DE3221185A1 - Steuergeraet fuer einen laser - Google Patents

Description

Steuergerät für einen Laser

Die Erfindung bezieht sich auf ein Steuergerät für einen Laser und befaßt sich insbesondere mit einem Rückkopplungs-Steuersystem zur Stabilisierung der Lichtfrequenz eines Lasers.

Der Laser hat breite Anwendungen als Forschungsinstrument für fundamentale Untersuchungen bei den Eigenschaften der Natur gefunden. Die außerordentliche räumliche und zeitliche Kohärenz einiger Typen von Gas-Laserstrahlen hat insbesondere dem Laser eine breite Anwendung in dem Gebiet der Meteorologie und in anderen Anwendungsgebieten mit hoher Präzision gebracht (RL. Barger, J. B. West, und T. C. English, App.l. Phys. Letters 27, 31 (19 75)).

Es ist seit langem bekannt, daß Gas-Laser in der Lage sind, Lichtquellen mit einer einzelnen Frequenz von phenomenaler Frequenz-Stabilität auszusenden. Beispielsweise haben Jaseja, Javan, und Townes, Phys. Rev. Letters 10, 165, (1963), unter virtuell idealen Laboratoriumsbedingungen Schwankungen von einigen 10 Hz bei einer Lichtfrequenz von 3 χ 10 * festgestellt, d. h. eine Stabilität, von einem Teil in 10 . Solche Stabilitäten entsprechen Schwankungen an der Spiegel/Spiegel-Trennung von nur 1/2000 des Durchmessers eines Wasserstoff-Atoms, oder 1/20.000.000 einer Wellenlänge und können nur bei vollständigem Fehlen von Vibrationsund Temperatur-Schwankungen erreicht werden. Andererseits sind die beispielsweise bei einem typischen HeNe-Laser unter typischen Laborbedingungen beobachteten Stabilitäten auf etwa 1 Teil in 10 begrenzt, und die meisten dieser Laser geben innerhalb des Doppler-Gewinn-Profils mehrere sehr

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eng benachbarte Frequenzen aus, die sich normalerweise um 500 bis 800 MHz unterscheiden. Diese Eigenschaften machen solche einfachen preiswerten Laser ungeeignet für viele Anwendungen in der Meteorologie und anderen Steuersystemen.

Die wissenschaftliche und Patent-Literatur (A. D. White, I.E.E.E.J. Quantum Electronics OE-I, 349, (1965); M. I. D'Yakonov und S.A. Fridikhov, Soviet Physics USPEKHI 9, 837, (1967); S. J. BENNETT, R. E. Ward, und D. C. Wilson, Appl. Optics 12, 1406, (1973); R. H. Morris, J. B. Ferguson, und J. S-. Warniak, Appl. Optics 14, 2808, (1975); N. Umeda, M. Tsukiji, und H. Takasaki, Appl Optics 19, 442, (1980); T. G. Polanyi und I. Tobias, U,.S. Pat. #3,453,557 (1969); M. L. Skolnick, U.S. Pat. #3,622,908 (1971); A. Le Floch, U.S. Pat. #3,649,930 (1972); G. M. Burgwald, W. M. Kruger, und D. L. Hammond, U.S. Pat. #3,771,06 6 (19 73), #3,889,207 (1975)) zeigen zahlreiche aktive Stabilisierungsmittel zur Erzielung eines Betriebs mit einer stabilen Frequenz. Diese Lösungen erstrecken sich von dem sehr einfachen Vorschlag, der von S. J. Bennett, R. E. Ward und D. C. Wilson in Appl. Optics 12, 1405 (1973) beschrieben und in der GB-PS 1 448 676 patentiert ist, bis an die komplizierten von Hackel und Ezekiel beschriebenen Systemen (Metrologia 13, 141 (1977)). Unter typischen Laborbedingungen erreicht das Schema von Bennett eine Kurzzeit-Stabilität von etwa 3 MHz und eine Langzeit-Stabilität von +5 MHz, während die zuletzt genannten Autoren die Kurzzeit-Schwankungen in die Größenordnung von 20 bis 60 kHz mit Langzeit-Stabilitäten in der Größenordnung von 1 Teil in 10 reduzieren konnten.

Die Technik der vorliegenden Erfindung erzeugt bei Verwendung mit dem verhältnismäßig einfachen transversen Zeeman-Laser, R. H. Morris, J.B. Ferguson und J.S. Warnick,

Appl. Optics 14, 2808 (1975> eine Kurzzeit-Stabilität in gleicher Größenordnung wie die von den zuletzt genannten Autoren erreicht wurde, und Langzeit-Stabilitäten, die größer sind als die bei verhältnismäßig preiswerten aktiv gesteuerten Lasern erreicht werden konnten. Zugleich wird eine große Vielseitigkeit bei dc-n brauchbaren Betriebsrnoden erreicht.

Während im Prinzip die Lichtfrequenz eines Lasers in phenomenalem Ausmaß konstant gehalten werden kann, ist die Lichtfrequenz von typischen Labor-Lasern größeren Kurzzeit-Abweichungen ausgesetzt. Die Kurzzeit-Abweichungen manifestieren sich selbst als verbreiterte Frequenz-Spreizung oder Zeilenbreite um die zentrale Lichtfrequenz, und die Langzeit-Abweichungen werden als Drift der Lichtfrequenz selbst angesehen. Die kürzliche Entwicklung von abstimmbaren Farb-Lasern, bei denen die Laser-Lichtfrequenz in kontrollierter Weise verändert werden kann, hat den Einsatz von Lasern bei der Hoch-Auflösungs-Spektroskopie ermöglicht. Solche Anwendungen erfordern eine sehr genaue Abstimmung und eine sehr schmale spektrale Zeilenbreite des Laser-Ausgangsstrahls, die nur mit einem außerordentlich stabilen Laser garantiert werden kann.

Ein unter typischen Laborbedingungen betriebener Laser ist zahlreichen Quellen von Kurz- und Langzeit-Frequenzschwankungen unterworfen. Die Betriebsfrequenz des Lasers wird durch einen Resonanz-Hohlraum ausgewählt, der auf eine Resonanz-Frequenz innerhalb des Bereichs abgestimmt ist, in dem der Laser seine Wirkungsweise entfalten kann. Kleine Änderungen in der Resonanzlänge des Hohlraums erzeugen entsprechende Änderungen in der Lichtfrequenz. Beispielsweise entspricht eine Kurzzeit-Frequenz-Stabilität von 1 Teil in

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10 , die von den meisten stabilen kommerziell verfügbaren

Lasern erreichbar ist, einer Änderung in einem 30-cm Hohl-

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raum von nur 3 χ 10 cm. Resonanzlängen-Anderungen dieser Größe können leicht durch Erschütterungen aus der Umgebung, durch Windbewegungen und durch Temperaturschwankungen eingeführt werden. Beispielsweise können solche kleinen Änderungen in der Hohlraum-Länge durch Temperatur-Schwankungen in der Größenordnung von 1/50.000 Teile eines Grads eingeführt werden,die durch Mikro-Turbulenz erzeugt werden können, die von Erwärmungs-Kühlungs-Schwankungen des Resonanz-Hohlraums herrühren. Zusätzlich gibt es andere Quellen von störendem Frequenzzittern, die sich nicht unmittelbar auf Resonanzlängen-Änderungen beziehen, z. B. Plasma-Störungen innerhalb des Hohlraums, die durch Schwankungen in der Laser-Entladestromdichte erzeugt werden, und Stromverteilungs-Rauschen, das von der stochastischen Verteilung von abklingenden Wegen erzeugt wird. Schließlich gibt es das Problem der Retro-Reflexion, die weiter unten noch näher behandelt wird.

Es sind verschiedene Verfahren zur Verminderung von Frequenz-Abweichungen eines Laser-Ausgangs entwickelt worden. Bei einer passiven Lösung ist der Laser auf einem massiven Tisch gelagert und wird unter streng gesteuerten Laborbedingungen betrieben, normalerweise in einer isolierten Lage, um so weit wie möglich alle Quellen von umgebenden Vibrationen, Schall, elektrischen Stromveränderungen und insbesondere von Temperatur-Veränderungen zu eliminieren. Obwohl auf diese Weise eine bemerkenswerte Kurzzeit- und Langzeit-Laser-Stabilität erreicht werden kann, besteht der Nachteil darin, daß Laborvorbereitungen getroffen werden müssen, die bei den meisten Laser-Anwendungen nicht praktikabel sind.

Ein allgemeiner Versuch zur Erzielung von Laser-Stabilität besteht darin, einen Teil des Laser-Strahls einem

Bezugs-Hohlraum oder einer Absorptions-Zelle zuzuführen und ein Rückkopplungs-Servo-System zu verwenden, um die optische Weglänge des Laser-Resonanz-Hohlraums so einzustellen, daß optimale Durchlässigkeit oder Absorption, erzielt

Bei einem anderen Versuch stellt ein Rückkopplungs-Servo-System aktiv die optische Weglänge des Laser-Resonanz-Hohlraums und damit die Resonanz-Frequenz in Abhängigkeit von einem Korrektursignal ein, das von der Laser-Ausgangsstrahlung mittels synchroner Detektion abgeleitet wird. Dieser Versuch ist beispielsweise in der US-PS 3,649,930 beschrieben, wo ein alternierendes Magnetfeld dem Laser so auferlegt wird, daß eine Modulation der Ausgangs-Lichtintensität erzeugt wird. Änderungen des modulierten Lichtstrahls werden mit den entsprechenden Änderungen des zugeführten Magnetfeldes verglichen, und die Modulation wird mittels eines Synchron-Detektors erzeugt, dessen Ausgangssignal einem piezoelektrischen Element zugeführt wird, das die Lage eines der Laser-Hohlraumspiegel steuert.

