten mit dem Eingang D derselben Stufe verbunden und nach vorn mit dem Eingang C der nächsten Stufe oder der nächsten Schaltungskomponente verbunden. Der Ausgang Q von FF9 ist mit dem Eingang C von FF24 verbunden. Sämtliche Setzanschlüsse S von FF7-11 sind mit dem Systemvoreinste llbus verbunden, der mit dem Ausgang von ND7 verbunden ist.

Der Ausgang Q von FF11, der letzten Stufe des Zählerblokkes 43, welcher ausführlich in den Fig. 5B und 5C gezeigt ist, ist mit dem Eingang A von MUX 3 (Block 44) verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang C des Flipflops FF12 verbunden ist, dem ersten Flipflop in dem Zählerblock 45. Der Zählerblock 45 besteht aus den Flipflops FF12-FF17, ND21, NR15 und 110. Der Ausgang des Blockes 44 ist mit dem Eingang C von FF12 verbunden. Der Ausgang Q von FF12 ist nach hinten mit dem Eingang D von FF12 und mit dem Eingang C von FF13 sowie mit dem Eingang S1 des SR3-Flipflops verbunden. Der Ausgang Q des Flipflops FF12 ist mit einem Eingang von NR5 verbunden. Ebenso ist der Ausgang Q von FF13 nach hinten mit dem Eingang D von FF13 verbunden und nach vorn mit dem Eingang C von FF14 verbunden. Der Ausgang Q von FF14 ist nach hinten mit dem Eingang D von FF14 verbunden und nach vorn mit dem Eingang C von FF15 verbunden. Der Ausgang Q von FF15 ist nach hinten mit dem Eingang D von FF15 verbunden. Der Ausgang Q des Flipflops FF15 ist mit einem Eingang des NAND-Gatters ND21 verbunden. Der Ausgang des NAND-Gatters ND21 ist mit

dem Eingang C von FF16 verbunden, wodurch die Kette fortgesetzt wird. Der Ausgang Q von FF16 ist nach hinten mit dem Eingang I> von FF16 und nach vorn mit dem Eingang C von FF17 verbunden. Der Ausgang Q von FF17 ist nach hinten mit dem Eingang D von FF17 verbunden. Die beiden Eingänge des NOR-Gatters NR15 sind mit den Ausgängen Q von FF16 und FF17 verbunden, und sein Ausgang ist über den Inverter 110 mit dem zweiten Eingang des NAND-Gatters ND21 verbunden, mit dem die Zählerkette endigt. Die Ausgänge Q von FF13, FF14, FF16 und FF17 sind unbenutzt. Der Anschluß S von FF12 und die Anschlüsse R von FF13-FF17 sind mit dem Systemvoreinste11-bus verbunden, der mit dem Ausgang von ND7 verbunden ist

Die Zählerkette, die aus den Blöcken 41-45 besteht, arbeitet allgemein so wie ein herkömmlicher 17-stufiger Zähler, wenn die Multiplexerblöcke 42 und 44 in dem normalen (Nichttest)-Zustand sind. Mit anderen Worten, die Multiplexer verbinden FF6 mit FF7 und FF11 mit FF12, wodurch eine durchgehende Zählerkette von FF1 bis FF17 gebildet wird, Während der Testfolge wird, wie weiter unten erläutert, die 17-stufige Folge unterbrochen, um die zum Testen erforderliche Zeit zu reduzieren. Die Ausgangssignale der ausgewählten Flipflops sind in den Fig. 6A und 6B dargestellt. Die Ausgangssignale Q sind für die Flipflops FF1 bis FF12 und FF18 angegeben.

Die Zustände des Beleuchtungskörpers, die in Fig. 3 angegeben sind, können sich über die Zeitbereiche ausdehnen, die dem Zähler zugeordnet sind. Die Perioden der Ausgangssignale der Flipflops FF1-FF17 sind ungleichartig, und zwar Millisekunden, Sekunden und Minuten. Wenn ein Taktimpuls angenommen wird, der eine Periode von 8 -* ms in dem Block 48 hat und durch den 17- "

-M-

stufigen Zähler durchgeht, wobei MUX 1 und MUX 3 (Blökke 42 und 44) in dem normalen (Nichttest)-Zustand sind, wird der Stufe PF6 an dem Ausgang des Blockes 41 eine ungefähre Periode von 1/2 s zugeordnet, der Stufe FF11, die dem Ausgang des Blockes 43 zugeordnet ist, eine ungefähre Periode von 1/4 min, und der Stufe FF17 an dem Ausgang des Blockes 45 eine ungefähre Periode von 18 min.

Die tatsächlichen Zeitintervalle, die ausführlich in Fig. 3 angegeben sind, haben die oben erwähnten Größen und werden aus logischen Kombinationen von Zeitsteuerinformationen gebildet, die aus der 0-Wellenform (Periode 8 r ms, 2 ms hoch oder H) gewonnen werden.

Gemäß den Angaben in der Tabelle in Fig. 2 und in dem Zustandefolgediagramm in Fig. 3 ist der erste Betriebszustand des Beleuchtungskörpers die Vorzündung (anfänglich mit Gleichstromglühfadenspeisung), gefolgt von einer HF-Abfrage und (möglicherweise) einer Ausgedehnten HF-Abfrage. Es ist festgestellt worden, daß die Durchschlagspannung eines kalten Entladungsrohres gesenkt werden kann, indem es der Hitze und dem Licht eines 80-W-Glühfadens ausgesetzt wird. Die Logik ist so ausgelegt worden, daß sie zwei ungefähr 1/4 s betragende Gleichstromglühfadenspeisungsperioden gestattet, denen jeweils ein kurzer «31 ms) HF-Abfrage-Zustand vorangeht. Das ergibt eine sehr hohe Wahrscheinlichkeit für einen Durchschlag (einen übergang nicht einschließend) innerhalb 1/2 s ab dem Einschalten. Wenn ein Strom während eines HF-Stoßes festgestellt wird, erfordert der übergang des Entladungsbogens 2+ Sekunden, und in den Aufwärm (Bogen Ein)-Zustand wird etwa 3 s nach dem Einschalten eingetreten. Das Setzen und Rücksetzen der ersten zwölf Stufen des Zählers sind so gewählt worden,

daß diese Zwecke erreicht werden. Die letzten fünf Stufen wurden so gewählt, daß ungefähr dreizehn Minuten zur Verfügung stehen, in denen versucht werden kann, einen Durchschlag in dem Entladungsrohr während eines Heißwiederstarts zu erzielen.

Die Logik, die die Zeitsteuerung der Gleichstromspeisung der tastverhältnisgesteuerten Glühfadenspeisung und die Abfrage steuert, ist in den Fig. 5A-5F gezeigt, und die zugehörigen Wellenformen für die ersten 75 Taktimpulse eines Starts ohne Durchschlag sind in Fig. 6A gezeigt.

