DE3302990A1

DE3302990A1 - Sinus/kosinus-funktionsgenerator

Info

Publication number: DE3302990A1
Application number: DE19833302990
Authority: DE
Inventors: Barrie 97116 Forest Grove Oreg. Gilbert
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 1982-02-01
Filing date: 1983-01-29
Publication date: 1983-08-11
Also published as: CA1184663A; GB2119139A; NL8300303A; GB2119139B; US4475169A; FR2520900A1; JPS58175078A; GB8300591D0; FR2520900B1; JPH0261064B2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Sinus/ Kosinus-Funktionsgenerator nach dem Gattungsbegriff des Anspruches 1. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf solche Generatoren, die ein Ausgangssignal mit einer genauen sinusförmigen Beziehung zu einem analogen Eingangssignal entsprechend einem Einijangswinkel erzeugen und die über einen sehr großen Winkelpereich von beispielsweise ,+ 36O⁰ arbeiten.

Vielerlei Techniken sind bislang benutzt worden, um ein analoges Ausgangssignal zu erzeugen, das zu einem einen Winkel darstellenden Eingangssignal eine sinusförmige Beziehung aufweist. Derartige ältere Verfahren umfassen die stückweise lineare Annäherung, eine Polynqmtechnik oder andere kontinuierliche Techniken unter Verwendung von Multiplikatoren, translineare Schaltkreise, einfache Modifikationen von bipolaren Transistor-Differentialverstärkern und Schaltkreise, die eine große Anzahl solcher Differentialverstärkerstufen umfassen und die periodisch und gegenphasig miteinander verbunden sind.

Mit Ausnahme der zuletzt erwähnten Ausführungsform leiden alle diese Lösungen an zwei Beschränkungen. Als erstes gestatten sie nur einen Betrieb über den Wjnkelbereich von + 90° (einige bieten einen Betriebsbereich über + 180° an) und als zweites besitzen sie gewöhnlicherweise eine sehr geringe Genauigkeit. Die zuletzt erwähnte Lösung wurde von dem Erfinder der vorliegenden Anmeldung in einem Artikel "Circuits for the Precise Synthesis of the Sine Function" in Electronic Letters, Band 13, 18. August 1977, Seite 506

"beschrieben und vermeidet diese beiden Einschränkungen, wobei jedoch ein etwas aufwendiger Schaltkreis Anwendung findet.

Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen trigonometrischen Punktionsgenerator anzugeben, der bei geringem Schaltungsaufwand einen genauen Betrieb über einen großen Winkelbereich gewährleistet. Die Lösung dieser Aufgabe gelingt gemäß der im Anspruch 1 gekennzeichneten Erfindung. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen entnehmbar.

In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das nachstehend in Einzelheiten beschrieben wird, wird ein Sinus-Funktionsgenerator angegeben, der mehrere Transistoren aufweist, deren Kollektoren abwechselnd und gegenphasig an ein Paar von Ausgangsklemmen angeschlossen sind und deren Emitter gemeinsam mit einer einzigen Stromquelle verbunden sind. Die Basen der Transistoren sind an entsprechende Knotenpunkte eines Basis-Vorspannungsnetzwerkes angeschlossen. Dieses Netzwerk wird durch Ströme gespeist, welche Spannungen in den Knotenpunkten gemäß einem vorbestimmten Verteilungsmuster bilden, wobei eine Spitzenspannung an irgendeinem Punkt entlang einer durch die Knotenfolge vorgegebenen Linie auftritt. Ein dem Netzwerk zugeführtes Eingangssignal steuert den Ort des Auftretens dieser Spitzenspannung entlang der Knotenlinie, wodurch der Stromfluß durch die Transistoren in einer solchen Weise gesteuert wird, daß der Ausgangsstrom proportional dem Sinus des Winkels ist, der durch das Eingangssignal vorgegeben ist.

