DE3321166C1 - Selbstüberwachende Schaltungsanordnung - Google Patents

Description

• Aus der DE-OS 24 40 162 ist eine Schaltungsanordnung zum Überwachen einer Wechselspannung be- kannt, die aus kurzen mit fe.',ter Frequenz auftretenden Impulsen besteht. Diese Wechselspannung wird hinsichtlich der Periodendauer und hinsichtlich des Ausbleibens von Impulsen überwacht und ist insoweit der gattungsglcichen bekannten Schaltung vergleichbar. Im Ausgang der Schaltung liegt ein Komparator, dem zusätzlich eine Wechselspannung aus einem Generator zugeführt wird, so daß am Ausgang ein Relais über einen Resonanzkreis galvanisch getrennt und dynamisch angesteuert wird. Dadurch erreicht man, daß beispielsweise Kurzschluß am Komparatorausgang das Relais sofort abfallen läßt. Schwingt allerdings der Komparator fehlerhaft mit einer Frequenz innerhalb der Resonanzkurve des Ausgangsserienschwingkreises, so wird dies nicht erkannt.
• Auch gemäß der US-PS 43 11 962 wird eine Impulsfolge hinsichtlich des Ausbleibens eines einzigen Impulses überwacht. Im Gegensatz zur vorgenannten Anordnung erfolgt die Signalverarbeitung überwiegend digital. Nach Ausbleiben einer einstellbaren Anzahl von Systemtaktimpulsen fällt das im Ausgang vorgesehene Relais ab. Eine Selbstüberwachung im oben definierten Sinne ist nicht vorgesehen.
• Wie der nachstehenden Erläuterung noch zu entnehmen sein wird, macht die Erfindung von einzelnen Elementen der zuletzt erwähnten beiden Schaltungsanordnungen Gebrauch.
• Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung mit den im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Merkmalen zu schaffen, bei der die Abschaltzeiten des Sicherheitsrelais und die Diskriminierung des Nutzsignals gegenüber unkontrollierten Schwingungen aktiver Elemente von getrennten Bauteilen abhängen und somit auch derartige Fehler der Schaltung erkannt werden. Dabei wird als einzige Voraussetzung angenommen, daß die verwendeten Widerstände keinen Kurzschlußfehler aufweisen können.
• Die erfindungsgemäß vorgesehene Lösung dieser Aufgabe ergibt sich aus den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruches 1. Die Unteransprüche definieren zweckmäßige und vorteilhafte Weiterbildungen dieses Prinzips.
• Ein Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert.
• Bei A wird das zu überwachende Signal zugeführt, das von einem Flammenwächter stammen soll. Das Signal besteht aus Impulszügen von z. B. 0,7 Sekunden Dauer, unterbrochen von Ausblendperioden von z. B.
• jeweils 0,3 Sekunden Dauer. jeder Impulszug besteht aus hinsichtlich Amplitude und Breite genormten Impulsen, z. B. 15 V Amplitude und 40 Mikrosekunden Breite, wobei die Anzahl der Impulse pro Impulszug ein Maß für die Lichtintensität der überwachten Flamme darstellt; die Auswertung dieser Information erfolgt in einer keinen Gegenstand der vorliegenden Erfindung bildenden weiteren Schaltung.
• Die Ausblendperioden dienen dazu, die Funktionstüchtigkeit der Schaltung zu überprüfen, denn wenn während dieser Zeitperioden Impulse auftreten, liegt ein Fehler vor.
• Das Eingangssignal gelangt zunächst auf einen Hochpaß, der eine Unterscheidung zwischen den Impulszügen und ihrer Hüllkurve ermöglicht; die hier nicht dargestellten, der Normierung der Einzelimpulse dienenden Schaltkreise könnten ja einen Fehler aufweisen und die erst noch zu gewinnende Hüllkurve übertragen, deren Zeitverlauf nachstehend als Systemtakt bezeichnet werden soll, im Beispiel 1 Hz. Dieser Schaltungsteil umfaßt den Kondensator C1 und seine Entladestrecke, bestehend aus den antiparallel geschalteten Dioden D 1 und D 2. Die Diode D2 ist eine Leuchtdiode, welche zusammen mit einem Fototransistor TO einen Optokoppler bildet. Dessen Ausgangssignal wird mittels eines Netzwerks aus einem demgemäß periodisch auf-und entladenen Kondensator CO mit Entladewiderstand R 0 integriert, und die so gebildete Hüllkurve gelangt über einen der Entkopplung dienenden Feldeffekttransistor FETan den Schaltungspunkt B. Auf diese Weise wird der Kondensator C1 überwacht; weist er einen Kurzschluß oder eine Unterbrechung auf, wird die Fotodiode D 2 stromlos.