Die Gleichstromglühfadenspeisungsfunktion, die durch die integrierte Schaltung gesteuert wird, beinhaltet den Gleichstromglühfadenblock 53, der ND11 und SR3 enthält. Er ist mit den Blöcken 45, 49, 51, 55 und dem Block 57 verbunden, welcher den Glühfadentreiber 58 steuert. Der Gleichstromglühfadenspeisungszustand dauert 26 Taktimpulse, wie es die GF-Aus-Wellenform in Fig. 6A zeigt, wird durch einen HF-Stoß für 4 Taktimpulse (HF-Aus-Wellenform in Fig. 6A) unterbrochen, und dauert dann 28 Taktimpulse, falls kein Lampenstrom festgestellt wird. Der Glühfadenausgangsblock 58, der ausführlich in Fig. 5C gezeigt ist, enthält den p-Kanal-FET Q5, dessen Hauptelektroden zwischen Vdd und den Glühfadenausgangsanschlußfleck P4 geschaltet sind, und den n-Kanal-FET Q6, dessen Hauptelektroden zwischen den Anschlußfleck P4 und Masse der integrierten Schaltung geschaltet sind. Die Gateelektrode von Q5 wird durch das Ausgangssignal von ND11 angesteuert, und die Gateelektrode von Q6 wird durch das Ausgangssignal von 19 angesteuert. Das Ausgangssignal der Gleichstromglühfadenspeisungssteuerlogik erscheint daher an dem Anschlußfleck P4 zum Anlegen an die Basis des Transistors Q3 (außerhalb des Chips).

si

Die HF-Abfrage-Funktion, die durch die integrierte Schaltung gesteuert wird, beinhaltet den 31-ms-HF-Abfrageblock 51, der FF19 und SR2 enthält, und den 14-ms-HF-Abfrageblock 52, der FF18 und NR5 enthält. Außerdem gehören dazu die Blöcke 55, 57, 61, 62 und 63.

Das Ausgangssignal der HF-Abfrage-Funktion auf der integrierten Schaltung, die durch die aufgezählten Blöcke gesteuert wird, ist ein Hochfrequenzansteuersignal (100 kHz), das über den HF-Ausgangs treiber 59 auf dem Chip (über den Anschlußfleck P3) an die Basis des Transistors Q2 (außerhalb des Chips) angelegt wird. Gemäß Fig. 5C besteht der HF-Ausgangstreiber (Block 59 in Fig. 4) aus einem p-Kanal-FET Q7, dessen Hauptelektroden zwischen Vdd und den HF-Ausgangsanschlußfleck P3 geschaltet sind, und dem n-Kanal-FET Q8, dessen Hauptelektroden zwischen den HF-Ausgangsanschlußfleck P3 und Masse der integrierten Schaltung geschaltet sind. Der Ausgang des NAND-Gatters ND23 in dem Block 57 ist mit der Gateelektrode von Q7 verbunden, und der Ausgang des NOR-Gatters NR14 ist mit der Gateelektrode von Q8 verbunden. Der HF-Ausgangstreiber Q7, Q8 hat drei Zustände. In einem Zustand wird ein H-Ausgangssignal erzeugt, wenn die Gateelektroden von Q7 und Q8 den Logikpegel L führen. In einem zweiten Zustand wird ein L-Ausgangssignal erzeugt, wenn die Gateelektroden von Q7 und Q8 beide den Logikpegel H führen. In einem dritten Zustand, der als die Drexzustandsbetrxebsart bezeichnet wird, hat die Gateelektrode von Q7 den Logikpegel H und die Gateelektrode von Q8 den Logikpegel L, was eine hohe Impedanz von dem Ausgangsanschlußfleck P3 sowohl zu Vdd als auch zur Masse ergibt. In den Glühfadenspeisungsbetriebsarten gestattet das, die Basis des äußeren Tran-

- χι -

sistors Q2 durch den Emitter des äußeren Transistors Q3 ohne Belastung von der integrierten Schaltung her anzusteuern.

Die erste Gleichstromglühfadenspeisungsbetriebsart (Block 31, Fig. 3) beinhaltet folgende Logikfolge. Nach dem Einschalten setzt der POR-Block in Fig. 5A FF1 (L-Pegel an Q) über NR16 und auch SRI (L-Pegel an Q) zurück. SRI wird rückgesetzt gehalten, bis der Q-Ausgang von FF1 von L auf H übergeht, wodurch SR1 gesetzt wird (H-Pegel an Q). Während SR1 rückgesetzt ist, bewirkt sein Q-Ausgang das Voreinstellen des Saldos des Hauptzählers (16 Stufen) über ND7 und das Rücksetzen von SR4. Gleichzeitig bewirkt SR1-Q das Rücksetzen von FF22 und FF23 (Testfolgeflipflops) sowie von SR2 und SR3 (über NR17 und 15). Wenn FF22 und FF23 beide rückgesetzt sind, leitet MUX 1 das Q-Ausgangssignal von FF6 zu dem Eingang C von FF7, MUX 3 (Block 44) leitet das Q-Ausgangssignal von FFI1 zu dem Eingang C von FF12, MUX 4 (Block 46) leitet das Q-Ausgangssignal von FF2 zu der Rücksetzklemme von FF18, und MUX 2 (Block 63) leitet das HF-Oszillatorausgangssignal zu ND23 und NR14. Da FF2 und FF3 gesetzt sind (Η-Pegel an Q) und das Q-Ausgangssignal von FF3 an der Rücksetzklemme R von FF19 anliegt, werden sowohl FF18 als auch FF19 während des Einschaltens rückgesetzt (L-Pegel an Q). Aufgrund der Zustände des Speicherflipflops SR3 und des Flipflops FF19 (Η-Pegel an Q), nimmt das Ausgangssignal von ND11 den L-Pegel an, wodurch der obere p-Kanal-FET Q5 in dem Glühfadenausgangsblock 58 eingeschaltet wird. Es wird daher ein Gleichstromsignal an dem Anschlußfleck P4 erzeugt, um die Basis von Q3 anzusteuern und dadurch den Dreitransistorschalter einzuschalten.