Anhand von in den Figuren der beiliegenden Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen sei im folgenden die Erfindung näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 eine aus einer Schaltung und einem zugeordneten Diagramm zusammengesetzte Figur, wobei das Diagramm die Spannungsverteilungsmuster an den Basen einer Gruppe von Transistoren veranschaulicht;

Fig. 2 eine schematische Darstellung eines Basis-Vorspannungsnetzwerkes, welches einen kontinuierlichen Widerstand umfaßt, dem über seine Länge ein verteilter Strom zugeführt wird, der zu den Endpunkten des Widerstandes fließt, um eine parabolische Spannungsverteilung entlang des Widerstandes zu bilden;

Fig. 3 ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel eines praktischen Basis-Vorspannungsnetzwerkes zur Bildung einer parabolischen Spannungsverteilung, welches eine Gruppe von in Reihe geschalteten Widerständen umfaßt, denen gleichgroße Ströme in ihren Knotenpunkten zugeführt werden, wobei die Transistorbasen an diese Knotenpunkte angeschlossen sind;

Fig. 4 ein durch einen Computer erzeugtes Diagramm des Differential-Ausgangssignales des Schaltkreises gemäß Fig. 3 für Temperaturen von -55⁰C, 25°C und 125⁰C;

Fig. 5 eine detaillierte Darstellung eines Sinus-Funktionsgenerators gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 6 ein Diagramm der Punktion, wie sie durch die spezielle Ausführungsform des Schaltkreises mit sechs Transistoren gemäß Fig. 3 erzeugt wird zusammen mit dem errechneten Fehler, verglichen mit einem genauen Sinusverlauf der gleichen Periode, Amplitude und Phase, wobei der Fehler in gestrichelten Linien mit einem maximalen Skalenfaktor von + 1 % dargestellt istj

Fig. 7 ein Diagramm eines alternativen Basis-Vorspannungsnetzwerkes für den Schaltkreis mit sechs Transistoren gemäß Fig. 3;

Fig. 8 ein schematisches Schaltungsdiagramm eines sinuserzeugenden Schaltkreises mit elf Transistoren unter Verwendung eines Basis-Vorspannungsnetzwerkes ähnlich demjenigen in Fig. 7» und

Fig. 9 ein schematisches Schaltungsdiagramm einer Treiberstufe für die Basis-Vorspannungsnetzwerke gemäß den Fig. 7 und 8.

Im unteren Teil von Fig. 1 ist ein Schaltkreis mit sechs Transistoren Q1-Q6 dargestellt, der das Kernstück eines Sinus-Funktionsgenerators bildet, welcher noch in näheren Einzelheiten weiter unten ai beschreiben sein wird. Die Kollektoren sind abwechselnd und gegenphasig mit einem Paar von Ausgangsanschlüssen 12 und 14 verbunden, und ein einziger Emitter-Speisestrom Ig teilt sich auf die sechs Transistoren auf. Die abwechselnden Kollektoranschlüsse vereinigen die einzelnen Transistorströme in einem Differenzpaar von Strömen I₁ und Ig, deren Summe immer I_E entspricht.

Die Differenz zwischen den Strömen I<j und I₂ entspricht dem Ausgangsstrom I_Q des Schaltkreises. Die Größe dieses Differenzstromes wird durch das Muster der Spannungen V-j-Vg an den Basen der Transistoren Q1-Q6 festgelegt. Bei der Analyse dieser Beziehung sei beachtet, daß die Spannungen wachsend negativ an den äußeren Enden des Schaltkreises werden. Eine relativ geringe Vorspannung ,z.B. von einigen wenigen hundert Millivolt, führt zu einer vollständigen Abschaltung der äußeren Transistoren.