Ein erheblicher Nachteil einer solchen Anordnung mit Synchron-Detektion besteht in der Unfähigkeit Frequenzabweichungen zu steuern, die in einem Zeitintervall auftreten, das kleiner ist als die Periode des zugeführten modulierenden Signals. Die Vorteile einer zugeführten höher-frequenten Modulation können jedoch verloren werden, wenn nicht andere Verzögerungen in dem System entsprechend verringert werden können, meist die.bemerkenswerte Verzögerung, die dem Wandler zur Einstellung der optischen Resonanz-Weglänge des Lasers anhaftet. Ferner gehen die großen Stabilitäten, die bei diesem Verfahren erreichbar sind, zu Lasten der Wirtschaftlichkeit.

Eine andere Quelle für eine nennenswerte Frequenz-Verschiebung in nahezu allen aktiven Stabilisierungs-Anordnungen ist die Reflexion und die Streuung des eigenen Laser-Lichts zurück in den Laser-Hohlraum - ein Phenomen, das anschließend als Retro-Reflexion bezeichnet wird. Retroreflektiertes Licht bewirkt eine Verschiebung der Betriebs-Frequenz des Lasers um einen Betrag, der von der Amplitude und der Phase des Lichts abhängt, das wieder in den Laser-Hohlraum eintritt. Retro-Reflexion muß beseitigt werden, um eine ultrastabile Licht-Frequenz zu erzielen. Eine solche Retro-Reflexion, die von einem Objekt im Weg des Laser-Strahls erzeugt wird, kann durch optische Isolierung dieses Objekts unterdrückt werden. Die Schwierigkeit liegt jedoch in der Feststellung des Vorhandenseins von Retro-Reflexion und in der Lokalisierung der besonderen Objekte, die die Retro-Reflexion bewirken.

Eine große Anzahl von Lasern besitzt Ausgangs-Strahlungen, von denen jede mehrere gleichzeitig funktionierende Strahlungsmoden enthält, d. h. mehrere unterschiedliche, gleichzeitige Schwingungsfrequenzen. Diese verschiedenen Moden können durch Interferenz eine oder mehrere intermodale Schwebungsfrequenzen erzeugen. Eine intermodale Schwebungsfrequenz ist dabei eine Frequenz, die aus der Mischung oder Überlagerung von zwei oder mehr Laser-Strahlungsmoden resultiert. Während die maßgebenden Lichtfrequenzen für eine Erfassung und elektronische Handhabung viel zu hoch sind, fällt eine intermodale Schwebungsfrequenz oft in einen Bereich, der von üblichen elektronischen Komponenten und Schaltungen erfaßt und gehandhabt werden kann.

Die Erfindung geht aus von einem Steuergerät für einen Laser, dessen Ausgangsstrahlung eine intermodale Schwe-

bungsfrequenz enthält, mit auf ein elektrisches Signal ansprechenden Mitteln zur Steuerung der Lichtfrequenz des Lasers.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine sehr hohe Frequenz-Stabilität des Lasers auf verhältnismäßig preiswerte und einfache Weise unter Verwendung der Phaseneigenschaften einer intermodalen Schwebungsfrequenz für die Steuerung zu erzielen.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß Änderungen in der Phase einer intermodalen Schwebungsfrequenz festgestellt werden und ein elektrisches Signal als Funktion einer solchen Änderung erzeugt wird, das Wandlern zugeführt wird, die einen oder mehrere Laser-Hohlraum-Parameter steuern, die ihrerseits die fundamentalen Strahlungsfrequenzen des Lasers steuern.

Weitere Merkmale der Erfindung gehen aus den Unteransprüchen hervor.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnungen näher erläutert. In den Zeichnungen bedeuten:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäß ausgebildeten Gerätes, das mit einem transversen Zeeman-Laser zusammenwirkt;

Fig. 2 ein schematisches Schaltbild einer Phasen-Auf tast- und Halteschaltung;

Fig. 3 ein schematisches Schaltbild der Mittel

zur Erzeugung eines Kapazitäts-Ladestroms für die Schaltung in Fig. 2;

Fig. 4 ein schematisches Schaltbild einer Abwandlung der in Fig. 3 dargestellten Mittel;

Fig. 5 ä Ή e grafische Darstellungen der

Wellenformen an den entsprechenden Punkten a bis e in Fig. 2;

Fig. 6 a - b grafische Darstellungen der Eingangs-Wellenform (a) zur Phasen-Auftast- und Halteschaltung gemäß Fig. 2 und der entsprechenden Ausgangs-Wellenform (b);

Fig. 7 a - d grafische Darstellungen des Systemverhaltens bei der Synchronisierung. Hierbei stellt die Wellenform (a) den Ausgang der Kapazität der Auftast- und Halteschaltung und (b) die den Mitteln zur Steuerung der Lichtfrequenz zugeführte entsprechende Wellenform dar. Die Wellenform (c) zeigt den Ausgang der Kapazität der Auftast- und Halteschaltung, wenn die "Pullup-Rate" verringert wird, und (d) zeigt die entsprechende Wellenform, die den Mitteln zur Steuerung der Lichtfrequenz zugeführt wird;

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer abgewandelten Ausführungsform der Erfindung.

Das Verfahren und"die Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung wird bei einem Laser 10 benutzt, dessen Ausgangsstrahlung eine intermodale Schwebungsfrequenz enthält und mit Mitteln 11 zusammenwirkt, die auf ein elektrisches Signal zur Steuerung der Lichtfrequenz des Lasers ansprechen.

Bei folgenden Lasern kann die Erfindung beispielsweise angewendet werden. Einige Laser-Röhren, die in einem querverlaufenden magnetischen Feld solcher Größe arbeiten, daß die Zeeman-Aufspaltung etwa gleich dem Unterschied in der Frequenz von benachbarten Hohlraumschwingungsmoden ist, erzeugen zwei orthogonal polarisierte Strahlungsmoden mit einem intermodalen Frequenzunterschied in der Größenordnung von mehreren 100 kHz. Andere Laser-Röhren mit geeigneter Länge, die in einem Null-Magnetfeld arbeiten, zeigen drei oder mehr Strahlungsmoden. Benachbarte Moden kombinieren sich dabei paarweise und erzeugen Schwebungsfrequenzen, die sich ihrerseits miteinander mischen und eine dritte, niedrigere Schwebungsfrequenz ergeben, die die bei der vorliegenden Erfindung verwendete intermodale Schwebungsfrequenz bewirkt. Diese Beispiele dienen nur zur Veranschaulichung und sollen weder den Umfang der Erfindung noch die Art der Laser begrenzen, mit denen sie in der Praxis zusammenwirken kann.

In Fig. 1 wird die Laser-Ausgangsstrahlung durch die Wellenlinien 12 und 13 dargestellt, die von den Enden des Lasers 10 ausgehen. Das Laser-Steuergerät der vorliegenden Erfindung enthält von der Strahlung abhängige elektrische Signalerzeugungsmittel 14, die mit der Laser-Ausgangsstrahlung 12 zusammenarbeiten, um ein elektrisches Signal zu erzeugen, das nachfolgend auch als aktives Signal bezeichnet wird und eine Frequenz f als eine Funktion der intermodalen Schwebungsfrequenz be-

sitzt, und es sind Mittel 16 vorgesehen, um Änderungen in der Phase des elektrischen Signals festzustellen und ein zweites

elektrisches Signal zu erzeugen, das sich als Funktion davon ändert, wobei die Mittel 16 an die auf das elektrische Signal ansprechenden Mittel 11 angeschlossen sind. Ein elektrisches Signal mit der Frequenz f , das gleich der Schwebungsfrequenz

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ist oder in einer Maßstabsbeziehung dazu steht, kann in bekannter Weise von der Ausgangsstrahlung 12 abgeleitet werden, die durch den leicht durchlässigen Endspiegel 21 am hinteren Ende des Lasers 10 entweicht. Die Mittel 14 enthalten einen linearen Polarisator 22, dessen Übertragungsachse in einem Winkel von 45° zur optischen Achse einer Viertelwellenplatte 23 geneigt ist, und ferner enthalten die Mittel 14 einen Phototransistor 24 zur Feststellung des Schwebungssignales in der von der Viertelwellenplatte 23 austretenden Strahlung, sowie einen Verstärker 25. Die Mittel 16 enthalten vorzugsweise Phasenvergleichsmittel 30, die an die auf die Strahlung ansprechenden Mittel 14 angeschlossen sind und das aktive Signal an einem Eingang 31 und ein Bezugssignal an einem Eingang 32 empfangen, wobei die Mittel 11, 14 und 30 so ausgelegt sind, daß das aktive Signal mit der Frequenz f mit dem Bezugssignal der Frequnz f in der Phase synchronisiert ist.

Im Hinblick auf die geringen Kosten und die Verfügbarkeit von digitalen integrierten Schaltungs-Komponenten ist es erwünscht, die Erfindung in digitaler Schaltungstechnik auszuführen. Demzufolge enthält das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 digitalisierende Mittel 26 zur Digitalisierung des elektrischen Signals von den Signalerzeugungsmitteln 14. Die Mittel 26 empfangen das aktive Signal vom Verstärker 25 und erzeugen daraus ein digitales Signal mit zwei logischen Zuständen, dessen Frequenz auf die Frequenz des aktiven Signals bezogen ist und vorzugsweise gleich dieser Frequenz ist. Die Mittel 26 bestehen vorzugsweise aus einer Amplitudenvergleichsschal'tung, die einen Impuls erzeugt, der eine scharfe Vorderflanke besitzt, wenn die Amplitude des Eingangssignals zur

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Vergleichsschaltung 26 größer als eine vorgegebene Größe ist. Es können auch andere bekannte Schaltungen, z. B. ein Schmitt-Trigger verwendet werden, um das aktive Signal in einen Zug von logischen Impulsen umzusetzen.