An die erste Gleichstromglühfadenspeisungsbetriebsart (31) schließt sich die erste HF-Abfragebetriebsart (32) an, und, wenn der Entladungsbogen nicht durchgeschlagen hat, wird eine zweite Glühfadenspeisungsbetriebsart (35) erzeugt. Diese sind als Wellenformen in Fig. 6A dargestellt (ND11 und GF AUS). In der Gleichstromglühfadenspeisungsbetriebsart bleibt das ND11-Ausgangssignal auf L, und das Glühfadenausgangssignal bleibt auf H. Am Ende der ersten Glühfadenspeisungsbetriebsart geht das Q-Ausgangssignal von FF6 auf L (der 27. Taktimpuls in Fig. 6A) , das Speicherflipflop SR2 wird gesetzt, wodurch der Eingang C von FF19 auf den Η-Pegel gesteuert wird. Das bewirkt, daß das Q-Ausgangssignal von FF19 auf L geht, bis das Q-Ausgangssignal von FF3 auf H geht, wodurch FF19 rückgesetzt wird. Während dieser Zeit (Taktimpulse 27-30) wird ein HF-Stoß an dem Anschlußfleck P3 erzeugt. Wenn angenommen wird, daß der Entladungsbogen nicht durchgeschlagen hat, ist das 11-Ausgangssignal auf L, wodurch das Signal an S von SR4 (über ND12) gezwungen wird, auf H zu bleiben und sein Q-Ausgangssignal auf L zu halten. Demgemäß geht das NR8-Ausgangssignal bei dem Taktimpuls 31 auf H, was gestattet, FF20 durch den Oszillator in einen Rücksetzzustand zu tasten, wodurch der HF-Stoß beendet wird. Da der Q-Ausgang von FF19 auf H und der Q-Ausgang von SR3 noch auf H ist, schaltet ND11 den Gleichstromglühfadenspeisungsausgangstreiber Q5 ein, was zusätzliche 28 Taktimpulse der Gleichstromglühfadenspeisung ergibt. Diese zweite Gleichstromglühfadenspeisungsperiode endet, wenn das Q-Signal von FF12, das an dem S1-Eingang von SR3 anliegt, SR3 setzt (L-Pegel an Q), wodurch bewirkt wird, daß ND11 auf H geht, um den Ausgangstreiber Q5 und dadurch den externen Darlington-Schalter abzuschalten.

Die eine kurze Dauer aufweisende HF-Abfrage-Betriebsart (32, 36), die auftritt, wenn das Glühfadenausgangssignal auf L gehalten wird, ist ebenfalls in den Wellenformen in Fig. 6A gezeigt. Die erste HF-Abfrage-Betriebsart (32) tritt folgendermaßen auf. Das NAND-Gatter ND10 hat drei Eingänge. Einer ist mit dem Q-Ausgang von FF21 verbunden, der den Taktimpuls 0 liefert; der zweite ist mit dem Q-Ausgang von FF1 verbunden; und der dritte ist mit dem Q-Ausgang von FF2 verbunden. Wenn alle drei Eingänge auf H sind, geht das ND10-Ausgangssignal auf L, was für die Dauer von 2 ms des Impulses 0 andauert, wie dargestellt, und dann geht ND10 auf H. Da der Q-Ausgang von FF18 auf H und der Q-Ausgang von FF19 auf H ist, hat das Ausgangssignal von ND8 den L-Pegel. Wenn Q von FF6 bei dem Taktimpuls 27 auf L geht, wird FF19 getaktet (ein übergang von L auf H an seinem Eingang C) , wodurch Q auf L gesteuert wird. Wenn Q von FF19 auf L und Q von FF18 auf H ist, wird ein Signal mit dem Pegel H an dem Ausgang des NAND-Gatters ND8 erzeugt. Wenn ND10 auf H geht, 2 ms nach dem Taktimpuls 27, erzeugt das Η-Signal aus ND8 ein L-Signal an dem ND9-Ausgang und ein Η-Signal an dem 13-Ausgang, das unter anderem FF24 rücksetzt (Η-Pegel an Q)und außerdem das SR4-Speicherflipflop rücksetzt (L-Pegel an Q). Das Η-Signal an dem I3-Ausgang, das an einem Eingang des NOR-Gatters NR8 anliegt, bei einem L-Signal aus SR4, erzeugt ein L-Signal an dem S-Eingang von FF20, was bewirkt, daß Q auf H geht, wodurch wiederum bewirkt wird, daß der HF-Oszillator (Block 62) freigege*· ben (eingeschaltet) wird. Das Oszillatorausgangssignal wird über NR9 (nun mit der HF-Oszillator frequenz impulsgesteuert) an den Eingang A von MUX 2 (Block 63) und an einen Eingang des NAND-Gatters ND23 und des NOR-Gatters NR14 angelegt. Bei der ersten HF-Abfrage (Zustand 32), endet der Oszillatorausgangsimpuls, wenn FF19 da· durch rückgesetzt wird (Η-Pegel an Q), daß Q von FF3 auf H geht. Das zwingt das Signal an S von FF20, auf

- SrO -

H zu gehen (über ND8, ND9, 13 und NR8), und 8 bis 10 με später wird FF20 durch den Oszillator getaktet, was bewirkt, daß das Signal an Q von FF20 auf L geht, wodurch die Abfrage beendet und die Gleichstromglühfadenspeisung wieder eingeschaltet wird.

Der zweite HF-Abfrage-Zustand (36) tritt folgendermaßen auf. Nach dem zweiten Gleichstromglühfadenspeisungszustand (35) wird FF18 durch Q von FF12 über NR5 getaktet, da Q von FF23 auf L ist (dem Nichttestzustand), was bewirkt, daß Q von FF18 auf L ist. Wenn Q von FF18 auf L und Q von FF19 auf H ist, wird ein Η-Signal an dem Ausgang des NAND-Gatters ND8 erzeugt. Wenn ND10 2 ms nach dem Taktimpuls 59 auf H geht, erzeugt das Η-Signal aus ND8 ein L-Signal an dem ND9-Ausgang und ein Η-Signal an dem I3-Ausgang, was den weiter oben beschriebenen Effekt hat, einschließlich der Freigabe des Oszillators. Wenn FF2 getaktet wird (Q geht auf H), wird FF18 rückgesetzt (H an Q). Das wiederum zwingt S von FF20, auf H zu gehen (über ND8, ND9, 13 und NR8), und 8 bis 10 ns später wird FF20 durch den Oszillator getaktet, was zur Folge hat, daß Q von FF20 auf L geht, wodurch die Abfrage am Ende des Taktimpulses 60 beendet wird.