Nimmt man zuerst den Fall, wo V^ « V^ ist und alle anderen Basen auf beispielsweise -100 mV vorgespannt sind, so teilt sich im wesentlichen der gesamte Strom Ig in gleichen Anteilen zwischen den Transistoren Q3 und Q4 auf. Irgendein verbleibender Strom verteilt sich symmetrisch zwischen den äußeren Transistorpaaren. Der Differential-Ausgangsstrom I_Q besitzt somit den Wert Null. Wenn nun V^ leicht angehoben wird und V^ um den gleichen Betrag abgesenkt wird, so wird I₂ ansteigen, während I^ abnimmt, so daß ein Ausgangsstrom I erzeugt wird. Wenn die anderen Basisspannungen in einer ähnlichen Weise verschoben werden, wobei die Erhöhungen rechts von der Mitte der Transistorgruppe liegen, so wird u.U. V^ hinreichend positiv, um den Transistor Q5 in den leitenden Zustand zu versetzen, wodurch der Strom I₁ ansteigt, der Strom I₂ abgesenkt wird und der Strom I_Q gegenüber dem Maximalwert vermindert wird. Wenn sich die Spannung V^ der Spannung Va annähert, so kehrt der Differentialstrom I_Q wieder auf den Wert Null zurück. Verschieben sich die Spannungen noch weiter, so verläuft der Differentialstrom I_Q durch den Wert Null hindurch und wächst zu einem weiteren Maximum mit entgegengesetztem Vorzeichen an. Danach nimmt der Differentialstrom I_Q im wesentlichen auf Null ab, wenn die Spannung Vg der Spannung Vc entspricht und alle anderen Basen negativ vorgespannt sind.

Gemäß einem wesentlichen Aspekt der vorliegenden Erfindung wurde festgestellt, daß solche Änderungen des Spannungsmusters an den Transistorbasen durch ein Winkel-Eingangssignal in einer solchen Weise gesteuert werden können, daß der Differential-Ausgangsstrom I_Q im wesentlichen identisch dem Sinus des Eingangswinkels «entspricht. In einem noch zu beschreibenden Ausfuhrungsbeispiel gibt ein Basis-Vorspannungsnetzwerk eine anfängliche Spannungsverteilung für die Transistorbasen vor, wobei ein Spitzenwert symmetrisch angeordnet ist, d.h. auf der Linie der Transistorbasen in der Hälfte zwischen den Basen der Transistoren Q3 und Q4 zentriert ist. Vorteilhafterweise ist diese Spannungsverteilung parabolisch. Ein Eingangssignal wird dem Netzwerk zugeführt, um die Spannungsverteilung in einer solchen Weise zu verändern, daß der Spitzenwert linear entlang der Basislinie in Übereinstimmung mit der Größe des Eingangssignales bewegt wird, woraus die Erzeugung der Sinusfunktion in dem Ausgangsstrom I_Q resultiert.

Es gibt verschiedene Wege, eine parabolische Spannungsverteilung für die Basisspannungen V^-Vg vorzugeben. Gemäß Fig. 2 kann eine parabolische Verteilung durch einen kontinuierlichen Widerstand 20 erzielt werden, d.h. durch eine lange Stange aus Widerstandsmaterial mit einem Gesamtwiderstand R, der entlang ihrer Länge ein gleichförmig verteilter Strom mit einem Gesamtwert von I zugeführt wird, wobei der Strom symmetrisch durch den Widerstand zu den Endpunkten fließt. Es kann gezeigt werden, daß mit den vorgegebenen Grenzbedingungen die Spannung entlang einer solchen Stange eine parabolische Form aufweist und einen Spitzenwert von IR/8 aufweist.

Beispiele von diskreten Netzwerken zur Erzeugung einer parabolischen Spannungsverteilung sind in dem Artikel "Monolithic Analog READ-ONLY Memory for Character Generation" von dem Erfinder der vorliegenden Anmeldung beschrieben, welcher Artikel in der Zeitschrift "IEEE Journal of Solidstate Circuits", Band SC-6, Nr.. 1, vom Februar 1971, veröffentlicht ist. Figur 3 der vorliegenden Anmeldung zeigt ein solches diskretes Netzwerk 22, das an den Schaltkreis mit sechs Transistoren gemäß Fig. 1 angeschlossen ist. Dieses Netzwerk umfaßt fünf Widerstände mit dem Wert R, die zwischen den Transistorbasen angeordnet sind, wobei vier Stromquellen mit der Größe I die Knotenpunkte des Netzwerkes zwischen den Widerständen ansteuern.

Wenn sich die äußeren Enden des Basis-Vorspannungsnetzwerkes auf Massepotential befinden, so ergeben sich die sechs Knotenspannungen mit 0, 2IR, 3IR» 3IR, 2IR und 0 entsprechend. Diese Verteilung ist in dem Diagramm gemäß Fig. 1 dargestellt und sie ergibt sich durch die Schnittpunkte zwischen der Kurve, welche mit G = O bezeichnet ist,und den vertikalen Linien 1 bis 6. Diese vertikalen Diagrammlinien entsprechen den Spannungen V,pVg an den Transistor-Basisanschlüssen direkt unterhalb dieser vertikalen Linien. Bei dieser symmetrischen parabolischen Verteilung für 0=0 liegt es auf der Hand, daß I₁ β I₂ und I₀ β 0 ist.