Eine geeignete Phasenvergleichsschaltung für die vorliegende Erfindung ist die sogenannte flankengesteuerte Phasenvergleichsschaltung. Der Ausgang einer solchen Phasenvergleichsschaltung hat einen Zustand, der durch die Vorderflanken der an seinen Eingängen ankommenden Signale gesteuert wird. Von zahlreichen Herstellern ist diese Phasenvergleichsschaltung in integrierter Schaltungstechnik für die Verwendung in FM-Demodulatoren, Frequenz-Synthesisern und dergl. erhältlich. Bei diesen Anwendungen arbeitet die Phasenvergleichsschaltung normalerweise in Phase mit den Eingangssignalen. Wenn jedoch die Vorderflanken der Eingangssignale etwa gleichzeitig mit einem sehr dicht bei 0° liegenden Phasenunterschied ankommen, bewirken interne Kopplungen das Phenomen das Phasenmitziehens. Dabei zieht ein Signal die Phase des anderen geringfügig mit, so daß die Phasenvergleichsschaltung nicht in der Lage ist zu unterscheiden, welche Vorderflanke zuerst ankommt. Folglich erzeugt die Phasenvergleichsschaltung keine Änderunq in ihrem Ausgangssignal, wenn die Phasendifferenz des Eingangssignals nur in bestimmten geringen Grenzen um 0° schwankt. Bei einer phasensynchronisierten Servoschleife führt solch eine Null-Phasen-Zone zu einem Fehler im Ausgangssignal der Phasenvergleichsschaltung, der als Null-Phasen-Pendelrauschen bekannt ist. Ein geringes Maß an Phasenmitziehung kann zwar zugelassen werden und ist auch bei einigen Servoanwendungen erwünscht, jedoch tritt bei der vorliegenden Anwendung ein derartiges Null-Phasen-Pendelrauschen auf, das beträchtlich das Phasenrauschen übersteigt, das für die Arbeitsweise des Lasers typisch ist. Um das Null-Phasen-Pendelrauschen zu verhindern, wenn die Phasenvergleichsschaltung 30 vom flankengesteuerten

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Typ ist, wird die oben beschriebene Phasensynchronisation so bewirkt, daß bei den Vorderflanken des aktiven Signals und des Be?.ugssignals an den Eingängen 31 und 32 ein Phasenunterschied auftritt, der beträchtlich die Grenzen der Null-Phasen-Totzone überschreitet. Die Phasenbeziehung zwischen den Vorderflanken bei phasensynchronisiertem Zustand des Systems wird in der nachfolgend beschriebenen Weise bestimmt.

Um eine Vielzahl von Synchronisationspunkten des Steuergerätes zu vermeiden, ist es erwünscht, die Synchronisierung des aktiven Signals und des Bezugssignals mit ihren harmonischen Frequenzen zu verhindern. Zu diesem Zweck enthalten die Phasenvergleichsmittel 30 vorzugsweise eine Vergleichsschaltung des flankengesteuerten Typs mit einem weitgehend unbegrenzten Fangbereich. Dies bedeutet, daß das Verhältnis der Eingangsfrequenzen, über dem die Vergleichsschaltung eine Phasensynchronisation bewirkt, sehr groß ist. Eine solche Phasenvergleichsschaltung ist in der US-PS 3 714 463 beschrieben.

Um eine schnelle und empfindliche Korrektur von Frequenzabweichungen der Laser-Lichtfrequenz bei wirtschaftlichen Kosten zu erreichen, bestehen die Mittel 11 zur Steuerung der Lichtfrequenz vorzugsweise aus einem direkten elektrothermischen Wandler, der einen elektrischen Leiter 36 enthält, der an einer den Laser-Resonanzhohlraum bildenden Wand 37 befestigt ist, wobei der Leiter 36 eine solche Form hat und einen solchen thermischen Expansions-Koeffizienten besitzt, daß die Änderung der Ltchtresonanz-Frequenz des Laser-Hohlraums als Funktion des Stroms im Leiter 3 6 erfolgt. Vorzugsweise ist der Leiter 36 an der Wand 37 so befestigt, daß er einen leitenden Weg bildet, der etwa parallel zur Abmessung des die Resonanzfrequenz bestimmenden Hohlraums verläuft. Ein direkter elektrothermischer Wandler, der in Ver-

bindung mit der vorliegenden Erfindung verwendbar ist, ist in der US-Patentanmeldung 79 324 vom 27. September 1979 beschrieben. Der darin beschriebene Wandler spricht verhältnismäßig schnell auf einen weiten Bereich von Frequenzabweichungen an. Eine schnelle Ansprechzeit ist in der Servoschleife erwünscht, da sie eine höhere Grenzfrequenz erlaubt, wodurch die Phasen-, verschiebungen in der Schleife verringert werden. Es können auch andere schnelle Wandler, z. B. piezoelektrische Wandler, verwendet werden. Da jedoch zahlreiche schnelle Wandler die Laser-Frequenz nur in einem begrenzten Bereich steuern können, können die Mittel 11 zwei oder mehr Steuerelemente enthalten, um die größeren und kleineren Änderungen in der optischen Weglänge bei längeren oder kurzzeitigeren Frequenzkorrekturen getrennt zu steuern.

Ein ultrastabiler Laser gemäß der vorliegenden Erfindung ist in weiten Bereichen anwendbar, bei denen es z. B. darauf ankommt, eine ultrastabile einzelne Frequenz oder einen abstimmbaren Bereich von Frequenzen zu erzeugen. Bei der vorliegenden Erfindung ist die Laser-Lichtfrequenz bei einer Frequenz stabilisiert, die von der Frequenz des Bezugssignals gesteuert wird. Um die gestellten Anforderungen an den Laser zu erfüllen, kann das Steuersystem vorzugsweise Mittel 40 enthalten, die das Bezugssignal erzeugen und so ausgelegt sind, daß ein Benutzer die Wahl der Bezugssignal-Frequenz steuern kann. Für eine stoßfeste Stabilisierung der Laser-Lichtfrequenz können die Bezugssignalmittel 40 einen kristallgesteuerten LED-Oszillator 41 enthalten, dessen Signal direkt der Phasenvergleichsschaltung 30 zugeführt wird oder im Frequenzteiler 42 heruntergestuft wird, um einen Bereich von Bezugsfrequenzen zu erzeugen. Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 wird dieses Bezugssignal erhalten, wenn die Schaltermittel 45 bis 48 sich in der Position "zwei" befinden. Eine größere Menge von Bezugssignalen kann vom Kristall-Oszillator 41 durch bekannte Frequenz-Synthese-Techniken gewonnen werden.

Wenn die Schaltermittel 45 - 47 sich in der Position "eins"
befinden, ist der Ausgang des Frequenzteilers 42 mit einem
Eingang einer Phasenvergleichsschaltung 50 verbunden, deren
Ausgang über ein Tiefpaßfilter 51 am Eingang eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 52 liegt. Der VCO-Ausgang 53
ist mit einem zweiten Eingang einer PhasenverglRxchsschaltung 50 über einen Frequenzteiler 54 verbunden, wodurch eine phasensynchronisierte Schleife gebildet wird. Auf diese Weise
wird ein Bezugssignal am VCO-Ausgang 53 erzeugt, das ein
rationaler Bruchteil der Kristalloszillator-Frequenz ist, die durch die Teilungsverhältnisse der Frequenzteiler 42 und 54
bestimmt wird. Dieses synthesierte Bezugssignal wird der Phasenvergleichsschaltung 30 zugeführt, wenn die Schalter 45 sich in der Position "eins" befinden. Bei einigen Anwendungen kann es erwünscht sein, eine externe Bezugsfrequenz zu erzeugen. Zu diesem Zweck wird die Klemme 56 zum Empfang eines externen Signals unmittelbar an einen Eingang der Phasenvergleichsschaltung 30 angeschlossen, wenn sich die Schalter 45 - 48 in der
Stellung "drei" befinden. Wenn es beispielsweise erwünscht ist, die höchstmögliche Stabilität bei einem außerordentlich breiten Bereich von Bezugsfrequenzen zu erhalten, kann der Benutzer an die Klemme 56 einen Frequenz-Synthesiser anschließen, wie er z. B. in der US-PS 3 735 269 beschrieben ist. Bei einigen Anwendungen kann es erwünscht sein, die Laser-Lichtfrequenz langsam über einen kleinen Bereich streichen zu lassen. Zu diesem Zweck können die Bezugssignalmittel 40 vorzugsweise ein kontinuierliches Überstreichen der Bezugssignal-Frequenz
bewirken. Dies wird bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1
erreicht, wenn sich die Schalter 45 - 48 in der Position "vier" befinden. Der Ausgang 53 von VCO 52 ist unmittelbar mit einem Eingang der Phasenvergleichsschaltung 30 verbunden, und der
Eingang von VCO 52 ist mit einer Klemme 5 7 verbunden, um eine externe Steuerspannung zu empfangen. Durch Zuführung einer veränderbaren Spannung an die Klemme 5 7 kann ein Benutzer ein ge-

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steuertes Überstreichen der Bezugssignal-Frequenz erreichen und damit innerhalb der durch das Doppler-Gewinn-Profils ^ "7 der Lichtfrequenz selbst/bestimmten Grenzen/. Wenn die Schalter 45 bis 48 miteinander gekuppelt sind, sorgen die Mittel 40 für eine einfache und unbehinderte Selektivität des Bezugssignals und damit einer Steuerung der Laser-Lichtfrequenz, die bisher in einem einzelnen Instrument nicht erreichbar war,