Nach dem zweiten HF-Abfrage-Zustand (36) wird der Glühfaden für eine längere Zeitspanne gespeist (~1/2 min), und zwar in einer tastverhältnisgesteuerten Betriebsart mit niedrigerer Leistung (56 W). Am Beginn der zweiten Abfrage wird durch das Signal an Q von FF12 auch SR3 gesetzt (L an Q), wodurch die Gleichstromglühfadenspeisungsbetriebsart beendet wird (das ND11-Ausgangssignal wird auf H bleiben, wodurch Q5 abgeschaltet gehalten wird). Wenn kein Entladungsbogenstrom abgefühlt wird (11-Ausgang auf L) und der Q-Ausgang von FF20 auf L ist,

erzeugt NR10 ein Η-Signal, was bewirkt, daß das NR11-Ausgangs signal auf L ist und daß das 17-Ausgangssignal auf H ist. Da das 110-Ausgangssignal auf H ist (unter der Annahme, daß der Lebensdäuerende-Zustand noch nicht aufgetreten ist) , wird das Ausgangssignal von ND20 auf L sein, das Ausgangssignal von ND22 wird auf H sein, und das Ausgangssignal von 19 wird auf L sein, wodurch Q6 abgeschaltet gehalten wird. Das ND20-Ausgangssignal, das auf L ist, erzeugt außerdem ein L-Eingangssignal an NR13, so daß die Inversion von NRI2 an dem Glühfadenausgangsanschlußfleck P4 erscheinen wird. Da der NDH-Ausgang auf H ist, ist der I6-Ausgang (und somit ein Eingang von NR12) auf L. Der andere Eingang von NR12, 0,ist daher mit dem Glühfadenausgangsanschlußfleck P4 über NRI2 und NR13 verbunden. Daher wird am Ende jeder Abfrage, die erste Abfrage nicht eingeschlossen, da 0 auf L ist, der Darlington-Schalter für diese Zeitspanne von zwei Millisekunden abgeschaltet gehalten. Wenn angenommen wird, daß es am Ende dieser Zeitspanne von 2 ms keinen Entladungsbogen gibt, wenn 0 auf H übergeht, wird der Glühfaden durch Q1, Q2, Q3 eingeschaltet. Der Glühfaden wird fortgesetzt mit 0 (120 Hz) für die Dauer der tastverhältnisgesteuerten Glühfadenspeisungsbetriebsart (Block 39 in Fig. 3) ein- und ausgeschaltet. Zweihundertvierundfünfzig Taktimpulse nach dem Eintritt in diese Betriebsart geht der Q-Ausgang von FF9 von L auf H. Dadurch wird FF24 erneut getaktet, wodurch dessen Q-Signal auf L gesteuert wird (der Setzzustand) .

Die tastverhältnisgesteuerte Glühfadenspeisungsbetriebsart (39) wird für 4094 Taktimpulse (34,1 s) fortgesetzt, woran sich wieder die 2-Taktimpulse-HF-Abfrage-Betriebsart 36 anschließt. Die Folge 36-39-36-39-36 wird bis zum Lebensdauerende-Zustand (40) oder bis zum Durchschlag des

Entladungsbogens fortgesetzt, woran sich eine Ausgedehnte Abfrage (37) und der Übergang des Entladungsbogens auf den "Bogen Ein"-Zustand (34) anschließen. Wenn angenommen wird, daß der Entladungsbogen während einer anschließenden 2-Taktimpulse-Abfrage (36) durchschlägt, tritt die in Fig. 6B gezeigte Folge auf. Das 11-Ausgangssignal wird mit dem Schalten beginnen, wenn der Entladungsbogen durch schlägt, wobei die erste ansteigende Flanke die Zustandsänderung vom Abfrage-Zustand (36) auf den Ausgedehnte-Abfrage-Zustand (37) ändert. Da 13 während des Abfrage-Zustands auf H ist und da die 11-Impulse ebenfalls auf H sind, bewirkt ND12, daß das S-Eingangssignal von SR4 auf L geht. Da der Q-Ausgang von FF24 auf H ist (FF24 war rückgesetzt worden, wie oben beschrieben), und da der R2-Eingang von SR4 ebenfalls auf H ist (da POR vorüber ist) , wird SR4 gesetzt (Q geht auf H). Das bewirkt, daß das Ausgangssignal von NR8 auf L bleibt, und FF20 wird gesetzt bleiben, solange wie SR4 gesetzt ist. Wenn der Q-Ausgang von FF9 von L auf H übergeht, wird FF24 getaktet, und der Q-Ausgang wird auf L gehen. Das bewirkt, daß Rl auf L geht, wodurch SR4 rückgesetzt wird (L an Q) . Da der Impuls aus 13 zwei Taktimpulse nach dem Beginn der Abfrage auf L gegangen ist und da der Q-Ausgang von SR4 auf L ist, geht der S-Eingang von FF20 auf H. Wenn der Oszillatorimpuls an dem Ausgang von 14 auf H geht, wird FF20 auf L getaktet. Das erzeugt eine Abschaltzeitspanne von 8 bis 10 με, gefolgt von einer Abschaltzeitspanne von 2 ms, wie im Zusammenhang mit der Beendigung der zweiten Abfrage beschrieben.

Am Ende der Zeitspanne von zwei Millisekunden wird die integrierte Schaltung entweder in den Bogen-Ein-Zustand (34) oder in den Tastverhältnisgesteuerte-Glühfadenspeisung-Zustand (38) eingetreten sein. Wenn der Entladungsbogen eingeschaltet bleibt, wird H auf H sein, wie es

- srs -

in Fig. 6B gezeigt ist, und der NR10-Ausgang wird auf L gehalten. Da 16 auf L ist, wird der NR11-Ausgang auf H sein. Das zwingt den I7-Ausgang auf L und den ND20-Ausgang auf H. Da der ND11-Ausgang auf H ist, wird der ND22-Ausgang auf L sein, und der I9-Ausgang wird auf H sein, wodurch Q6 eingeschaltet wird und der Glühfadenausgangsanschlußfleck P4 auf L gezogen wird. ND20 zwingt außerdem den NR13-Ausgang, auf L zu gehen, was hilft, P 4 auf L zu ziehen. Der Zustand von ND20 gibt außerdem ND23 und NR14 frei. Da der Oszillator abgeschaltet ist und da der Ausgang von NR8 auf H ist, ist der Ausgang von NR9 auf L, was bewirkt, daß der Ausgang von MUX 2 auf L ist. Somit wird der HF-Ausgangsanschlußfleck P3 ebenfalls auf L gehalten, während der Entladungsbogen eingeschaltet ist. Weiter wird der Q-Ausgang von FF20 mit dem Ausgang von 11 verbunden (die zu dieser Zeit beide auf H sind), um zu bewirken, daß der Zähler über ND15 und ND7 voreingestellt gehalten wird. Das System wird in dem Bogen-Ein-Zustand (34) bleiben, bis der Entladungsbogen ausfällt.

Nachdem der Bogen-Ein-Zustand (34) erreicht ist, bewirkt die Steuerlogik eine Rückkehr zu dem Zustand 31 beim Ausfall des Entladungsbogens. ND15 wird von L auf H übergehen, was bewirkt, daß ein Impuls an dem Eingang C von FF25 erzeugt wird. Da FF2 gesetzt war (L an Q), bewirkt der Impuls an dem Eingang C, daß der Q-Ausgang von FF25 auf H geht. Das erzeugt einen Rücksetzimpuls über NR17 und 15, der SR2 und SR3 rücksetzt, wodurch das System wieder in den POR-Gleichstromglühfadenspeisungszustand (31) versetzt und wieder die Startfolge eingeleitet wird.