Das Winkel-Eingangss%ial wird als Differenzspannung zwischen den Enden Zk und 26 des Basis-Vorspannungsnetzwerkes 22 zugeführt. Bei einem Eingangswinkel entsprechend 90° folgt das Spannungsverteilungsmuster der Kurve, die in dem Diagramm mit θ = 90° bezeichnet ist. Es ist erkennbar, daß die

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Spitzenspannung in dem parabolischen Verlauf an der vertikalen Linie 4 auftritt. Somit führt der Transistor Q4 einen starken Strom, während ein sehr geringer Strom durch die verbleibenden Transistoren fließt, so daß ein großer Differential-Ausgangsstrom I_Q erzeugt wird. Bei einem Eingangswinkel von θ « 180° sind die Spannungen V^ und Vc einander gleich (entsprechend den vertikalen Linien 4 und 5 indem Diagramm^und die Transistoren Q4 und Q5 leiten in gleichem Maße, so daß der Strom I sich dem Wert Null annähert.

Für von Null abweichende Eingangswinkel ist aus dem Diagramm gemäß Fig. 1 erkennbar, daß das Gesamt-Spannungsverteilungsmuster asymmetrisch ist, wobei sich mehr Transistoren auf der einen Seite des Spitzenwertes als auf der anderen Seite befinden. Somit ist es erforderlich, alle Transistor-Basisspannungen zu betrachten, um die Auswirkung einer solchen Asymmetrie auf den sich ergebenden Differential-Ausgangsstrom festzustellen.

In einer praktischen Ausführungsform des Schaltkreises gemäß Fig. 3, die noch zu beschreiben sein wird, ruft ein Winkel-Eingangssignal von θ = 180° an den Basen der Transistoren Q3 und Q6 eine Spannung hervor, die 75 mV geringer als diejenige an den Basen der Transistoren Q4 und Q5 ist. Wird ein solcher Schaltkreis bei 300⁰K betrieben, so führen die Transistoren Q3 und Q6 ungefähr 1/18 des Stromes der Transistoren Q4 und Q5. Die Basis des Transistors Q2 weist eine um 225 mV geringere Spannung auf und dieser Transistor führt daher nur 1/6000 des Stromes der Transistoren Q4 und Q5. Der Transistor Q1 bleibt vollständig abgeschaltet.

In einer solchen Situation wird weniger als 0,008 % des Stromes I_E an den Transistor Q2 abgegeben und der Rest des Stromes teilt sich gleich zwischen den Transistorpaaren Q3/Q6 und Q4/Q5 auf, so daß der Differential-Ausgangsstrom I_Q in allen praktischen Fällen den Wert Null aufweist. Es wird somit klar, daß die Asymmetrie bei einem Eingangswinkel von 180° keine bedeutende Auswirkung aufweist. Im allgemeinen hat sich herausgestellt, daß eine solche Asymmetrie keine bedeutende Auswirkung auf das sich ergebende Ausgangssignal besitzt.

Bei einem Eingangswinkel von θ « 270° tritt die Spannungsspitze an der vertikalen Linie 5 auf, die dem Transistor Q5 zugeordnet ist, so. daß ein weiterer Spitzenwert in dem Ausgangsstrom I_Q auftritt, wie dies bei dem Wert von θ * 90° der Fall war. Der Kollektor des Transistors 0.5 ist jedoch an den oberen Ausgangsanschluß 12 angeschlossen, so daß der Ausgangsstrom ein Vorzeichen aufweist, das demjenigen entgegengesetzt ist, welches bei einem Wert von θ = 90° aufgetreten ist. Bei einem Eingangswinkel von θ = 360° leiten die Transistoren Q5 und Q6 in gleichem Maße, wodurch ein weiterer Nullwert in dem Ausgangsstrom I₀ auftritt. Ein weiteres Anwachsen des Eingangswinkels veranlaßt den Transistor Q6 allmählich den ganzen Strom Ig zu ziehen.