• Am Anschluß B liegt, wie gesagt, das Hüllkurvensignal bzw. der Systemtakt Dieser wird auf den invertierenden Eingang eines als Komparator geschalteten Operationsverstärkers OA 1 gelegt, dessen nichtinvertierender Eingang einerseits über einen Spannungsteiler R 1, R 2 an einer von der Versorgungsspannung UB abgeleiteten Gleichspannung, andererseits an einer vom Ausgang des OA 1 rückgekoppelten Spannung liegt, wobei der Ausgang über einen Widerstand R 3 ebenfalls an UB gelegt ist. Die Widerstände R 1, R 3 werden individuell in Abhängigkeit von der jeweils vorliegenden Charakteristik des Optokopplers D 2-LDR 1 eingestellt; der Widerstand R 2 ist ein Thermowiderstand und dient der Temperaturstabilisierung Im Rückkopplungszweig liegt eine Leuchtdiode D 3.
• Durch diese Schaltung werden zwei Schwellenwerte des somit als Schmitt-Trigger arbeitenden Komparators festgelegt.
• Unterschreitet das Hüllkurvensignal einen vorgegebenen Pegel, durchfließt Strom die Diode D3; übersteigt das Eingangssignal einen zweiten, höher liegenden Pegel, steht kein Ausgangssignal an und die Diode D 3 ist stromlos. Der Komparator besitzt also eine Hysterese, so daß dann und nur dann am Ausgang Impulse entsprechend dem Systemtakt anstehen, wenn die Dynamik der eingangsseitigen Hüllkurve mindestens diese Hysteresewerte übersteigt. Das Vorhandensein dieser Hysterese wird dadurch überwacht, daß die im Rückkopplungszweig liegende und die Hysterese erst herstellende Leuchtdiode D 3 auch das Ausgangssignal liefert, indem sie mit dem Fototransistor T1 einen Optokoppler bildet, dem eine Verstärkerstufe mit Transistor T2 folgt. An dessen Emitter steht demgemäß, wenn sowohl das Eingangssignal den oben angegebenen Sollvorgaben entspricht als auch die nachgeschalteten Kreise störungsfrei arbeiten, der Systemtakt in Form von Impulsen einer Breite von 0,9 Sekunden, gefolgt von Impulspausen von 0,1 Sekunden (das Signal ist durch den eingangsseitigen Optokoppler verzögert und durch den Transistor T2 invertiert worden).
• Der Systemtakt gelangt nun auf ein Netzwerk, bestehend aus Widerständen R 4, R 5, Kondensator C2, Dioden D4 und D5 sowie Kondensator C3; der letztere kann gegebenenfalls umschaltbar sein, um ein anderes Zeitverhalten einzuführen.
• Durch dieses Netzwerk wird der Kondensator C3 mit den Ausgangsimpulsen des Transistors T2 aufgeladen, und er entlädt sich in den Impulspausen. Am Punkt Csteht demnach eine fluktuierende Gleichspannung, die hier als »Kontrollsignal« verzeichnet werden soll und im Ausführungsbeispiel Sägezahnform besitzt. Bleibt der Systemtakt aus, so sinkt diese nach einer vorgebbaren Abschaltzeit (durch Umschalten des Kondensators C3) unter eine vorgegebene Schwelle und das Sicherheitsre- lais fällt ab.
• Es kann aber nicht ausgeschlossen werden, daß irgendeine Störung vorliegt, durch die am Ausgang des Transistors T2 z. B. eine unkontrollierte Schwingung ansteht Der Kondensator C3 würde dann ständig nachgeladen, bis die an ihm stehende Spannung schließlich nahe der Versorgungsspannung UB liegt. Dieselbe Folge tritt ein, wenn z. B. der Kondensator C2 einen Kurzschluß aufweist.
• Erfindungsgemäß ist also auch eine obere Schwelle vorgesehen, und die untere und obere Schwelle definieren ein »Fenster«, in welchem das Sägezahnsignal bei C liegen muß, wenn Normalbetrieb vorliegt.
• Soweit hier und im folgenden auf ein »Sägezahnsignal« als Kontrollsignal Bezug genommen wird, so ist dies nicht zwingend; die fluktuierende Gleichspannung kann auch einen anderen Verlauf aufweisen, je nach den eingesetzten Schaltmitteln. Ferner ist anzumerken, daß zwar sogenannte Fensterkomparatoren bekannt sind, die eine obere und eine untere Schwelle aufweisen, zwischen denen ein Eingangssignal liegen muß, um zum Ausgang übertragen zu werden, daß jedoch die nachstehend beschriebene erfindungsgemäße Ausführung eines solchen Fensterkomparators wesentliche Vorteile aufweist indem die Fensterpegel »dynamisch« erzeugt werden.