Um eine sogenannte "rock-solid"-Stabilisierung der Laser-Lichtfrequenz zu erreichen, ist es erforderlich, den Effekt des Laser-Lichts zu betrachten, das in den Laser-Hohlraum durch im Weg insbesondere des Hauptstrahls 13 liegende Objekte rückreflektiert oder zurückgestreut wird. Beispielsweise kann 1 % Retro-Reflexion, wie eine solche Strahlung nachfolgend genannt wird, eine Verschiebung der Laser-Arbeitsfrequenz von einigen 100 kHz bis 5 MHz oder mehr erzeugen. Für eine hohe Stabilität ist es unumgänglich, daß die Quellen der Retro-Reflexion identifiziert werden. Nach der Identifizierung kann eine Quelle optisch durch die Verwendung von Viertel-Wellen-Platten und Polarisierern oder eines Faraday-Isolators isoliert werden. Es ist bekannt, daß von einem sich bewegenden Objekt ausgesandte oder reflektierte Strahlung eine Frequenz-Verschiebung erfährt, die als Doppler-Verschiebung bekannt ist. Wenn somit ein Objekt im Weg des Strahls eine Quelle von Retro-Reflexion ist, dann erzeugt eine geringe Bewegung des Objekts, beispielsweise durch Berührung von ihm, eine Doppler-Verschiebung in der Retro-Reflexion. Innerhalb des Laser-Hohlraums überlagern sich die Laser-Ausgangsstrahlung und die Doppler-verschobene, retroreflektierte Strahlung und erzeugen eine Retro-Reflexions-Schwebungsfrequenz. Bei dem Laser-Steuersystem der vorliegenden Erfindung sind die auf die Strahlung ansprechenden elektrischen Signalerzeugungsmittel 14 für eine betriebliche Zuordnung sowohl zur Laser-Ausgangsstrahlung als auch

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zu der Doppler-verschobenen "retro-reflektierten Strahlung ausgelegt und erzeugen ein elektrisches Signal mit einer Frequenz als Funktion der zuletzt erwähnten Schwebungsfrequenz. Wenn die dem retro-reflektierenden Objekt mitgeteilte Bewegung ausreichend klein ist, liegt die Retro-Reflexions-Schwebungsfrequenz im Hörfrequenz- oder Unter-Hörfrequenz-Bereich. Mittel 14 erzeugen dann vorzugsweise ein elektrisches Signal mit einer Frequenz, die gleich der hörfrequenten oder der unter-hörfrequenten Schwebungsfrequenz ist. Stattdessen können für eine schnellere Bewegung des retro-reflektierenden Objektes und eine höhere Retro-Reflexions-Schwebungsfrequenz die Mittel 14 ein elektrisches Signal erzeugen, das eine Frequenz besitzt, die auf den hörfrequenten oder unterhörfrequenten Bereich heruntergestuft ist. Wegen der hohen Empfindlichkeit der menschlichen Sinne enthält die vorliegende Erfindung mit den elektrischen Signalerzeugungsmitteln 14 verbundene Indikatormittel, die ein vom Benutzer unterscheidbares Signal erzeugen, wenn das von den Mitteln 14 erzeugte elektrische Siqnal eine Frequenzkomponente in dem hörfrequenten oder unter-hörfrequenten Bereich besitzt. Die Indikatormittel können aus einem Gehörwandler bestehen, z. B. aus Kopfhörern 60, die ein hörbares Signal erzeugen, wenn die elektrische Signalfrequenz sich in einem vom Benutzer unterscheidbaren Hörfrequenz-Bereich befindet. Wenn sich die elektrische Signalfrequenz in dem Unter-Hörfrequenz-Bereich befindet, so daß sie im allgemeinen nicht in den Kopfhörern 60 wahrnehmbar ist, fällt sie in einen visuell auflösbaren Bereich. Um dieses Signal festzustellen, enthalten die Indikatormittel hier eine elektrische Lampe 61, die ein sich visuell änderndes Signal erzeugt.

Bei ausreichend starker retro-reflektierter Strahlung kann das Schwebungssignal unmittelbar am Ausgang der Mittel 14 festgestellt werden, wenn der Schalter 62 darauf

ausgerichtet ist. Normalerweise werden jedoch selbst ausgeprägte Signale von dem vom Laser selbst erzeugten Amplitudenrauschen übertönt. Dieses Rauschen rührt überwiegend von Amplituden-Schwankungen der Laser-Lichtintensität in Verbindung mit einem wesentlich geringeren Pegel des Rauschens elektronischer Instrumente her. Es ist daher von Vorteil, bei der vorliegenden Erfindung den Indikatormitteln das Ausgangssignal zuzuführen, das durch die Phasen-Vergleichsmittel 30 erzeugt wird. Dieses Ausgangssignal schwankt entsprechend den Phasen-Änderungen des Retro-Reflexions-Schwebungssignals und ist im wesentlichen unbeeinflußt von Rauschen aufgrund von Amplituden-Schwankungen des Lasers. In der zuletzt genannten Weise verbundene Indikatormittel erzeugen eine außerordentlich empfindliche Anzeige der Retro-Reflexion. Die Kopfhörer 60 können durch den Schalter 62 entweder direkt mit dem Ausgang der Mittel 14 verbunden werden, wenn die Räuschinterferenz nicht dominiert, oder sie können an den Ausgang der Phasenvergleichsmittel 30 angeschlossen werden, wenn eine größere Empfindlichkeit erwünscht ist. Eine lichtemittierende Diode 63, die das Ausgangssignal der Phasenvergleichsmittel 30 empfängt, erzeugt ebenfalls eine visuelle Anzeige bei Vorhandensein eines Retro-Reflexions-Schwebungssignals. Die Indikatorlampen 61 und 63 werden von Operationsverstärkern 64 bzw. 65 gespeist.

Bei dem Gerät gemäß der vorliegenden Erfindung können die Retro-Reflexionsquellen, die die Lichtfrequenz eines Lasers ändern, durch das folgende, extrem empfindliche Verfahren identifiziert werden: wahlweises Veranlassen einer Bewegung der Objekte im Weg der Ausgangsstrahlung des Lasers; Erzeugung eines elektrischen Signals mit einer Frequenz als Funktion der Schwebungsfrequenz zwischen dieser Ausgangsstrahlung und Doppler-verschobener retro-reflektierter Strahlung;

und Erzeugung eines vom Benutzer unterscheidbaren Signals, wenn die zuletzt erwähnte elektrische Signalfrequenz sich in einem vom Benutzer unterscheidbaren hörfrequenten oder unterhörfrequenten Bereich befindet.

Um ein gleichförmiges Signal zu erzeugen, das genau die Phasenänderungen der intermodalen Schwebungsfrequenz darstellt, müßten die Phasen-Vergleichsmittel 30 normalerweise eine Filterschaltung enthalten. Es ist aus der Theorie von Phasen-synchronisierten Rückkopplungssystemen bekannt, daß eine Phasen-Nacheilung von 90° von Natur aus in die Rückkopplungsschleife eingeführt wird. Daher ist der Phasen-Nacheilungs-Spielraum, der durch zusätzliche Schleifenschaltungselemente bei Einheitsverstärkung erreichbar ist, auf 90° beschränkt. Daher kann selbst ein einfaches Filtern des Ausgangssignals der Phasen-Vergleichsschaltung ohne ein in der Phase vorauseilendes Netzwerk eine übermäßige Phasen-Nacheilung in die Schleife einführen. Dies ist insbesondere der Fall, wenn die Mittel 11 von Haus aus eine Phasen-Nacheilung besitzen. Um die Phasen-Nacheilung möglichst klein zu halten, die eingeführt wird, wenn das Ausgangssignal der Phasen-Vergleichsschaltung in eine brauchbare Spannung umgesetzt wird, arbeiten die Phasen-Vergleichsmittel 3 0 mit einer Phasen-Auf tast- und -Halteschaltung 70 zusammen, die an ihrem Ausgang ein elektrisches Sinai als Funktion der Phasen-Differenz des aktiven elektrischen Signals von den Mitteln 14 und des Bezugssignals erzeugt. Die Auftast- und Halteschaltung 70 führt eine minimale Phasen-Nacheilung in die Schleife ein, wenn sie so ausgebildet ist, daß sie das Ausgangssignal bei etwa jeder Periode des Bezugssignals auf neuesten Stand bringt.

Zahlreiche kommerziell in integrierter Schaltungstechnik erhältliche Phasen-Vergleichsschaltungen können für

die Verwendung bei der vorliegenden Erfindung angepaßt werden. Diese Vergleichsschaltungen besitzen normalerweise eine in Fig. 2 schematisch dargestellte Ausgangsstufe 71. In Abhängigkeit von dem Vorzeichen des Frequenzunterschiedes f -f wird entweder die p-Treiberschaltung 73 oder die n-Treiberschaltung 74 für eine Dauer erregt, die von dem Phasen-Unterschied zwischen den beiden Eingangssignalen zu den Vergleichsmitteln 30 abhängt. Zur Verdeutlichung sind in Fig. 2 die Schaltungen 73 und 74 als Metalloxyd-Halbleiter-Feldeffekttransistorvorrichtungen (MOSFET) dargestellt. Ein Reduzierwiderstand 76 ist mit der Ausgangsstufe 71 der Phasen-Vergleichsmittel 30 verbunden. Für alle aktiven Signalfrequenzen f , die kleiner sind als die Bezugssignal-Frequenz f , ist das Ausgangssignal ein digitales Signal mit dem logischen Zustand O, da nur die η-Treiberschaltung unter diesen Umständen erregt wird. Bei einer Signalfrequenz f , die größer ist als die Bezugsfrequenz f wird die p-Treiberschaltung 73 erregt, um den Ausgang auf den logischen Zustand 1 für eine Dauer anzuheben, die proportional zur Phasen-Differenz zwischen den Ausgangssignalen ist. Das Signal am Ausgang der Phasen-Vergleichsmittel 30 ist dann ein digitales Signal mit einem positiv verlaufenden Tastverhältnis, das von dem Phasen-Unterschied zwischen den beiden an den Eingängen zugeführten Signalen abhängt und repräsentativ hierfür ist. Wenn eine solche Phasen-Vergleichsschaltung bei der vorliegenden Erfindung eingesetzt wird, dient der digitale Signalausgang als Zwischensignal, das einer nachfolgenden Auftast- und Halteschaltung zugeführt wird, die das den Mitteln 11 zugeführte elektrische Signal erzeugt. Bei jeder Periode des digitalen Zwischensignals bringt vorteilhafterweise die Auftast- und Halteschaltung das zuletzt erwähnte elektrische Signal in Abhängigkeit von Änderungen im Tastverhältnis des Zwischensignals auf neuesten Stand, so daß ein außerordentlich schnelles Ansprechen erreicht wird.