Das allgemeine Netzwerk gemäß Fig. 3 unter Verwendung von N Transistoren, N-1 Widerständen und N-2 Stromquellen, das an irgendeinem Ende angesteuert wird, erzeugt einen Differential-Ausgangsstrom, der bei einer Veränderung der Eingangsspannung von (N-I)IR das Vorzeichen wechselt und die Nullachse N-1 mal durchquert.

Der Ausgangsstrom I_Q ist durch den Pormelausdruck I₀ » CI_E sin (Q^ - Og) vorgegeben, wobei C ein temperaturabhängiger Faktor ist, der durch die Auslegung des Netzwerkes vorgegeben ist. Dieser Strom wird normalerweise durch den Rückführungswiderstand Rp eines Ausgangsverstärkers mit hoher Verstärkung in eine Spannung von V_Q « CIgRj, sin (O^ - θ^) umgewandelt. Figur 4 zeigt ein durch einen Computer erzeugtes Diagramm des Differential-Ausgangssignales, wobei die drei Kurven den verschiedenen Temperaturen -55⁰C, 25⁰C und 125°C entsprechen. Die strenge Temperaturabhängigkeit ist ein direktes Ergebnis der Tatsache, daß die Transistorströme eine Funktion der thermischen Spannung kT/q sind. Dies ist darauf zurückzuführen, daß die Übertragungscharakteristik eines herkömmlichen Differentialverstärkers, dessen Transistorpaar durch eine gemeinsame Emitter-Stromversorgung I_E gespeist ist, folgendermaßen vorgegeben ist:

wobei E_ß gleich Basis-Differentialspannung Vg, gleich thermische Spannung kT/q

Die Temperaturabhängigkeit des Ausgangsstromes kann gewünsch tenfalls auf verschiedene Weisen kompensiert werden, wobei bekannte Techniken verfügbar sind. Eine alternative und überlegene Möglichkeit zur Vermeidung der Temperaturabhängigkeit ist in der auf den gleichen Erfinder zurückgehenden Patentanmeldung P mit dem gleichen Anmeldetag

dargestellt und beschrieben.

Es ist aus Fig. 4 erkennbar, daß der erste Nulldurchgang bei ± 180° auftritt, was einer Steuer-Eingangsspannung von + 2,5 IR bzw. in der praktischen Ausführungsform einer Spannung von + 187,5 mV entspricht. Der Maßstabsfaktor wird durch das Produkt aus dem Strom J. und dem Zwij&chenbasis-Widerstand R bestimmt. Der Maßstabsfaktor IR wird vorzugsweise für verschiedene Faktoren optimiert und dieser wird vorteilhafterweise auf eine Referenzspannung bezogen. In dem praktischen kommerziellen hier beschriebenen Entwurf wurde der endgültige Maßstabsfaktor durch Dämpfungsglieder an beiden Enden des Basis-Vorspannungsnetzwerkes eingestellt, um diesen mit 20 mV/⁰ vorzugeben, was einer Referenzspannung von 1,8 Volt bei 90° entspricht.

Durch Zuführung der 90°-Referenzspannung zu einem Eingangsanschluß 24 und des Winkel-Eingangssignales θ zu dem anderen Eingangsanschluß 26 wird das Ausgangs signal dem Wert sin(90°-9), d.h. dem Wert cos θ proportional. Somit ist die Einrichtung ebenfalls ein Cosinus-Funktionsgenerator und der Ausdruck ^MSinus-Funktionsgeneratorⁿ soll auch einen Cosinus-Funktionsgenerator umfassen.

Die Optimierung des Maßstabsfaktors IR beinhaltet bestimmte Kompromisse. Da die Vorspannung der Transistorbasen für IR:$>kt/q sehr viel stärker wird, steuern die Transistoren den Strom nicht mehr allmählich, sondern sie haben das Bestreben, abrupt zu schalten. Somit sieht das Ausgangssignal mehr nach einer Reihe von Rechteckimpulsen aus, wodurch eine ernsthafte Nichtlinearität erzeugt würde. Auf der positiven Seite würde jedoch der Ausgangsstrom sehr viel größer sein, was zu einer höheren Wirksamkeit und geringeren Schwierig-

keiten bei der Aufrechterhaltung eines geringen Rauschens und einer geringen Drift im Ausgangssignal führt. Ferner würden die höheren Basisspannungen die Fehler reduzieren, die aufgrund der Vgg-Fehlanpassungen der Transistoren Q1-Q6 auftreten.