• Das Sägezahnsignal liegt an den nichtinvertierenden Eingängen zweier als Komparatoren ausgebildeter Verstärker OA 2 und OA 3. Mit den Ausgangssignalen dieser Komparatoren, die in noch zu erläuternder Weise erzeugte gegenphasige Wechselsignale sind, werden wechselweise die beiden Transistoren T4 und T5 durchgeschaltet. Dadurch werden abwechselnd die Kondensatoren C4 und C5 im Gegentakt geladen und entladen, wobei die entsprechenden Ströme das Sicherheitsrelais Rel 1 erregt halten, da über die Dioden D6 und D 7 eine Verbindung zu den Transistoren T4, T5 besteht. In der Strecke zwischen dem Emitter des Transistors T4 und dem Kollektor des Transistors T5 liegen eine Sicherung S 1 und ein oder zwei PTC-Widerstände PTC Infolge dieser Anordnung fällt das Relais Rel 1 sofort ab, wenn die beiden Komparatoren OA 2 und OA 3 nicht genau gegenphasig arbeiten. Wenn beispielsweise einer oder beide unkontrolliert schwingen, ist es ausgcschlossen, daß dies starr gegenphasig ist; zu bestimmten Zeitpunkten werden dann beide Transistoren T4, T5 gleichzeitig durchgeschaltet mit der Folge, daß die Sicherung S 1 durchbrennt oder/und die PTC-Widerstände hochohmig werden: in beiden Fällen werden C4 und C5 nicht mehr alternierend umgeladen.
• Es soll nun erläutert werden, wie die gegenphasigen Wechseleingänge an den invertierenden Eingangsanschlüssen der Komparatoren OA 2, OA 3 erzeugt werden.
• Das Sägezahnsignal vom Punkt C wird als Versorgungsspannung für einen freilaufenden Multivibrator M1 verwendet, dessen Ausgangssignale Q, Q an den Steuereingängen zweier Transistoren T6, T7 liegen. An den Kollektoren dieser Transistoren liegen also gegenphasige Rechtecksignale, deren obere und untere Pegel durch die Bemessung der Arbeits- und Emitterwiderstände dieser beiden Transistoren festgelegt sind. Dcl Wert dieser Widerstände wird so bemessen, daß die beiden Pegel die obere bzw. untere Schwelle definieren, zwischen denen der Sägezahnpegel liegen soll.
• Der Multivibrator M1 schwingt mit einer Frequenz von z. B. 25 KHz mit der höchst erwünschten Folge, daß die beiden Kondensatoren C4 und C5 nur verhältnismäßig niedrige Kapazitäten in der Größenordnung von 1 liF zu haben brauchen und deshalb unter vertretbarem Platzaufwand als Folienkondensatoren ausgeführt werden können, man also nicht auf die viel anfälligeren Elektrolytkondensatoren angewiesen ist.
• Die Sicherheitsabschaltzeit ist also einerseits durch die Bemessung des Kondensators C3, andererseits durch den unteren Pegel des dynamisch erzeugten Fensters bestimmt.
• In den Zuleitungen zu den Eingängen der Komparatoren OA 2 und OA 3 liegt noch je ein Widerstand R 6, R 7, R 8 bzw. R 9. Die Widerstände R 6, R 7 verhindern, daß bei einem etwaigen Kurzschluß zwischen Ein- und Ausgang der Komparatoren die Transistoren T4, T5 direkt von den Ausgangsrechtecksignalen der Transistoren T6, T7 durchgeschaltet werden können. Die Widerstände R 8, R 9 ermöglichen die Erfassung von durch sonstige Defekte der Komparatoren hervorgerufenen Erhöhungen des Eingangsgleichstroms.
• Man erkennt auch, daß der Versorgungsgleichspannung UB überlagerte Brummspannungen die Sicherheit der Schaltung nicht beeinträchtigen können, da sie weder die Abschaltzeit beeinflussen noch fälschlich als dynamisches Signal interpretiert werden können.
• Demgemäß wird das Vorhandensein des Systemtakts mehrfach überwacht: Hinsichtlich seines oberen und unteren Grenzwerts durch die Schwellenpegel, hinsichtlich seines Vorhandenseins dadurch, daß der von ihm angeleitete Sägezahn als Versorgung des Schaltkreises dient, der erst die Haltesignale für das Relais Rel 1 liefert.