- 26" -

Eine bevorzugte Ausfuhrungsform einer Auftast- und Halteschaltung, die eine solche periodische Aufbesserung besorgt, ist in Fig. 2 dargestellt. Diese Schaltung enthält eine Kapazität 77, die während eines Auftast-Intervalls aufgeladen wird, das bei der vorliegenden Erfindung vorzugsweise gleich dem erwähnten Tastverhältnis ist. Die Eingangskapazität eines Umsetzers 78 und ein mit diesem gekoppelter Widerstand 79 wirken zusammen als Verzögerungsmittel und erzeugen als Eingang zum Umsetzer 78 ein verzögertes Signal, das dem am Punkt b als Eingang der Auftast- und Halteschaltung zugeführten Signal nacheilt. Die Dauer der Verzögerung hängt von der Größe des Widerstandes 79 ab. Mit dem Ausgang des Umsetzers 78 und dem Knotenpunkt b ist ein NOR-Tor 80 verbunden, das somit das dem Punkt b zugeführte Eingangssignal und das invertierte verzögerte Eingangssignal als Eingang empfängt. Der Ausgang des NOR-Tors 80 ist mit gesteuerten Schaltermitteln 82 gekoppelt, die beispielsweise durch einen analogen Schalter gebildet werden, um seine Öffnung und Schließung zu steuern. Mittel zum Lesen der über der Kapazität 77 entwickelten Spannung enthalten eine Kapazität 83 und eine Kollektor-Transistorschaltung mit einem Transistor 84, dessen Basis und Kollektor miteinander über die Kapazität 77 gekoppelt sind. Der Emitter des Transistors 84 ist über einen Widerstand 86 an ein Vorspannungspotential +V angeschlossen. Der Emitter ist ebenfalls über eine Diode 87 mit der Speicherkapazität 83 und unmittelbar mit der Kapazität 83 verbunden, wenn die Schaltermittel 82 sich in ihrer geschlossenen Lage befinden. In der geschlossenen Lage der Schaltermittel 82 wird das Potential über der Kapazität 83 auf das Potential über der Kapazität 77 mit einer Geschwindigkeit angehoben, die von dem Widerstand 86 abhängt. Auf diese Weise wird das über der Kapazität 77 entwickelte Potential auf die Speicherkapazität 83 während eines Intervalls übertragen, das durch das Ausgangssignal vom NOR-Tor 80 gesteuert wird. Die Kapazität 77 wird zur Entladung im geschlossenen Zustand der Schalter

mittel 88 zu geerdet. Der Eingang eines Umsetzers 89 ist über Reihen-Widerstände 91 und 79 mit dem Punkt b verbunden, und der Ausgang ist mit den Schaltermitteln 88 verbunden, um deren Öffnen und Schließen zu steuern. Die Eingangskapazität des Umsetzers 89 und der mit diesem gekoppelte Widerstand 91 wirken zusammen, um ein zweites verzögertes Signal zu erzeugen, das dem zuerst erwähnten verzögerten Signal um ein Intervall nacheilt, das durch die Größe des Widerstandes

91 bestimmt ist. Wie nachfolgend noch erläutert wird, stellt diese weitere Verzögerung sicher, daß die Entladung der Kapazität 77 nicht erfolgt, bevor nicht die Kapazität 77 gelesen worden ist. Die gesteuerten Schaltermittel 92 koppeln in ihrer geschlossenen Lage die Kapazität 77 mit einer Ladestromquelle. Der Knotenpunkt b wird mit den Schaltermitteln

92 gekoppelt, um deren Öffnung und Schließung zu steuern.

Bei fehlenden Impulsen, d. h. wenn f / f , sodaß das

a ^ r

Signal am Knotenpunkt b auf eine logische 1 geht und den Schalter 92 schließt, wird die Diode 87 leitend, um ein maximales Ausgangssignal von dem Element 120 zu geben. Die Schaltung gemäß Fig. 2 enthält vorzugsweise einen Umsetzer 126, der zwischen dem Ausgang a der Phasen-Vergleichsschaltung 71 und dem Eingang b der Auftast- und Halteschaltung liegt. Dieser Umsetzer dient zur Anschärfung der ablaufenden Flanke des Impulses am Punkt a und sorgt dadurch für eine präzisere und störungsfreie Tastung der Schaltermittel 82, 88 und 92 in der Auftast- und Halteschaltung.

Der der Kapazität 77 zugeführte Ladestrom bestimmt die über ihm entwickelte Spannung und demzufolge den Spannungsausgang der Auftast- und Halteschaltung, wenn das Gerät sich in seinem Phasen-synchronisierten Zustand befindet. Somit bestimmt durch Bestimmung des Pegels, bei dem die Mittel 11 die Phasen-Synchronisierung aufrechterhalten, der der Kapazität 77 zugeführte Ladestrom auch den Phasen-Versatz zwi-

- -3Ό -

sehen den Eingangssignalen zu den Phasen-Vergleichs-Mitteln 30 in dem Phasen-synchronisierten Zustand. Ein gegebener Synchronisierungs-Phasen-Versatz wird durch ein bestimmtes Tastverhältnis des digitalen Signaleingangs zur Auftast- und Halteschaltung dargestellt. Im allgemeinen stellt ein als Prozentsatz einer Periode dargestelltes Tastverhältnis einen Phasen-Versatz dar, der gleich dem entsprechenden Prozentsatz von 360° ist. Wenn somit beispielsweise die Phasendifferenz 180° beträgt und das entsprechende Tastverhältnis 50% ist, sammelt die Kapazität 77 eine Ladung für eine Hälfte einer Periode an. Damit die Kapazität 77 eine gegebene Spannung für Impulse eines von der Bezugsfrequenz unabhängigen spezifischen Tastverhältnisses entwickelt, sorgt die durch die Schaltermittel 92 mit der Kapazität 77 verbundene Ladestromquelle für die Erzeugung eines Ladestroms, der proportional zur Frequenz des Bezugssignals ist. Solch ein Ladestrom ist insbesondere erwünscht, um einen konstanten Phasen-Synchronisierungs-Versatz bei Laser-Anwendungen aufrechtzuerhalten, die ein Überstreichen oder Umschalten der Bezugsfrequenz erfordern. Ein weit verbreiteter Spannungsgesteuerter Oszillator erzeugt einen Frequenz-steuernden Strom, der die Ladung und Entladung einer Kapazität zwischen festen Spannungsgrenzen steuert, wodurch die Oszillatorfrequenz in proportionaler Art gesteuert wird. Die vorliegende Erfindung schließt Ladestrom-Mittel ein, die einen Spannungsgesteuerten Oszillator umfassen, der einen solchen die Frequenz steuernden Strom aufweist und für den Anschluß an das Bezugssignal geeignet ist. Daran angeschlossene Mittel sorgen dafür, daß der Ladestrom im wesentlichen proportional zu dem die Frequenz steuernden Strom des Oszillators ist. Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 empfängt der VCO-Ausgang 96 den in VCO 52 entwickelten, die Frequenz steuernden Strom. Das Filter 51 dient zur Erzeugung eines die Fre-

-JU-

quenz steuernden Stromes mit einem Minimum an Hochfrequenz-Rauschen und niederfrequenten Pendeleffekten.

Fig. 3 zeigt eine an den Oszillator 52 angeschlosrsene Schaltung mit niedrigem Rauschen, bei der der Ladestrom proportional zur Frequenz ist. Ein Widerstand 97, der den VCO-Strom steuert, ist über eine Transistor-Diode 98 mit Erde verbunden. Das Ausgangsende des VJiderstands 9 7 ist mit der Basis eines Transistors 99 verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand 100 an Erde liegt. Der Kollektorstrom des Transistors 99 erzeugt einen Spannungsabfall in der Lastwiderstands-Kombination eines Widerstandes 101 und einer Transistor-Diode 102. Ein Bruchteil dieses Spannungsabfalls wird der Basis eines- Transistors 103 über einen Potentiometer-Abgriff 104 zugeführt. Der Emitter des Transistors 103 ist über einen Widerstand 106 mit dem positiven Vorspannungs-Potential +V verbunden. Der Ausgangsstrom im Kollektor des Transistors 103 ist eine lineare Funktion des die VCO-Frequenz steuernden Stromes im Widerstand 97. Die Schaltung gemäß Fig. 3 enthält an ihrem Ausgang eine Klemmschaltung mit einer Klemmdiode 107, einer Zener-Diode 108 und einem Widerstand 109. Die Klemmschaltung hält -die maximale über der Kapazität 77 entwickelte Spannung fest, wenn die Schaltermittel 92 in ihrer geschlossenen Lage bleiben. Die Auftast- und Halteschaltung kann zusätzlich eine Diode 111 enthalten, die dazu dient, einen Bezugsfrequenz-unabhängigen Phasenausgang sicherzustellen, wenn der die Frequenz steuernde Stromausgang des VCO 52 eine genau lineare Abhängigkeit von der Frequenz besitzt. Die typische, allgemein gefundene leicht nicht-lineare Abhängigkeit kann durch Eliminierung der Diode 111 und Steuerung der durch die Inverter 78 und 89 eingeführten Verzögerungen beseitigt werden.