Die Verwendung von geringeren Werten für IR führt zu einer verbesserten Übereinstimmung des Kurvenverlaufs an die genaue Sinusform bis zu einem gewissen Punkt. Die Amplitude wird jedoch rasch kleiner, so daß unterhalb eines bestimmten Punktes der Vorteil sich ins Negative verkehrt aufgrund von Fehlern, die bei der Verwendung eines kleinen Ausgangssignales und dem Vorhandensein von Rauschen und anderen Störbedingungen, wie beispielsweise Fehlanpassungen,auftreten. Bei einem optimalen Wert für IR nähert sich bei der kommerziellen Auslegung das Ausgangssignal sehr eng an die Sinusfunktion an. Eine strenge mathematische Analyse zeigt, daß, wenn N gegen Unendlich strebt, und IR<3C kT/q,das Ausgangssignal genau sinusförmig wird.

Figur 5 zeigt ein detailliertes Schaltungsschema eines bevorzugten Ausführungsbeispieles, das gemäß der vorstehenden Erörterung optimiert wurde und über große Temperaturbereiche betrieben werden kann. Die endgültige Auswahl liefert ein Produkt für IR von ungefähr 75 mV (in Wirklichkeit näher an 76,6 mV, um das Trimmen während der Herstellung zu erleichr tern). Dies ist ein relativ hoher Wert, der ausgewählt wurde, um eine vernünftige Leistungsfähigkeit über den Temperaturbereich beizubehalten und um die Probleme aufgrund der Vgg-Fehlanpassungen und der thermischen Gradienten auf ein

Minimum zu reduzieren. Bei dieser Auswahl vermindert sich der Fehler aufgrund der grundlegenden Netzwerkeigenschaften immer bei einer anwachsenden Temperatur, aber die Leistungsfähigkeit nimmt in gleicher Weise ab, so daß Rauschen und Offset-Fehler verstärkt zu dem Gesamtfehler bezüglich des Ausgangssignales beitragen. .

Figur 6 zeigt ein Diagramm der Funktion, wie es durch den Schaltkreis mit sechs Transistoren erzeugt wird, zusammen mit dem errechneten Fehler (gestrichelte Linie mit einem Spitzenfehler von £ 1 56) im Vergleich zu einilm genauen Sinusverlauf mit der gleichen Periode, Amplitude und Phase. Biese Ergebnisse gelten für einen idealen simulierten Schaltkreis. Die verwendete Simulationstechnik führte zu einer ^-Verschiebung der vorliegenden Kurven. Di$ Amplitudenspitze beträgt 0,385 und der maximale Fehler beträgt 0,21 % innerhalb eines Bereiches von + 180°.

Figur 7 zeigt ein weiteres Basis-Vorspannungsnetzwerk 30 zur Erzeugung einer parabolischen Spannungsverteilung für den Schaltkreis mit sechs Transistoren gemäß Fig. 1. Dieses Netzwerk besitzt die Form eines speziell entworfenen Leiternetzwerkes, welches die Verwendung von Stromquellen für die internen Knoten vermeidet und stattdessen Nebensdhlußwider* stände verwendet. HLe Enden des Netzwerkes werden durch entsprechende komplementäre Stromquellen XI und (1-X) I angesteuert, wobei diese Stromquellen eine konstante Summe I und einen "Modulationsindex¹' von X besitzen. Zunächst sei angenommen, daß X = I ist, so daß der gesamte Steuerstrom dem Knoten 1 des Netzwerkes zugeführt wird. Unter diesen Umständen ist der Knoten 1 der negativste. Die Widerstands«

elemente besitzen derart ausgewählte Werte, daß die Spannungen in dem Knoten 1 bis 6 in einer parabolischen Folge anwachsen, wobei der Knoten £ am meisten positiv ist.