Claims (8)

1. Patentansprüche: 1. Selbstüberwachende Schaltungsanordnung mit einem Relais, das bei funktionstüchtiger Schaltung und bei Vorhandensein eines Eingangssignals in Form eines normierten Impulszuges ständig erregt ist, mit einem Integrierschaltkreis für das Eingangssignal zum Erzeugen eines entsprechenden statischen Kontrollsignals, mit dem eine Komparatoranordnung zum Feststellen der Unterschreitung eines unteren Schwellenwertes angesteuert ist, und mit einer vom Ausgangsrechtecksignal der Komparatoranordnung angesteuerten gegenphasig arbeitenden Treiberschaltung für die Wicklung des Relais, d a -durch gekennzeichnet, daß die Komparatoranordnung zwei Komparatoren (OA 2, OA3) umfaßt, an deren einem Eingang jeweils das Kontrollsignal gelegt ist und an deren anderem Eingang ein von der Frequenz des Impulszuges unabhängiges Eingangsrechtecksignal liegt, das den unteren und einen oberen Schwellwert definiert, und daß die Ausgänge der Komparatoren an je einem Eingang der Treiberschaltung (T5, T4, C4, C5, D6, D7) liegen.
2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen freilaufenden Multivibrator (M 1) für die Erzeugung des Eingangsrechtecksignals.
3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß dem das Eingangsrechtecksignal liefernden Schaltkreis (M 1) als Versorgungsspannung das Kontrollsignal zugeführt ist.
4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch eine dem Multivibrator nachgeschaltete Impulsformerstufe (T6, T7) zum Erzeugen des Rechteckeingangssignals mit einem ersten, den unteren Schwellenwert bildenden Pegel und einem zweiten, den oberen Schwellenwert bildenden Pegel.
5. 5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangsrechtecksignal eine um Größenordnungen höhere Frequenz aufweist als der Impulszug.
6. 6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiberschaltung zwei mit ihren Kollektor-Emitter-Strecken in Reihe liegende Transistoren umfaßt, an deren Basisanschlüssen je ein Ausgangssignal eines der beiden Komparatoren liegt und die zum wechselweisen Laden und Entladen zweier Kondensatoren (C4, C5) angeschlossen sind, deren Lade-/Entladeströme die Relaiswicklung durchfließen.
7. 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß in der Reihenschaltung der beiden Transistoren mindestens eine Komponente (S 1, PTC) liegt, die bei gleichzeitigem Durchschalten beider Transistoren den Relaiswicklungsstromkreis unterbricht.
8. 8. Schaltungsanordnung zur Verarbeitung eines Impulszuges, der aus der Hüllkurve eines Ursprungssignals gewonnen wird, das seinerseits aus Impulsgruppen. gefolgt von Ausblendpausen besteht, wobei ein vorgegebenes Tastverhältnis zwischen der Impulsgruppendauer und der Ausblenddauer besteht. nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Koppel kondensator (C1) mit dem Ursprungssignal aufladbar ist und in seiner Entladestrecke eine Leuchtdiode (D2) angeordnet ist, die mit einem Fototransistor (TO) einen Optokoppler bildet, wobei über diesen Fototransistor (TO) ein Kondensator (C0) mit Entladewiderstand (R 0) periodisch aufladbar ist und die Kondensatorspannung über eine Entkopplungsstufe (FET) an den Eingang (B) eines als Schmitt-Trigger geschalteten Komparators (OA 1) gelegt ist.

