JPS5828884A - レ−ザ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 を安定化する為のフィードバーク制御装置に関する。

レーザは物性の基礎研究の為の検出道具として広い用途
を持っている。特にある種のガスレーザの極めて高い空
間的，時間的収束性の為、気象学の分野で、又神々な高
精度レーザ装置の制御におけろ要素として広い用途が見
出されてきた。ガスレーザは際立った周波数安定性を持
つ為一周波数の光波を放出することができることかが従
来からよく知られている。例えば、理想的な実験室条件
下では３Ｘ］．０１４の光周波数で数十サイクル７秒の
変ＭＴν１、安定度１，／１　０１Ｂであることが報告
されている。このような安定性は水素原子の直径の僅か
１／２０００ミラー・ツウ・ミラー分離上の変動或いは
１／２０　、０００　、　０００の波長の変動に対応し
、振動や濁度変動が全く無い場合にのみ得られる。他方
、代表的な実験室条件下での代表的ｔ．ｃ　）（ｅ　−
　Ｎｅレーザの場合に見られる安定性は１／１０１６に
制限される。たいていのこの種のレーザはドラプラー利
得プロフィル内で、５００〜８００　ＭＦＴｚの差を持
つ非常に近接した複数の周波数を出す。これらの特性の
為、簡単で費用のか＼らないレーザが気象学上の多くの
用途やこれに関連する制御装置には不向きなものになっ
ている。

基本的には、レーザの光周波数は高度に一定に保持され
るが、代表的な実験室レベルのレーザの光周波数は長期
に亘るゆっくりとした回遊と同様に大きな浮遊性の短期
回遊を受ける。この短期回遊は周波数領域の拡散或いは
中心光周波数の境界の広がりとｌ、仁って現われ、長期
回遊は光周波数のドリフトどなって現われる。制御手段
によりレーザ光周波数を変えることができる可周調固体
レーザの最近のものは、分光学の分野で多くの新しい用
途をもたらしている。この釉の用途でけレーザ出力ビー
ムの非常に精度のよい同訓性と非常に狭い広がりが要求
され、これらは極めて安定性のよいレーザによってのみ
達成される。

代表的な実験室条件下で動作するレーザは数多くの長短
期周波数変動源の影響を受ける。

レーザの動作周波数は、これがレーザ動作を維持しうる
範囲内の周波数に共振するよう同調される共振室又はキ
ャビティによって撰択される。キャビティの共振長さの
小さな変化によりこれに対応して光周波数が変化する。

例えば、１／１０’の短期周波数安定度は、商業ペース
のレーザの最も安定したものによってイ（ｊられ、３０
　ｏｎキャビティの僅か３　Ｘ　１０−８ｃｍの変動に
対応する。この大きさの共振長さの変動は近くにある機
器による周囲からの変動、図による移動、温度変動等に
よって簡単にもたらされる。例えばキャビティ長さのこ
のような小さな差は１１５０，０００度の温度変動があ
ると生じ、共振キャビティの加熱−冷却変動に基くミク
ロな外乱によって発生する。加うるに、レーザ放電々流
密度の変動によるキャビティ内のプラズマ騒乱、劣化パ
スの配線による部分ノイズの如き、共振長さに直接関係
のない他の厄介な周波数変動の源がある。最後に、後方
もしくは反転反射の問題がある。

レーザ出力の周波数回遊を少くする為に種々な方法が提
案されている。従来１代表的なものは、耐衝げき性のテ
ーブル上に支持されて実験室条件え強力に制御された状
態で運転されていた。通常、周囲から及ぼされる変動、
音、電流変動、特に熱変動の源を可能７ｔｃかぎり全て
除去する為に隔離配置された。この方法では長短期の著
るしいレーザ安定性を得ることができるが、多くのレー
ザ用途には実用できない精密な実験室レベルの準備を要
する欠点があった。

レーザの安定性を得る為の一般の方法は、レーザビーム
の小部分を基準キャビティ又は吸収セルに向け、フィー
ドバックザーボ装置を用い、最適な伝送又は吸収に対応
して夫々レーザ共振キャビティの光路長を積極的に調整
することである。