Da das Metzwerk 30 symmetrisch ist, ergibt sich ein Spiegelbild f Ur X s O, Für irgendeinen Wert von X kann die Spannungsverteilung fflr die Basen in einfacher Weise durch Überlagerung errechnet werden und diese Verteilung weist immer eine parabolische Form auf. Wie bei dem zuvor beschriebenen Netswerk 20 wird eine Spannungsspitze seitlich über die Knoten verschoben, wenn X zwischen O und 1 variiert.

line wesentliche Charakteristik dieser Art von Netzwerk liegt darin, daß die Position der Spannungsspitze entlang der Knotenlinie nur von einem dimensionslosen Faktor X abhängt. Die Größe dmr Spannungen ist Jedoch noch durch das Produkt des Stromes, X un# des normalisierten Widerstandes R festgelegt. Der gesamte Winkelbereich (für 0<X<1) eines die Sinusform erzeugenden Netzwerkes unter Verwendung des Netzwerkes 30 ergibt sich zu + (N-t) 90° oder zu + 450° für η ■ 6. Fig. 8 zeigt einen Schaltkreis mit elf Transistoren und einem Gesamt-Winkelbereich von 1600°.

Ein Vorteil dieser Netzwerkausgestaltung liegt darin, daß das Produkt IR der absoluten Tempeatur (PTAT) proportional gemacht werden kann, so daß der wichtige Faktor IRq/kT temperattirunabnängig gemacht werden kann. Auf diese Weise kann die Störung auf einem idealen; minimalen Wert gehalten; werden, und die Amplitude der Funktion wird unabhängig von der Temperatur.

Fig. 9 zeigt eine Art und Weise für die Ausführung der Umwandlung der Spannung in den Modulationsindex für die Anordnungen gemäß den F£g. 7 und ß.

Ein trigonometrischer Punktionsgenerator umfaßt mehrere "bipolare Transistoren, deren Kollektoren abwechselnd an ein Paar von Ausgangsanschlüssen angeschlossen sind und deren Emitter gemeinsam mit einer einzigen Stromquelle verbunden sind. Die Basen der Transistoren sind an entsprechende Knotenpunkte eines Basis-Vorspannungsnetzwerkes angeschlossen, welches eine in Reihe geschaltete Kette von gleichgroßen Widerständen aufweist. Stromquellen liefern gleichgroße Ströme zu den Knotenpunkten des Netzwerkes, um Basisspannungen in diesen Punkten gemäß einem vorbestimmten Verteilungsmuster zu bilden, wobei das Verteilungsmuster eine Spitzenspannung entlang einer durch die Knotenfolge veranschaulichten Linie bildet. Ein Eingangssignal, das den Enden der Widerstandskette zugeführt wird, steuert den Ort dieser Spannungsspitze entlang der Knotenlinie, wodurch der Stromfluß durch die Transistoren in einer solchen Weise gesteuert wird, daß der sich ergebende Differential-Ausgangsstrom dem Sinusdes Winkels proportional ist, der durch das Eingangssignal vorgegeben ist.

Claims

QM; Dr. Fin*», Or.HwrdMt

Patentanwälte

Postfach 700S46

SchneckenhofstraSe 27

D-ΘΟΟΟ Frankfurt am Main 70

Telefon (0611) 617079

26. Januar 1983 GzH/Ra.

Analog Devices, Incorporated, Norwood, MA 02062 / U.S.A.

Sinus/Kosinus-Funktionsgenerator

Patentansprüche

(Ty Sinus/Kosinus-Funktionsgenera tor, gekennzeichnet durch: erste und zweite Ausgangsklemmen;
eine Gruppe von Transistoren;

erste Schaltkreismittel zur abwechselnden und gegenphasigen Verbindung der Ausgänge der Transistoren mit der ersten und zweiten Ausgangsklemme, um einen Ausgangsstrom zu bilden;