Wenn am Ende der Ausgedehnten Abfrage (37) der Lichtbogen nicht übergegangen ist (L an dem Ausgang von 11), wird das System in eine Tastverhältnisgesteuerte-Glühfadenspeisungs-Betriebs-

-5A-

art (38) eintreten. Diese Betriebsart würde für eine Zeitspanne von 3838 Taktimpulsen (32 s) andauern. Der einzige Unterschied zwischen den Blöcken 38 und 39 ist die Differenz von 2,1 s in der Dauer. Der Block 38 ist um die Länge der Ausgedehnten Abfrage verkürzt. Daher wird nach den 3838 Taktimpulsen eine 2-Taktimpulse-Abfrage erzeugt.

Wenn angenommen wird, daß der Lichtbogen während der ersten HF-Abfrage-Betriebsart (32) (eine 4-Taktimpulse-Abfrage) durchgeschlagen hat, wird anschließend die Ausgedehnte-HF-Abfrage-Betriebsart (33) durchgeführt. Die Logik, die den Eintritt in oder den Austritt aus 33 bewirkt, ist dieselbe wie die für 37, aber die Zeitdauer von 33 ist etwas länger, da ein Übergang an FF6 statt an FF12 die Folge eingeleitet hat. Am Ende dieser Ausgedehnte-HF-Abfrage-Betriebsart (37) ist der nächste Zustand entweder der Bogen-Ein-Zustand (34) oder die Tastverhältnisgesteuerte-Glühfadenspeisung-Betriebsart (38) .

Wenn angenommen wird, daß der Bogenlampe der Start nicht gelungen ist, ist es erwünscht, die HF-Abfrage nach einer festen Zeitspanne zu beenden. FF13-FF17 erfüllen zusammen mit den Gattern ND21, NR15 und 110 diese Funktion. Jede Wiederholung von 36 (d.h. jeder übergang von L auf H des Q-Ausgangs von FFI2) taktet diesen fünfstufigen Lebensdauerende-Zähler. Wenn sowohl Q von FF16 als auch Q von FF17 auf L sind, wird NR15 auf H und 110 auf L gehen. Wenn das erfolgt, bewirkt der Inverter 110, daß ND21 den Zähler verriegelt. Der Inverter 110 zwingt außerdem ND20, beide Ausgangssignale an den Anschlußflecken P3 und P4 einzuschalten, um eine Strornsenke an den Basen von Q3 und Q2 zu bilden (d.h., er hält Q1, Q2, Q3 abgeschaltet). Das führt dazu, daß der Glühfaden abgeschaltet gehalten wird, und beendigt die Taktimpulse, da nicht länger irgendeine nennenswerte Entladung oder Aufladung des Kondensators C1

für die integrierte Schaltung abzufühlen ist. Das ist der Lebensdauerende-Zustand (40).

Wenn der Entladungsbogen nie startet, beträgt die Zeit zum Erreichen dieses Zustande 94266 Taktimpulse (13,09 min) . Wenn der Eintritt in den Lebensdauerende-Zustand erfolgt ist, besteht der einzige Weg zum Verlassen desselben darin, ein POR (Netz-Ein-Reset)-Signal zu erzeugen. Das erfolgt normalerweise dadurch, daß die Stromzufuhr (Wechselstromnetz) abgeschaltet und C1 sich zu entladen gestattet wird.

In der integrierten Steuerschaltung ist außerdem eine Logik zum Erzeugen von Testfolgen enthalten. Wegen der Dauer der Zeitintervalle auf der integrierten Schaltung (z.B. 13 min bis zur Lebensdauerende-Abschaltung) ist die zum Abkürzen der Testzeiten erforderliche Logik vorgesehen, um eine Massenfertigung praktisch durchführbar zu machen. Die in den Fig. 5A-5F gezeigte Logik gestattet das vollständige Testen innerhalb praktischer Zeitgrenzen sowohl für das Testen der integrierten Schaltung als auch das Testen der Stabilisierungseinrichtung. Um das zu erreichen, beschleunigt die Testlogik folgendes: die Zeit zwischen HF-Abfragen (Blöcke 38 und 39 in Fig. 3), die Dauer der HF-Abfrage (Block 36) und die Ausgedehnte-HF-Abfrage (Block 40). Außerdem ist eine Logik zum Testen der HF-Ausgangstreiber vorgesehen.

Der Zugang zu den Testfunktionen erfolgt über den Anschlußfleck P2 auf der integrierten Schaltung. Gemäß Fig. 5A ist der Anschlußfleck P2 ein Doppelfunktionsanschlußfleck. Dieser Anschlußfleck wird normalerweise zum Abfühlen des Entladungsbogenstroms benutzt, er wird aber auch für den Zugang zu dem Testfolgegenerator be-

nutzt. Da die Spannung von R1 (Fig. 1) unter normalen Bedingungen 1 V nicht übersteigt,wird ein Schwellenwert für S4 (dem Hysteresegatter an dem Anschlußfleck P2, das für den Zugang zu dem Testflipflop FF22 benutzt wird) festgelegt, der größer als 1 V ist. Der typische Wert für diesen Schwellenwert beträgt 5 V. Daher sollte ein 5-V-Signal für eine Zeit angelegt werden, die lang genug ist, damit sowohl S4 als auch der Entladungsbogenabfühlverstärker ansprechen (typisch 50 με).

Beim Anlegen des ersten 5-V-Impulses (nicht während der Zeit, während der SR1 rückgesetzt ist, oder während einer Abfrage), wird der erste Testzustand freigegeben. Als ein Ergebnis der Impulsabgabe von S4 wird der Q-Ausgang von FF22 auf H getaktet. Dadurch werden die Wahlleitungen der Multiplexer 1 und 4 auf den Η-Pegel gesteuert. Daher leitet MUX 1 den Impuls 0 (statt des Q-Signals von FF6) zu dem Takteingang von FF7, und MUX 4 leitet das Q-Signal von FF2 (statt des Q-Signa3s von FF2) zu dem Rück setzeingang von FF18. Da der 5-V-Impuls lang genug gedauert hat, damit der Entladungsbogenabfühlverstärker ansprechen konnte, wurde der Zähler voreingestellt (über 11, ND15 und ND7). Da Q von FF2 auf H ist, wird die R1-Leitung des Speicherflipflops SR2 auf H gehalten, wodurch verhindert wird, daß die 31-ms-HF-Abfrage (Block 33) erfolgt (unter der Annahme, daß die Testfolge vor der ersten Abfrage eingeleitet wurde). Wenn 0 das Flipflop FF7 taktet, erzeugt deshalb der erste Taktimpuls nach dem Übergang des S4-Ausgangs auf L eine HF-Abfrage. Die Dauer wird jedoch jetzt durch Q von FF2 bestimmt. Da FF1 rückgesetzt und FF2 gesetzt wurde, gibt es zwei Impulse ab der Zeit, zu der S4 Aus auf L geht, bis Q von FF2 auf H geht. Da der erste Impuls die Abfrage startete, wird die Dauer des Stoßes von 2 Taktimpulsen auf 1 Taktimpuls (ein Stoß von 6 ms) verringert. Mit dem Takten von FF7 wird die Zeit zwischen den Abfragen nun auf