他の一般の方法では、″フィードバックッーボ装置によ
って、レーザ共線キャビティの光路長、即ち共振周波数
を、同期検出手段によりレーザ放射出力から引出される
正しい信号に応答して調整する。例えば、米国特許第３
（ｉ４Ｑ９３０号の方法におけるように、出力光強度の
変調を作るように交番磁界をレーザに加える。変調され
た光ビームの変動は、同期検出手段により、最初に変調
を導入した印加磁界の対応する変動と比較され、その出
力信号が、レーザキャビティのミラーの一方の位置を制
御する圧電水子に加えられる。

この穐の同期検出装置には加えられる変調信号の周期よ
り短い時間に起る周波数回遊を制御することができない
という固有の重要な欠点がある。しかし、装置内の他の
遅れ、特にレーザの共振光路長を調整する為の変換器に
固有の時間遅れが対応して小さくならないならば、高周
波印加変調の利点が失われる。

更に、この方法で得られる最大の安定性は商業ベース上
のコスト制限により定まる。

実用的な安定化方法において見過すことのできない周波
数シフトの他の源は、レーザ自身の光のキャビティ向見
の反射（偏光）又は散乱、（以後、後方反射と呼ばれる
：！ｊ（、象）である。この後方反射された光は、レー
ザの動作周波数を、レーザキャビティ内え再入射した光
の大きさと位相に従う＋Ｎだ目シフトさせる。レーザビ
ームのパス中になろ１勿（４，゛によってもたらされる
このよりな後方反射はこの物体を光学的に絶縁すること
に」゛り抑制することができろ。ｔ２かＩ７、問題は、
先ず、後方反射の有無を検出すること及び後方反射の原
因となる特殊な物体を突き１１−める困姉さにある。

種々なレーザは、４）数の同時の発振周波数といった初
数の同時に機能すｌ）放射モードな含む放射出力を不し
ている。これらの異ったモードは１もしくはそれ以」二
の内部形態（Ｉｎｔｅｒｍｏｄａｌ　）　　ビート周波
数の干渉によって発生する。本明４ｔｉ省で用いられる
用藺である内部形態ビート周波数は、２もしくはそれ以
上のレーザ放射モードの混合又はヘデロダイニングに基
く周波数である。基本的ｔ′、【光周波数は余りに高い
ので電子的には検１［１，処理することができないが、
内部形態ビート周波数は従来の電子要素や回路を用いて
検出、処理しうる範囲に低下する。

本発明の目的は、内部形態ビート周波数の位相特性を制
御に用いて、比較的安価でコンパクトな装置により極め
て高いレーザ周波数安定性を得ろことにある。本発明は
、この目的を達成する為に、内部形態ビート周波数の位
相の変化を検出し、該変化の関数としての電気信号を発
生せしめ、この信号を、レーザの基本的な放射周波数を
順次制御する１もしくはそれ以上のレーザキャビティパ
ラメータを制御する変換器（トランスデユーサ）に加え
る。

本発明の他の目的は、非常に高いサーボルーフ利得を得
る為、内部形態ビート周波数と基準周波数との間に極め
て強い位相ロック（ｌｏｃｌｃ）関係を持たせることに
ある。本発明の他の特長は位相ハンティングノイズを除
去する為に位相オフセットが導入されている点にある。

本発明の更に仙、の目的はレーザ光周波数の変動制御又
は同調を可能ｔｒらｌ〜めることにある。この目的の為
に、利用者が基準周波数の撰択、調整制御を行える構成
の手段を具えている。

本発明の更に他の目的は、後方反射の有無を検出し、そ
の源を突止める為の簡単に識別しうる手段を、安価、簡
単な方法で提供することにある。

本発明の方法及び装ｊＵは第１図に符号１０で示されて
いるレーザ及びこのレーザの光周波数を制御する為の電
気信号に応答する手段１１と共に用いられる。このレー
ザは内部形態ビート周波数を含む放射線出力を廟してい
る。

本発明が実施されるレーザの例を以下に説明する。ジ−
マンスプリットが近接キャビティモードの周波数差には
ｙ等しい様な大きさの横磁界中で動作するレーザ管ば、
数百キロヘルツの大きさの内部形態周波数差を持つ２つ
の直交的に分極された放射線を発生する。