ein Basis-Vorspannungsnetzwerk mit Widerständen zur Vorgabe einer Folge getrennter Schaltungsknoten; eine mit dem Vorspannungsnetzwerk verbundene Speiseeinrichtung zur Bildung von Spannungen an den Knoten entsprechend einem vorbestimmten mehrwertigen Verteilungsmuster mit einem Spitzenwert entlang einer durch die Schaltungsknoten vorgegebenen Leitung; zweite Schaltkreismittel zum Anschluß der Knotenspannungen an die Basis der Transistoren, um den Stromfluß durch diese gemäß den Knotenspannungen entsprechend zu steuern; und einen Eingang an dem Basis-Vorspannungsnetzwerk zum Empfang eines Eingangssignales entsprechend einem Eingangswinkel, •wobei das Eingangssignal die Position des Spitzenwertes

entlang der Knotenleitung steuert und die Größe des Ausgangsstromes linear und proportional zu dein Sinus bzw. Kosinus des Eingangsv/inkels einstellt.
2. Funktionsgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Basis-Vorspannungsnetzwerk ein parabolisches Verteilungsmuster erzeugt.
3. Funktionsgenerator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk eine Gruppe von in Reihe geschalteten Widerständen aufweist, wobei die Verbindungen zwischen den Widerständen als Knoten dienen.
4. Funktionsgenerator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Speiseeinrichtung mehrere Stromquellen umfaßt, die an die Knoten entsprechend angeschlossen sind.
5. Funktionsgenerator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang des Vorspannungsnetzwerkes Mittel umfaßt, um den Endpunkten der Widerstände eine Spannung zuzuführen, die der Größe des Eingangswinkels proportional ist.
6. Funktionsgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß identische Transistoren verwendet werden und daß die Kollektoren der Transistoren abwechselnd und gegenphasig mit den ersten und zweiten Ausgangsklemmen verbunden sind.
7- Funktionsgenerator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstände alle den gleichen Wert aufweisen.
8. Funktionsgenerator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquellen gleichgroße Ströme erzeugen.
9. Funktionsgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Basis-Vorspannungsnetzwerk ein Leiternetzwerk mit Reihen- und Nebenschlußwiderständen aufweist.
10. Funktionsgenerator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Leiternetzwerk an seinen Enden durch entsprechende Stromquellen angesteuert wird, die durch das Eingangssignal gesteuert werden.
11. Funktionsgenerator nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquellen komplementäre Ströme erzeugen.
12. Funktionsgenerator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die eine Stromquelle einen Strom XI erzeugt und daß die andere Stromquelle einen Strom (1-X)I erzeugt, wobei X den Modulationsindex proportional zu dem Eingangssignal darstellt.
13. Funktionsgenerator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Leiternetzwerk Knotenspannungen in einer parabolischen Folge erzeugt.
14. Verfahren zur Erzeugung eines Signales, welches dem Sinus bzw. Kosinus eines Winkels proportional ist, gekennzeichnet durch:

Aktivierung eines Widerstandsnetzwerkes, um an einer Reihe von Knotenpunkten eine Gruppe von Spannungen gemäß einem vorbestimmten Muster zu erzeugen, wobei das Muster einen Spitzenwert entlang einer Linie aufweist, die die Folge von Knotenpunkten repräsentiert; Steuerung der Basen einer Gruppe von Transistoren gemäß diesen Knotenspannungen;

Zuführung der Ströme dieser Transistoren zu einem Paar von Ausgangsklemmen in abwechselnder und gegenphasiger Weise; und

Veränderung dieses vorbestimmten Musters von Khotenspannungen gemäß einem Eingangs-Winkelsignal, um den Spitzenwert entlang der Folge von Transistorbasen zu verschieben.
15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das vorbestimmte Muster einer parabolischen Funktion entspricht.
16. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das Winkel-Eingangssignal ein Differentialsignal ist, wobei ein Verschiebesignal der einen Eingangsseite als eine Konstantspannung entsprechend einem vorbestimmten festen Winkel zugeführt werden kann.
17. Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das fest'
spricht.

das feste Verschiebesignal einem Winkel von 90° ent-
18. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Kollektoren der Transistoren an die Ausgangsanschlüsse abwechselnd und gegenphasig angeschlossen sind,
19· Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitter aller Transistoren aus einer gemeinsamen Stromquelle gespeist werden.
20. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangs-Winkelsignal den Spitzenwert linear und im Verhältnis zu der Größe des Eingangswinkels verschiebt.