0,533 s (64 Taktimpulse) reduziert. Wenn der Entladungsbogendurchschlag während der verkürzten HF-Abfrage abgefühlt wird, wird eine verkürzte Ausgedehnte-HF-Abfrage erzeugt. Da FF9 die Beendigung der Ausgedehnten-HF-Abfrage steuert (über FF24), wird die Gesamtstoßzeit nur ms (4 Taktimpulse) betragen. Am Ende dieser Zeit kann das System in den Bogen-Ein-Zustand gebracht werden (durch Einleiten von Strom von z.B. 0,3 A in R1) oder es wird für 60 Taktimpulse zu der Tastverhältnisgesteuerte-Glühfadenspeisung-Betriebsart zurückkehren. Dieser Test könnte fortgesetzt werden, bis das Lebensdauerende erreicht ist (1472 Taktimpulse oder 12,3 s). Für den Lebensdauerende-Test ist jedoch ein gesonderter Test vorgesehen.

Beim Anlegen des zweiten 5-V-Impulses wird der zweistufige Zähler (FF22, FF23) getaktet. Dadurch wird Q von FF22 auf L und Q von FF23 auf H gebracht. Daher wird das Speicherflipflop SR2 noch rückgesetzt gehalten, weil R3 auf H ist, was die 31-ms-HF-Abfrage verhindert. Tatsächlich blockiert die zweite Testfolge sämtliche Abfragen, indem sie ein Eingangssignal an NR5 auf H bringt. Das hindert Q12 daran, zu dem Takteingang von FF18 zu gelangen. Da der Wähleingang von MUX 3 auf H ist, wird deshalb nun 0 zu dem Takteingang von FF12 geleitet. Daher kann der Lebensdauerende-Zähler in 47 Taktimpulsen (0,4 s) getestet werden.

Der Endtestzustand, in den mittels eines weiteren 5-V-Impulses an dem Anschlußfleck P2 eingetreten wird, ist so ausgelegt/ daß er das Testen der HF-Ansteuerströme unterstützt. Während dieses Tests sind die Q-Ausgänge von FF22 und FF23 beide auf H. Daher erzeugen die beiden H-Eingangssignale an ND4 ein L-Signal an dem Ausgang, wel-

ches den Wähleingang von MUX 2 auf L steuert. Da der Q-Ausgang -von FF23 auf H ist, gleicht dieser Zustand dem in der zweiten Testfolge. Wenn das Lebensdauerende erreicht wird (nach 47 Taktimpulsen), wird jedoch 0 über MUX 2 und ND23, NR14 zu dem HF-Ausgang geleitet. Es gibt daher eine gesteuerte Methode zum Erzeugen von Quellen (source)- und Senken(sink)-Strömen an dem Anschlußfleck P3 (HF-Ausgang) zur externen Messung. Stattdessen wird, wenn der Impuls an dem Anschlußfleck P2 auf über 100 mV gehalten wird, nachdem er durch einen Impuls auf 5 V gebracht worden ist, an dem HF-Ausgang 0 vorhanden sein, ohne daß die 47 Impulse getaktet zu werden brauchen. Die oben ausführlich beschriebene Testprozedur gestattet somit das schnelle Testen des Beleuchtungskörpers und erfordert keine zusätzlichen Anschlußstifte an der integrierten Schaltung.

Die integrierte Schaltung, die beschrieben worden ist, liefert die Ausgangsschwingungen an den Anschlußflecken P3 und P4 zum Ansteuern des Darlington-Transistor-Schalters Q3, Q2, Q1 gemäß der Darstellung in Fig. 1. Die Dioden D5 und D7 werden in Verbindung mit dem Darlington-Schalter benutzt, wie oben beschrieben, um die integrierte Schaltung an ihren Ausgangsanschlußflecken vor negativen Schaltstößen zu schützen. Der Darlington-Schalter, der in Fig. 1 gezeigt ist, kann zwei alternative Formen annehmen, die ebenfalls sowohl die erforderlichen Schalteigenschaften als auch den Schutz der integrierten Schaltung vor negativen Übergangsvorgängen gewährleisten. Diese Variationen, die in den Fig. 7A und 7b dargestellt sind, haben dieselben externen Verbindungen wie in der Ausführungsform nach Fig. 1. Diese Verbindungen bestehen zu der Stromversorgungsreferenzklemme, zu dem Schaltuhgspunkt 16 in der Schaltungsanordnung außerhalb des Chips, zu dem Glühfadensteuereingang

von dem Anschlußfleck P4 auf der integrierten Schaltung und zu dem HF-Abfrage-Steuereingang von dem Anschlußfleck P3 auf der integrierten Schaltung.

Die Variation gemäß Fig. 7A dient zur Fertigung unter Verwendung von verfügbaren diskreten Bauelementen und umfaßt drei Transistoren Q13, Q12 und Q11, die alle dieselben Eigenschaften wie die in der Ausführungsform nach Fig. 1 gezeigten Transistoren und dieselbe Darlington-Verbindung haben. Ebenso wie in Fig. 1 ist eine Diode D16 in dem Emitterpfad von Q11 vorgesehen, und ein Widerstand R12 (12 Ohm) ist als ein Nebenschluß von der Basis von Q11 zur Masse vorgesehen. In der Ausführungsform nach Fig. 7A erfolgt jedoch der Schutz vor negativen Ubergangsvorgängen durch eine Hochspannungsdiode D17, die zwischen Masse und den Schaltungspunkt 16 geschaltet ist, welcher den Kollektoren sämtlicher drei Transistoren Q11, Q12, Q13 gemeinsam ist. Die Diode D17 ist so gepolt, daß sie verhindert, daß der Schaltungspunkt um mehr als einen Diodenspannungsabfall in bezug auf Masse negativgeht. Die Shunt-Diode D17 in der Schaltungsanordnung nach Fig. 7A ersetzt die Dioden D5 und D7 in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 für den Schutz der integrierten Schaltung vor negativen Ubergangsvorgängen.