Ein alternatives Mittel mit einer Ladestromquelle ist in Fig. 4 dargestellt. Diese Schaltung enthält in üblicher Weise zwei komplementäre Stromspiegel 113 und 114 a-b, die über einen Widerstand 97a an einen VCO-Ausgang 96 angeschlossen sind. Eine Frequenz-proportionale Stromquelle wird dabei an den zahlreichen Kollektoren eines Transistors 114b im Stromspiegel 114 abgeleitet. Die zahlreichen Kollektoren und Emitter des Transistors 114b dienen zur Vervielfachung des verfügbaren Quellenstroms.

In der Auftast- und Halteschaltung gemäß Fig. 2 wird das Potential über der Kapazität 8 3 von einer Vorrichtung abgelesen, die aus einem MOSFET 12 0 und einem Widerstand besteht. Hierauf folgt dann ein Tiefpaßfilter, das aus einem Widerstand 122, einer Induktivität 123 und einer Kapazität 12 4 besteht, um sehr hochfrequente Umschaltübergänge zu entfernen, die aus der kapazitiven Kopplung in den Schaltermitteln 82, 88 und 92 entstehen.

Die Auftast- und Halteschaltung gemäß Fig. 2 arbeitet in der folgenden Weise, um die Tastverhältnis-Information an ihrem Eingang in ein sehr gleichförmiges Spannungssignal an ihrem Ausgang umzuwandeln und das Ausgangsspannungs-Signal bei jedem Impuls des digitalen Eingangssignals auf neuesten Stand zu bringen. Die Impuls-Wellenformen an den Punkten a-e sind in Fig. 5 dargestellt, wobei die Verzögerungen in den Wellenformen c und e und die Breite des Impulses in der Wellenform d aus Gründen der Klarheit stark übertrieben dargestellt sind. Die Wellenform a zeigt eine typische digitale Impulskette, und die Wellenform b zeigt die gleiche Impulskette nach Durchlauf durch den Umsetzer 126. Die Schaltermittel 82, 88 und 92 werden so gesteuert, daß sie schließen, wenn ihre entsprechenden digitalen Steuersignale sich im logischen

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Zustand 1 befinden. Somit bewirkt die logische 1 der Wellenform b, daß die Schaltmittel 92 schließen, so daß der Ladestrom dort hindurchverlaufen kann. Wenn die Schaltermittel schließen, befindet sich die Wellenform e in ihrem logischen Zustand 1, so daß der Ladestrom zur Erde verläuft. Wenn die Wellenform e von der logischen 1 zur logischen 0 umschaltet, öffnen die Schaltermittel 88, und die Kapazität 87 beginnt, sich aufzuladen. Die Aufladung der Kapazität 77 wird beendet, wenn die Wellenform b von der logischen 1 zur logischen 0 übergeht. Das NOR-Tor 80 erzeugt ein digitales Signal mit einer logischen 1 nur, wenn die Wellenform b und die verzögerte Wellenform c sich auf einer logischen O befinden. Somit schließt gleichzeitig mit der Öffnung der Schaltermittel 92 und der Beendigung des Kapazitäts-Ladestroms der Impuls vom NOR-Tor 80 die Schaltermittel 82, wodurch bewirkt wird, daß jede Änderung im Potential über der Kapazität 77 von der aus dem vorhergehenden Impuls resultierenden Änderung auf die Kapazität 83 gelesen wird. Das Schließen der Schaltermittel 88 und die daraus folgende Entladung der Kapazität 77 wird dann von der zweiten verzögerten Wellenform e aktiviert. Es ist hoch erwünscht, daß die Wellenform e der Wellenform c leicht nacheilt, um sicherzustellen, daß die Entladung und das Lesen der Kapazität 77 sich nicht überlappen. Somit lädt sich die Kapazität 77 während des Invervalls T, auf. Sie wird während des Intervalls T~ , das unmittelbar T₁ folgt, gelesen, und sie wird während des Intervalls T-. entladen, das dem Intervall T« leicht nacheilt. In der Praxis sind die Verzögerungen der Wellenformen c und e sehr klein. Für eine Impuls-Wiederholungs-Prequenz von 500 kHz hat sich ein Leseintervall T„ von 0,1 us als angemessen herausgestellt. Wenn die Diode 111 in die Auftast- und Halteschaltung eingeschlossen ist, wird die Kapazität 77 während der Periode T,, geladen, und die hintere Flanke der Wellenform e wird vorgeschoben, um die Schaltmittel 88 gleichzeitig mit dem Schließen der Schaltmittel 92 zu öffnen. Die Auftast-

- .14 -

und Halteschaltung gemäß Fig. 2 bringt somit das Ausgangsspannungs-Signal einmal in jeder Periode des digitalen Eingangssignals auf neuesten Stand, ohne daß eine Filterung erfolgt, wenn man von dem Filter für sehr hochfrequente Schaltstöße absieht, das eine vernachlässigbare Phasen-Nacheilung bei den Betriebsfrequenzen einführt.

Die Wellenformen gemäß Fig. 6 veranschaulichen die Wirkungsweise der Auftast- und Halteschaltung gemäß Fig. 2. Die Wellenform (a) stellt ein am Punkt a der Auftast- und Halteschaltung zugeführtes digitales Signal dar, und die Wellenform b zeigt den entsprechenden Spannungsausgang, der von der Auftast- und Halteschaltung erzeugt wird. Der linke Teil der Wellenform (a) stellt den Ausgang der Phasen-Vergleichsschaltung 30 dar, wenn die aktive Signalfrequenz f einen festen Wert haben sollte, größer als die Bezugsfrequenz f ist, so daß ihre Phasen-Differenz mit einer konstanten Rate wächst. Die Spannungspegel der Wellenform (b) stellen das negativ verlaufende Tastverhältnis der letzten vorhergehenden Periode der Wellenform (a) dar. Die Perioden dieser Wellenformen sind auf der Zeitachse markiert.

Der rechte Teil der Wellenform (a) stellt den Fall dar, wenn die Eingangssignal-Frequenz f kleiner als die Bezugsfrequenz f ist. Hier bleibt die Wellenform (a) in ihrem logischen Zustand O. Das Ansprechen der Äuftast- und Halteschaltung erfolgt so, daß die Kapazität 77 sich mit einer konstanten Rate auflädt. Wenn die Schaltung gemäß Fig. 3 den Ladestrom zuführt, wird die Kapazität 77 auf einen Pegel aufgeladen, der durch die Dioden 107 und 108 bestimmt ist. Die Kapazität 8 3 wird auf einen ähnlichen Pegel aufgrund der Aktion der Diode 87 und des Transistors 84 aufgeladen. Der rechte Teil der Wellenform (b) zeigt die Ausgangsspannung der Auftast- und Halteschaltung, wenn das Potential über

der Kapazität 83 von einem mittleren Pegel, der ein Maß für eine Phasenbeziehung mit f ^ f ist, auf seinen be-

c* J-

grenzenden Pegel ansteigt, der ein Maß für eine Phasenbeziehung mit f <C f ist.

Um das Steuersignal fester mit dem Bezugssignal zu synchronisieren und demzufolge mehr die Frequenzabweichungen der Laser-Lichtfrequenz zu begrenzen, empfängt ein Verstärker 130 das Signal von der Auftast- und Halteschaltung 70 und verstärkt dieses, bevor es den Mitteln 11 zugeführt wird. Ein weiterer Vorteil läßt sich erreichen, wenn der Verstärker 130 eine Übertragungs-Charakteristik aufweist, die aus drei Bereichen besteht: In einem ersten Bereich ist das Verstärker-Ausgangssignal im wesentlichen auf seinem niedrigsten Wert; in einem zweiteni'Bereich schwankt das Ausgangssignal in linearer Proportion zum Verstärker-Eingangssignal; und in einem dritten Bereich befindet sich das Verstärker-Ausgangssignal im wesentlichen auf seinem höchsten Wert. Eine solche Übertragungsfunktion wird beispielsweise von einem Transistor-Verstärker erzeugt, bei dem der erste und dritte Bereich der Sättigungs- bzw. Sperrgrenze des Transistors entspricht und der zweite Bereich den normalerweise aktiven Transistorbereich darstellt. Der Verstärker 130 ist so vorgespannt, daß er in dem zweiten Bereich arbeitet, wenn das Signal von den Mitteln 14 mit dem Bezugssignal in der Phase synchronisiert ist, und das Vorspannungsfenster für den Betrieb des Verstärkers, das durch den Bereich der Verstärkereingangssignale definiert ist, über dem der Verstärker in seinem zweiten Bereich arbeitet, wird verhältnismäßig klein gewählt. Wenn die Eingangssignale zu den Phasen-Vergleichsmitteln 30 sich in der Phase um mehr als einen kritischen Betrag unterscheiden, der durch das Verstärker-Vorspannungsfenster bestimmt ist, gelangt der Ausgang des Verstärkers 130 je nach dem Vorzeichen der Phasen-Differenz entweder in seinen ersten Bereich mit niedriger Spannung oder in seinen

dritten Bereich mit höherer Spannung. Auf diese Weise werden bei einer Phasen-Differenz, die eine kritische Größe übersteigt, die Mittel 11 entweder in Richtung ihres Extrems einer optischen Weglängen-Expansion oder ihres Extrems einer optischen Weglängen-Reduzierung betrieben. Für den in Fig. 1 dargestellten elektrothermischen Wandler 36 wird die Resonanz-Hohlraumwand 3 7 in Richtung auf ihr Extrem der Expansion oder Kontraktion getrieben, wenn die Phasen-Differenz sich außerhalb des kritischen Bereiches befindet, der durch das Verstärker-Vorspannungsfenster bestimmt ist. Es hat sich gezeigt, daß eine solche Anordnung eine schnelle Synchronisation ohne Einschwingvorgänge ermöglicht. Der Verstärker 130 enthält eine einstellbare Widerstands-Rückkopplungs-Schleife 131, um den Schleifengewinn zu ändern und damit die Breite des Betriebs-Phasenfensters, und es ist auch eine Ausbildung möglich, bei der eine Phasen-Voreilung zugeführt wird, umdie von den Mitteln 11 eingeführte Phasen-Nacheilung zu kompensieren. Der Schalter 132 kehrt die Phase des den Mitteln 11 zugeführten Signals um, um die Hohlraumlänge in Richtung eines stabilen Betriebs zu treiben.