   Die Erfindung betrifft eine selbstüberwachende Schaltungsanordnung.

   Derartige Schaltungsanordnungen werden eingesetzt, wenn die von der Schaltung verarbeiteten Signale sicherheitsrelevant sind, das heißt. wenn bei einem Versagen der Schaltung erhebliche Gefahren entstehen können. Als Beispiel sei hier die Überwachung von Kesselanlagen genannt. Die Brennerflammen müssen ständig überprüft werden, damit bei Erlöschen einer Flammc die Brennstoffzufuhr innerhalb kurzer Zeit abgeschaltet wird. Andererseits sollen aber auch Fehlabschaltungen verhindert werden.

   Man kann die Betriebssicherheit einer Gesamtanlage dadurch verbessern, daß man sie redundant auslegt, das heißt, daß mehrere einander gegenseitig überwachende Schaltungen für die Verarbeitung einunddesselben Eingangssignals vorgesehen sind; diese Schaltungem müssen nicht identisch sein, sind jedoch im Ausgang so miteinander verknüpft, daß Fehlabschaltungen aufgrund des Ausfalls von Bauteilen in der einen oder anderen Schaltung erkannt werden.

   Häufig, so auch im oben genannten Beispiel der Flammenüberwachung, verwendet man einen besonderen Sicherheitskanal. Das Nutzsignal wird dabei in regelmäßigen Zeitabständen durch Abblendpausen unterbrochen, in denen eine Selbstüberprüfung der Schaltung stattfindet. Eine Schaltungsanordnung, die die im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Merkmale aufweist, ist marktgängig (Hersteller DURAG GmbH, Hamburg).

   Diese Schaltung spricht auf die Dynamik des von Abblendpausen unterbrochenen Signals an. Das Nutzsignal wird über einen Tiefpaß mit Gleichrichtung einem Komparator zugeführt, der eine Schalthysterese besitzt.

   Dessen Ausgangsrechtecksignal steuert wechselweise zwei Lade-/Entladestrecken zweier Kondensatoren, in denen eine Wicklung eines auf diese Weise während des Normalbetriebs erregt gehaltenen Relais liegt.

   Nachteilig bei dieser bekannten Schaltung ist, daß unkontrollierte Schwingungen des Komparators nicht erkannt werden. Wenn, wie dies beispielsweise bei Flammenwächtern üblich ist, der »Systemtakt« (Folgefrequenz der Abblendpausen) sehr niedrig liegt, etwa in der Größenordnung von 1 Hz, ist die Frequenzselektion nur mit unbequem großen Kondensatoren und Induktivitäten zu verwirklichen, und Induktivitäten in der Größenordnung von mehreren Henry ergeben Frequenzgänge geringer Güte, so daß die oben erwähnten unkontrollierten Schwingungen in einem entsprechend großen Frequenzbereich unentdeckt bleiben. Bei der bekannten Schaltung haben die erwähnten passiven Komponenten in dem Ausgangskreis auch noch die Aufgabc, die Abschaltzeit des Sicherheitsrelais zu bestimmen.

   Liegen diese in der Größenordnung von Sekunden, so müssen wiederum entsprechend große Kapazitäten verwendet werden.