Die Variation gemäß Fig. 7B ist für eine Kunden-Darlington-Anordnung vorgesehen, in der drei Transistorvorrichtungen für den Zweck vorgesehen sind, auf einem gemeinsamen Substrat hergestellt zu werden. Die Transistoren Q23, Q22, Q21 sind alle Hochspannungsvorrichtungen, die für die Ströme und Frequenzen, die sie aushalten müssen, und für die beträchtlichen Stromverstärkungen, die für den Verwendungszweck erforderlich sind, maßgeschneidert werden. Der Transistor Q21 wird für einen Betrieb mit hohem Strom und hoher Frequenz so maßgeschneidert, daß die gespeicherte Ladung minimiert wird. Die Kun-

bo

-Modell-Auslegung ermöglicht das Abführen der gespeicherten Ladung, indem allein der interne Widerstand R22 verwendet wird. Der Schutz vor negativen Übergangsvorgängen erfolgt wie in Fig. 7A durch eine Shunt-Diode D27, die zwischen den Schaltungspunkt 16 und Masse geschaltet ist. Diese Diode kann auf einem gemeinsamen Substrat mit den Kunden-Darlington-Transistoren hergestellt werden oder kann eine externe Vorrichtung sein, wie sie in der Ausführungsform nach Fig. 7A benutzt wird.

Die Verwendung eines Dreitransistorschalters (entweder in der Ausführungsform nach Fig. 1 oder in den Variationen nach den Fig. 7A und 7B), bei dem eine Eingangsverbindung für die Gleichstrom- und die 120-Hz-Glühfaden-Ansteuerung und eine andere Verbindung für die 100-kHz-HF-Abfrage-Ansteuerung benutzt wird, hat mehrere praktische Vorteile. Die zusätzliche Verstärkung von Q3 gestattet das Handhaben der großen Ströme an Q1 bei kaltem Glühfaden und gleichzeitig die Verwendung eines Anstiegszeitreduzierkondensators C5 an der Basis von Q3, um die elektromagnetische Störung im 120-Hz-Betrieb zu reduzieren. Der Hochfreguenzeingang für Q2 ist daher von dem Q3-Eingangskreis getrennt und kann leicht auf der Frequenz von 100 kHz arbeiten, die für die HF-Abfrage-Funktion erforderlich ist. Die Verstärkung von Q2 ist für das Schalten von Q1 bei den Stromwerten, die für die HF-Abfrage erforderlich sind, ausreichend; die Dreizustandsausgangsbedingung an dem Anschlußfleck P3 stellt einen Zustand hoher Quellenimpedanz während der Glühfadenansteuerung dar, der dem Signal aus dem Q3-Emitter gestattet, die Basis von Q2 ohne Belastung der Verbindung der integrierten Schaltung an dem Anschlußfleck P3 anzusteuern.

Die hier beschriebene 3-Transistor-Schaltanordnung, die

- sä -

drei in Darlington-Schaltung angeordnete Transistoren enthält und durch eine integrierte Schaltung gesteuert wird, stellt eine Lösung, die wirtschaftlicher als bisher ist, zum Erfüllen der Schalterfordernisse für den hier beschriebenen Beleuchtungskörper dar. Dieselbe Transistorschaltkonfiguration hat eine ausreichende Strombelastbarkeit zum wirksamen schnellen Aufwärmen eines kalten Glühfadens mit einem hohen Anfangsleistungswert (80 W). Sie kann außerdem für einen wirksamen tastverhältnisgesteuerten Betrieb des Glühfadens bei einer gewählten niedrigeren Leistung (56 W) über längere Zeitspannen der Startperiode benutzt werden. Sie kann auch mit der hohen Frequenz (100 kHz) umgeschaltet werden, die zum wirksamen Zünden und für den übergang der Bogenlampe in den Niederspannungsbetrieb erforderlich ist.

Die Verwendung der integrierten Schaltung zum Steuern des Transistorschalters gestattet eine komplexe, äusserst adaptive Startprozedur bei minimaler elektromagnetischer Störung, vernünftigen Kosten und hoher Zuverlässigkeit. Die Anordnung bewirkt eine minimale Spannungsbeanspruchung und eine minimale thermische Beanspruchung der elektronischen Bauelemente, wodurch die Zuverlässigkeit maximiert wird. In der Startprozedur sind die Zündenergiestöße kurz (<31 ms) und werden mit einer vernünftigen Geschwindigkeit in bezug auf den Bedarf geliefert. Die Stöße werden in Viertelsekundenintervallen während des Starts bei einer kalten Bogenlampe und in Halbminutenintervallen bei einem "Heißwiederstart", der mehrere Minuten dauern kann, geliefert. Wenn der Durchschlag erfolgt,wird die Zeitspanne der ausgedehnten Zündung für den übergang des Entladungsbogens auf den Niederspannungsbetrieb auf weniger als 3 s begrenzt. Falls die Bogenlampe nicht startet, beispiels-

weise aufgrund eines Ausfalls derselben, sind die Stoßdauer und der Stoßabstand gleich denen bei einem "Heißwiederstart" , die Stöße werden aber durch die "Lebensdauerende "-Logik nach einer Zeitspanne beendet, die in der Größenordnung von einer Viertelstunde liegt (13 min).

- Leerseite -

Claims (11)

Patentansprüche B) eine Metal!dampflampe {11) mit einer Anode (A) und einer Katode (K) und C) eine Betriebsschaltung (Q1, Q2, 0.3, T1, R2, C2, C5, D5, D6, D7) mit:

1) einem Glühfadenwiderstand (12) zum Liefern von Reservelicht für die Bogenlampe,

2) einem Transformator (T1) zum Liefern einer hinauftransformierten Ausgangsspannung, der eine erste und eine zweite Wicklung hat,

3) einem Halbleiterschalter,, der eine 3-Transistor-Kombination (Q1, Q2, Q3) aufweist, wobei jeder Transistor eine Basis- ₀ eine Emitter- und eine Kollektorelektrode hat und wobei der Emitter des ersten Transistors iQ3) mit der Basis des zweiten Transistors (Q2) und der Emitter des zweiten Transistors mit der Basis des dritten Transistors (QI) verbunden ist,

4) einem Kondensator (C2);

wobei die Bogenlampe und die Betriebsschaltung zu Zweigen geschaltet sind, die von einem gemeinsamen Schaltungspunkt (16) ausgehen; wobei der Glühfadenwiderstand in einem ersten Zweig zwischen die erste Quellenausgangsklemme (14) und dem Schaltungspunkt (16) geschaltet ist; wobei die zweite Wicklung und die Bogenlampe in Reihe in einem zweiten Zweig zwischen den Schaltungspunkt und die zweite Quellenklemme (15) geschaltet sind; wobei der dritte Transistor (Q1) mit seinem Kollektor und seinem Emitter in einem dritten Zweig zwischen den Schaltungspunkt (16) und die zweite Quellenklemme (15) geschaltet ist; und wobei die erste Wicklung und der Kondensator (C2) in Reihe in einem vierten Zweig zwischen den Schaltungspunkt (16) und die zweite Quellenklemme (15) geschaltet sind; wobei die Betriebsschaltung weiter enthält:

5) eine Steuereinrichtung (13) zum Betätigen des Schalters in einer mehrere Zustände aufweisenden Startfolge, wobei diese Zustände beinhalten:

a) einen Vorzündzustand, in welchem der Schalter mit einer geeignet niedrigen, null einschließenden Schalthäufigkeit betätigt wird, um Strom über die Reihenschaltung aus dem ersten und dem dritten Zweig für den Glühbetrieb des Glühfadenwiderstands (12) zu leiten, wobei der Kondensator (C2) einen Gleichstromfluß durch den vierten Zweig verhindert;

b) einen Zündzustand, in welchem der Schalter periodisch mit einer geeignet hohen Schalthäufigkeit betätigt wird zur Speisung des ersten, des zweiten und des

vierten Zweiges für den Glühbetrieb des Glühfadenwiderstands (12) und zur Zündung sowie für den Übergang des Entladungsbogens in der Bogenlampe (11); und c) einen gezündeten Zustand, in welchem der Schalter abgeschaltet bleibt, wobei der von der Gleichstromquelle gelieferte Strom in der Reihenschaltung aus dem ersten und dem zweiten Zweig fließt, um den Entladungsbogen aufrechtzuerhalten, und wobei der Glühfadenwiderstand (12) die Bogenlampe (11) stabilisiert.

2. Beleuchtungskörper nach Anspruch 1, dadurch gekenn-. zeichnet, daß die Steuereinrichtung (13) enthält:

1) eine erste Basisansteuereinrichtung, die mit der Basis des ersten Transistors (Q3) verbunden ist, für den Schaltbetrieb mit geringer Schalthäufigkeit, und

2) eine zweite Basisansteuereinrichtung, die mit der Basis des zweiten Transistors (Q2) verbunden ist, für den Schaltbetrieb mit hoher Schalthäufigkeit.

3. Beleuchtungskörper nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Basisansteuereinrichtung ein erstes Einschaltsignal anlegt, das ein Gleichstromsignal kurzer Dauer ist und dessen Länge und Amplitude ausreichen, um einen kalten Glühfaden (12) bis zum Glühen zu erhitzen.

4. Beleuchtungskörper nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Basisansteuereinrichtung ein zweites, pulsierendes Einschaltsignal mit der geringen Schalthäufigkeit anlegt, dessen Tastverhältnis so gewählt ist, daß der Glühfaden (12) bei einem Leistungswert, der niedriger ist als bei dem ersten

Einschaltsignal, am Glühen gehalten wird.

5. Beleuchtungskörper nach einem der Ansprüche 1 bis

4, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (C2) einen Wert hat, der in bezug auf die Parameter des Transformators (T1) und in bezug auf die hohe Schalthäufigkeit so gewählt ist, daß sich eine ausreichend große Transformatorausgangsspannung zur Zündung und eine optimale Leistung für den Übergang des EntIadungsbogens ergibt.

6. Beleuchtungskörper nach einem der Ansprüche 1 bis

5, dadurch gekennzeichnet, daß die Wicklungen jeweils eine erste und eine zweite Klemme haben, wobei die erste Klemme jeder Wicklung demselben Wicklungssinn entspricht, und

wobei die erste Wicklung in dem vierten Zweig so angeordnet ist, daß die erste Klemme dem Schaltungspunkt (16) zugewandt ist, und wobei die zweite Wicklung in dem zweiten Zweig so angeordnet ist, daß die erste Klemme der zweiten Quellenklemme (15) zugewandt ist, wodurch sich die Spannungen in den beiden Wicklungen addieren, um die Zündspannung zwischen der Anode und der Katode der Bogenlampe zu vergrößern.

7. Beleuchtungskörper nach einem der Ansprüche 2 bis

6, dadurch gekennzeichnet, daß Einrichtungen vorgesehen sind zum Abführen von gespeicherter Ladung aus dem dritten Transistor (Q1), mit:

1) einer Diode (D6), die in Durchlaßrichtung gepolt und in den dritten Zweig zwischen den Emitter des dritten Transistors und die zweite Quellenklemme (15) eingefügt ist und eine gespeicherte Ladung hat, die grosser ist als die des dritten Transistors, und

2) einem Widerstand (R2), der zwischen die Basis des

dritten Transistors (QD und die zweite Quellenkleirune (15) geschaltet ist und dessen Wert so gewählt ist, daß er die gespeicherte Ladung für einen wirksamen Betrieb bei der hohen Schalthäufigkeit abführt.

8. Beleuchtungskörper nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet,

daß die erste und die zweite Basisansteuereinrichtung in einer integrierten Schaltung (13) enthalten sind; und

daß die drei Transistoren (QI, Q2, Q3) vom NPN-Leitungstyp sind und daß die erste Quellenklemme (14) in bezug auf die zweite Quellenklemme (15) von positiver Polarität ist; und

wobei eine Einrichtung vorgesehen ist zum Schützen der integrierten Schaltung vor dem Eindringen von Spannungen negativer Polarität über die Basisansteuerverbindungen, wobei die Kollektoren des ersten und des zweiten Transistors (Q3? Q2) miteinander verbunden sind und wobei die Einrichtung eine Diode (D7) enthält, die zwischen den Kollektor des dritten Transistors (QD und die Kollektoren des ersten und des zweiten Transistors (Q3, Q2) geschaltet und so gepolt ist, daß sie das Anlegen von Spannungen negativer Polarität an die Kollektoren des ersten und des zweiten Transistors verhindert.

9. Beleuchtungskörper nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Schutzeinrichtung weiter eine Diode (D5) enthält, deren Katode mit dem Emitter des zweiten Transistors (Q2) und deren Anode mit der zweiten Quellenausgangsklemme (15) verbunden ist, um zu verhindern, daß die Basen des ersten und des zweiten Transistors (Q3, Q2) nennenswert negativgehen.

10. Beleuchtungskörper nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Basisansteuereinrichtung in einer integrierten Schaltung (13) enthalten sind;

daß die drei Transistoren (Q1, Q2, Q3) vom NPN-Leitungstyp sind und daß die erste Quellenklemme (14) in bezug auf die zweite Quellenklemme (15) von positiver Polarität ist; und

daß Einrichtungen (D5, D7; D17; D27) vorgesehen sind zum Schutz der integrierten Schaltung (13) vor dem Eindringen von Spannungen negativer Polarität über die Basisansteuerverbindungen, wobei die Kollektoren des ersten, des zweiten und des dritten Transistors miteinander verbunden sind und wobei die Einrichtung eine Diode enthält, deren Katode mit den Kollektoren und deren Anode mit der zweiten Quellenklemme (15) verbunden ist.

11. Beleuchtungskörper nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennezeichnet, daß die zweite Wicklung um die erste Wicklung angeordnet ist, wobei die Windungen niedrigerer Spannung der zweiten Wicklung näher bei der ersten Wicklung sind, um die kapazitive Kopplung von hohen Spannungen, die in der Sekundärwicklung vorhanden sind, zu der Primärwicklung zu verringern.