Fig. 7 zeigt das Verhalten des Laser-Steuergerätes für eine aktive Signalfrequenz f , die größer als die Be-

el

zugsfrequenz f ist, wenn die Frequenz f allmählich verringert wird, bis die Synchronisation erreicht ist. Die Wellenform (a) stellt eine idealisierte Ausgangsspannung der Auftast- und Halteschaltung mit einem sehr geringen Widerstand 86 und demzufolge einem hohen Strom dar, der bestrebt ist, die Potentiale über den Kapazitäten 8 3 und 7 7 auszugleichen. Wenn die Ausgangsspannung der Auftast- und Halteschaltung die Grenzen des Verstärker-Vorspannungsfensters überschreitet, wird der Verstärker in sein Extrem des maximalen Ausgangs oder der vollständigen Sperrung getrieben. Die Wellenform (b)

- it-

zeigt die Verstärker-Ausgangsspannung, die den Mitteln 11 zugeführt wird, um die optische Weglänge des Laser-Hohlraums zu expandieren oder zu kontraktieren. Die Wellenform (c) stellt die Ausgangsspannung der Auftast- und Halteschaltung bei dem anderen Extern eines sehr hohen Widerstandes 86 und damit einer niedrigen Ansprechgeschwindigkeit dar. Der hohe Widerstand kann zu einer Verringerung der Zeit zur Herstellung der Synchronisierung und einem erhöhten Bereich führen, in dem der synchronisierte Phasen-Versatz ausgewählt werden kann. Die Wellenform (d) stellt den Ausgang des Verstärkers 130 entsprechend der Wellenform (c) dar.

Wenn die vorliegende Erfindung mit einem transversen Zeeman-Laser wie beschrieben ausgeführt wird, enthält der Ausgangsstrahl zwei orthogonal polarisierte Komponenten mit leicht unterschiedlichen Frequenzen ϋ^. und \> . Um eine Einzelfrequenz-Komponente zu erhalten, die die durch die vorliegende Erfindung erreichbare große Stabilität besitzt, kann die andere Komponente durch einen linearen Polarisator entfernt werden. Die Intensität der verbleibenden Komponente zeigt im allgemeinen eine geringe Modulation bei der intermodalen Schwebungsfrequenz mit einer Amplitude, die von dem bestimmten Laser-Hohlraum und der Winkelbeziehung zwischen den doppelt brechenden Spiegelachsen und der Richtung des zugeführten Magnetfeldes abhängt. Für eine optimale Winkelbeziehung wird die Modulation jedoch ein Minimum. Bei Anwendung der Erfindung bei einem transversen Zeemari-Laser ist es erwünscht, Mittel für eine relative Drehbewegung des Laser-Hohlraums um die Hohlraum-Längsachse und das zugeführte Magnetfeld vorzusehen. Die relative Drehbewegung kann entweder durch Drehung des Laser-Hohlraums mittels eines drehbaren Lagers hierfür oder durch Drehung des Magnetfeldes durch Quadratur-Flußsteuerungs-Spulen oder dergl. bewirkt werden.

Eine Anwendung der Erfindung ist in Fig. 8 dargestellt, wo das Verfahren und das Gerät gemäß der vorliegenden Erfindung zur Phasen-Synchronisierung der Betriebsfrequenzen von zwei Lasern 151 und 15 2 in bezug aufeinander verwendet wird, um eine vorgegebene Of f set-Frequerjz zu erzeugen. Der Laser 151 stellt einen Bezugs-Laser dar, der einen Lichtausgang mit fester Frequenz hat, während der Laser 151 der aktive Laser ist, dessen Frequenz nach Maßgabe der vorliegenden Erfindung gesteuert werden kann. Der Lichtausgang 153 des Lasers 151 wird mit dem Lichtausgang 154 des Lasers durch Strahl-Aufspalter 155 und 156 gemischt, und der die gewünschte Schwebungsfrequenz enthaltende kombinierte Lichtausgang 15 7 wird auf Photodetektor-Mittel 14a gerichtet. Vorzugsweise wird der Ausgang der Mittel 14a einem Maßstabverringerer 158 zugeführt, dessen Ausgang 159 mit einem der Eingänge der Phasen-Vergleichsschaltung 30 verbunden ist, die in dem eingangs beschriebenen Ausführungsbeispiel der Erfindung vorhanden ist. Zu diesem Zweck wird der Eingang 31 der Phasen-Vergleichsschaltung 30 in Fig. 1 über einen Phasen-Umkehr schalter 135 und einen Schalter 134 mit einer Klemme 133 verbunden, die an den Ausgang 159 des Maßstabverringerers 158 angeschlossen ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird der Laser 10 in Fig. 1 der aktive Laser 151 von Fig. Er arbeitet so, daß seine Lichtfrequenz von der Lichtfrequenz des Bezugs-Lasers um einen Betrag versetzt ist, der gleich dem Maßstabverringerungs-Faktor χ der Phasendetektor-Bezugsfrequenz ist. Ob die erzeugte Lichtfrequenz oberhalb oder unterhalb der Bezugsfrequenz liegt, hängt von der Position des Phasen-Umkehrschalters 135 ab. Das System ist in gleicher Weise anwendbar zur Erzeugung eines Steuersignals für einen aktiven Laser, der ein Farb-Laser mit ungedämpfter Welle oder ein anderer externer Laser für das System gemäß Fig. 1 sein kann. Ein solcher Laser muß jedoch einen

Wandler aufweisen, der die Ausgangs-Lichtfrequenz steuert. In diesem Falle kann ein Wandler beispielsweise vom Ausgang des Verstärkers 65 (Fig. 1) angetrieben werden, der am Ausgang der Kopfhörer leicht verfügbar ist.

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Claims (37)

1. EIKENBERG & BRÜMMERSTEDT

   PATENTANWÄLTE IN HANNOVER

   Norman Theodore Seaton 281/36

   Patentansprüche

   Steuergerät für einen Laser, dessen Ausgangsstrahlung eine intermodale Schwebungsfrequenζ enthält, mit auf ein elektrisches Signal ansprechenden Mitteln zur Steuerung der Lichtfrequenz des Lasers, dadurch gekennzeichnet, daß auf die Strahlung ansprechende, ein elektrisches Signal (f )

   erzeugende Mittel (14) vorgesehen sind, die betriebsmäßig der Strahlung zugeordnet sind, um ein elektrisches Signal zu erzeugen, dessen Frequenz eine Funktion der Schwebungsfrequenz ist, und daß Mittel (16) zur Feststellung von Phasenänderungen des Signals und zur Erzeugung eines zweiten, sich als Funktion davon ändernden Signals vorgesehen sind, das den auf das elektrische Signal ansprechenden Mitteln (11) zuführbar ist.
2. 2. Steuergerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (16) zur Feststellung von Phasen-Änderungen Phasen-Vergleichsmittel (30) enthalten, die mit den auf die"Strahlung ansprechenden Mitteln (14) verbunden sind und am Eingang das zuerst genannte Signal sowie ein Bezugssignal (f ) empfangen, und daß alle Mittel (11, 14, 30) so ausgebildet sind, daß das erstgenannte Signal und das Bezugssignal in der Phase synchronisiert sind.
3. 3. Steuergerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasen-Vergleichsmittel (30) einen Ausgangszustand erzeugen, der von der Vorderflanke des zuerst genannten Signals und des Bezugssignals gesteuert wird, und daß die Phasen-Synchronisierung bei einer Phasen-Differenz der Vorderflanken erfolgt, die die Grenzen des Null-Phasen-Pendelrauschens übersteigt.
4. 4. Steuergerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasen-Vergleichsmittel (30) einen nahezu unbegrenzten Fangbereich aufweisen.
5. 5. Steuergerät nach Anspruch 2 oder 3 für einen Laser, der eine einen Resonanz-Hohlraum definierende Wand besitzt, dadurch gekennzeichnet, daß die auf das elektrische Signal ansprechenden Mittel einen auf der Wand (37) befestigten elektrischen Leiter (36)· enthalten, der eine solche Form und einen solchen thermischen Ausdehnungs-Koeffizienten besitzt, daß die Änderung der Licht-Resonanzfrequenz des Hohlraums als Funktion des Stromes in dem Leiter (36) erfolgt.
6. 6. Steuergerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (40) zur Erzeugung des Bezugssignals für eine vom Benutzer gesteuerte Auswahl der Frequenz des Bezugssignals ausgelegt sind, und daß die Laser-Lichtfrequenz bei einer Frequenz stabilisierbar ist, die von der Frequenz des Bezugssignals gesteuert ist.
7. 7. Steuergerät nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (40) zur Erzeugung des Bezugssignals einen Kristall-gesteuerten Oszillator (41) enthalten.
8. 8. Steuergerät nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (40) zur Erzeugung des Bezugssignals

   ein kontinuierliches Überstreichen der Bezugssignal-Frequenz bewirken.
9. 9. Steuergerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die auf die Strahlung ansprechenden Mittel (14) das zuerst genannte Signal mit einer Frequenz erzeugen, die eine Funktion der Schwebungsfrequenz zwischen der Ausgangs-Strahlung und einer Doppler-verschobenen retro-reflektierten Strahlung ist, und daß Indikatormittel zum Empfang des zweiten Signals vorgesehen sind, die ein hörbares oder sichtbares Signal erzeugen, wenn sich das zweite Signal in einem vom Benutzer unterscheidbaren hörfrequenten bis unter-hörfrequenten Bereich bzw. in einem vom Benutzer auflösbaren sichtbaren Bereich befindet.
10. 10. Steuergerät nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Indikatormittel aus einer an die auf die Strahlung ansprechenden Mittel angeschlossenen elektrischen Lampe (61) bestehen, die ein visuelles, sich änderndes Signal erzeugt, wenn die Frequenz des zweiten Signals sich in dem vom Benutzer auflösbaren sichtbaren Bereich befindet.
11. 11. Steuergerät nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Indikatormittel aus einem Gehörwandler (60) bestehen, der ein hörbares Signal erzeugt, wenn sich das zweite Signal in einem für den Benutzer unterscheidbaren hörfrequenten Bereich befindet.
12. 12. Steuergerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasen-Vergleichsmittel (30) eine Phasen-Auftast- und Halteschaltung (70) enthalten, an deren Ausgang das zweite elektrische Signal als Funktion der Phasen-Differenz zwischen dem zuerst erwähnten Signal und dein Bezugssignal ansteht.

    3221135
13. 13. Steuergerät nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasen-Auftast- und Halteschaltung so ausgebildet ist, daß sie das zweite Signal bei jeder Periode des Bezugssignals auf neuesten Stand bringt.
14. 14. Steuergerät nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet , daß die Phasen-Vergleichsmittel (30) einen nahezu unendlichen Fangbereich besitzen und ein Zwischensignal erzeugen, dessen Zustand von den Vorderflanken des zuerst genannten Signals und des Bezugssignals gesteuert wird, und das der Auftast- und Halteschaltung (3) als Eingang zugeführt wird, und daß die Phasen-Synchronisierung bei einer Phasen-Differenz der vorderen Flanken erfolgt, die die Grenzen des Null-Phasen-Pendelrauschens übersteigt.
15. 15. Steuergerät nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasen-Vergleichsmittel (30) ein Zwischensignal erzeugen, dessen Tastverhältnis von der Phasen-Differenz zwischen dem erstgenannten Signal und dem Bezugssignal abhängt und der Auftast- und Halteschaltung (70) als Eingang zugeführt wird, um bei jeder Periode des Zwischensignals das zweite Signal in Abhängigkeit von Änderungen des Tastverhältnisses auf neuesten Stand zu bringen.
16. 16. Steuergerät nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Auftast- und Halteschaltung (70) eine Kapazität (77) enthält, die etwa für die Dauer des Tastverhältnisses aufgeladen wird, und daß an die Kapazität Mittel angeschlossen sind, die einen zu der Frequenz des Bezugssignals proportionalen Ladestrom erzeugen.
17. 17. Steuergerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die an die Kapazität (77) angeschlossenen Mittel einen Spannungs-gesteuerten Oszillator (52) mit einem die

    Frequenz steuernden Strom enthalten, und daß an den Oszillator Mittel angeschlossen sind, die den Ladestrom im wesentlichen proportional zu dem die Frequenz steuernden Strom halten.
18. 18. Steuergerät nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Auftast- und Halteschaltung (70) folgende Elemente enthält: eine Kapazität (77) zum Aufladen für etwa die Dauer des Tastverhältnisses; Mittel zur Erzeugung eines verzögerten Signals, das dem Zwischensignal um ein vorgegebenes Intervall nacheilt,· und an diese Mittel angeschlossene Mittel zum Empfang des verzögerten Signals und des Zwischensignals und zum Lesen der Kapazität (77) während des Intervalls.
19. 19. Steuergerät nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Auftast- und Halteschaltung (70) Mittel (88) zur Entladung der Kapazität (77) und Mittel zur Auslösung der Entladung nach Lesen der Kapazität enthält.
20. 20. Steuergerät nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel (89, 91) zur Erzeugung eines zweiten verzögerten Signals vorgesehen sind, das dem ersten verzögerten Signal nacheilt und die Entladung der Kapazität (77) auslöst.
21. 21. Steuergerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dieses für einen Viel-Moden-Laser dient, dessen Ausgangsspannung Komponenten enthält, die durch mehrere Hohlraum-Moden bestimmt sind und sich einander überlagern, um die erwähnte Schwebungsfrequenz zu erzeugen.
22. 22. Steuergerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß dieses für einen Zeeman-Laser dient, der einen doppelt brechenden Hohlraum und eine Ausgangsstrahlung aufweist, die zwei Komponenten mit unterschiedlicher Polarisation und Frequenz enthält, die die genannte Schwebungsfrequenz erzeugen.
23. 73. Verfahren zur Stabilisierung der Lichtfrequenz eines Lasers, dessen Ausgangs-Strahlung eine intermodale Schwebungsfrequenz enthält, dadurch gekennzeichnet, daß Änderungen in der Phase der Schwebungsfrequenz festgestellt und dann die Lichtfrequenz als Funktion und in Abhängigkeit von den Phasen-Änderungen geändert wird.
24. 24. Verfahren nach Anspruch 23, bei dem der Laser auf elektrische Signale ansprechende Mittel zur Steuerung der Lichtfrequenz aufweist, dekennzeichnet durch die folgenden Schritte: Erzeugung eines elektrischen Signals, das eine Frequenz als Funktion der Schwebungsfrequenz hat; Feststellung von Phasen-Änderungen in dem elektrischen Signal; Erzeugung eines zweiten elektrischen Signals als Funktion von Phasen-Änderungen des zuerst genannten Signals; und Zuführung des zweiten Signals zu den auf das elektrische Signal ansprechenden Mitteln.
25. 25. Verfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasen-Änderungen hinsichtlich eines Bezugssignals festgestellt werden, und daß die Frequenz des Bezugssignals verändert wird, um eine gesteuerte Veränderung der Lichtfrequenz zu verursachen.
26. 26. Verfahren nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsfrequenz stufenweise geändert wird.
27. 27. Verfahren nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsfrequenz kontinuierlich geändert wird.
28. 28. Verfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet. daß das zuerst genannte elektrische Signal eine Frequenz als Funktion der Schwebungsfrequenz zwischen der Ausgangsstrahlung und einer Doppler-verschobenen retro-reflektierten Strahlung hat, und daß ein für den Benutzer unterscheidbares Signal erzeugt wird, wenn das zweite Signal sich in einem vom Benutzer wahrnehmbaren hörfrequenten oder unter-hörfrequenten Bereich befindet.
29. 29. Verfahren nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß ein hörbares Signal erzeugt wird, wenn die Frequenz des zweiten Signals sich im Hörbereich befindet.
30. 30. Verfahren nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß ein sich änderndes sichtbares Signal erzeugt wird, wenn das zweite Signal sich in einem für den Benutzer visuell auflösbaren Bereich befindet.
31. 31. Verfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Signal bei etwa jeder Periode des zuerst genannten Signals in Abhängigkeit von dessen Phasen-Änderungen auf neuesten Stand gebracht wird.
32. 32. Verfahren nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasen-Änderungen hinsichtlich eines Bezugssignals festgestellt werden, daß ein digitales Zwischensignal erzeugt wird, dessen Tastverhältnis von der Phasen-Differenz zwischen dem zuerst genannten Signal und dem Bezugssignal abhängt, und daß das zweite Signal bei jeder Periode des Zwischensignals proportional zur Änderung des Tastverhältnisses auf neuesten Stand gebracht wird.
33. 33. Verfahren nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß ein Ladestrom für eine Kapazität erzeugt wird, der proportional zur Frequenz des Bezugssignals ist, und der die Kapazität für etwa die Dauer eines Tastverhältnisses auflädt.
34. 34. Verfahren nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß eine Kapazität für etwa die Dauer des Tastverhältnisses aufgeladen wird, daß das Zwischensignal für ein vorgegebenes Intervall verzögert wird, und daß das Zwischensignal und das verzögerte Signal ein Lesen der Kapazität während des Intervalls bewirken.
35. 35. Verfahren nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß das Zwischensignal bei einem zweiten Intervall stärker verzögert wird als im ersten Intervall, und daß das zweite verzögerte Signal die Entladung der Kapazität nach ihrer Lesung auslöst.
36. 36. Verfahren zur Feststellung von retro-reflektierenden Quellen, die die Lichtfrequenz eines Lasers ändern, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte: wahlweise Bewirkung einer Bewegung von Objekten im Weg der Ausgangsstrahlung des Lasers; Erzeugung eines elektrischen Signals mit einer Frequenz als Funktion der Schwebungsfrequenz zwischen der Ausgangs-Strahlung und einer Doppler-verschobenen retro-reflektierten Strahlung; und Erzeugung eines vom Benutzer unterscheidbaren Signals, wenn sich die Signalfrequenz in einem für den Benutzer unterscheidbaren Hörfrequenzoder Unter-Hörfrequenz-Bereich befindet.
37. 37. Laser-Steuergerät, gekennzeichnet durch einen Bezugs-Laser und einen aktiven Laser, wobei der aktive Laser

    auf ein elektrisches Signal "ansprechende Mittel zur Steuerung der Lichtfrequenz aufweist; Mittel zur Mischung des Strahlungs-Ausgangs der Laser und zur Erzeugung einer Schwebungsfrequenz* auf die Strahlung ansprechende, ein elektrisches Signal erzeugende Mittel zum Empfang der Schwebungs-Lichtfrequenz und zur Erzeugung eines elektrischen Signals mit einer Frequenz als Funktion der Schwebungsfrequenz; und Mittel zur Feststellung von Phasen-Änderungen des Signals und zur Erzeugung eines zweiten elektrischen Signals, das sich als Funktion davon verändert und mit den auf das elektrische Signal ansprechenden Mitteln verbunden ist.