同じような長さを有し零磁界中で動作する他のレーザ管
は３つの放射モードを示す。近接する放射モードは対に
なってビート周波数を発生し、このビート周波数は混合
して本発明で利用される内部形態ビート周波数を与える
第３の低いビート周波数を生む。以上の例は単ｔ【る例
示であって、本発明の範囲や本発明が実施されるレーザ
の種類を限定するものではない。

第１図において、１２．１３はレーザ発振器１０の両端
から放出されるレーザ放射出力を示している。本発明の
レーザ制御装置は放射線出力１２を受けて電気信号を発
生する放射線応答電気信号発生手段１４と上記電気信号
の位相変化を検出してその関数に従って変化する第２の
電気信号を発生する手段１６に大別される。電気信号発
生手段１４が出力する電気信号は上記ビート周波数の関
数である周波数ｆａを有し、以後、時々活性信号と言い
かえられる。手段１６は電気（Ｎ−Ｑ応答手段１１に接
続されている。ビート周波数に等しいか或いはビート周
波数に比例関係にある周波数ｆａの電気信号は、周知の
方法により、レーザ１０の後端の伝送端ミラー２１を通
過した放射線出力１２から引出される。手段１４は１／
４波プレート２３の光学軸に対して４５゜の角度をなす
伝送軸に向けられた直線ポラライザ２２．１／４波プレ
ート２３から出る放射線のビート信号を検出する為のホ
トトランジスタ２４及び増１］器２５からなる。手段１
６は放射線応答手段１４に接続され、入力３１に活性信
号を受けかつ入力３２に基準信号を受ける位相比較手段
３０を有し、手段１１゜１４及び３０の全ては周波数ｆ
ａの活性信号を周波数ｆａの基準信号に位相ロックする
ように接続されている。

デジタル集積回路侠累は低コストでかつ利用しやすいの
で本発明をデジタル回路で構成することが好ましく、こ
の為、本実施例では発生手段１４から出力される電気信
号をデジタル化する為のデジタル化手段２６を具えてい
る。この手段２６は増巾器２５から活性信月な受けて、
活性信号周波数に比例するか若しくは好゛ましくは等し
い周波数の２０シツク状態のデジタル信号を発生する。

この手段２６は比較増巾器で構成されることが好ましく
、その入力信号の大きさが設定値より大であると立上り
の鋭いパルスを発生する。勿論、活性信号を論理パルス
列に変える為にシュミットトリガの如き公知の回路を用
いてもよい。

本発明で用いる位相比較手段としては、いわゆるエツジ
制御位相比較器が好ましい。このような位相比較器の出
力は入力に到達した信号の前線で制御された状態を持つ
出力となる。この種の位相比較器はＦＭ復調器や周波数
シンセサイザ等で多用されている。この種の分野におけ
る位相比較器は、通常、同相の入力信号で動作′１〜る
。しかしながら、入力信号の前線が殆んど零に近い位相
差をもって殆んど同時に到来した場合には、内部カップ
リングにより位相引込み現象が発生する。つまり、一方
の信号が他方の似すの６７相を引込み。

その結果、イ☆相比軸器が最初に到来した前縁を職別す
ることができなくｌ、「る。この為、入力信号の位相差
がある小さｌ「範囲内ではソ０゜変化しても位相比較器
の出力信号が変化しｔ【い結果となる１２位相ロックザ
サーボープではこのような零位相不感帯が零位相ハンテ
ィングノイズとして知られている位相比較器の誤差を招
くことにブ：ｆる。少しの位相引込みは￥［容しうる場
合があり、ある種のサーボ分野では望すしい場合もある
が、本用途ではレーザ発振器の動作に固有の位相ノイズ
を相当に超える量の零位相ハンティングノイズとなる。

位相比較器３０がエツジ制御型である場合には半位相ハ
ンティングノイズを防ぐ為に、」―記位相ロックが、零
位相不感帯範囲を大巾に超える位相差を持つ活性信号３
１と基準信号３２の前縁に有効である。両前線の位相関
係は本装置が位相ロック状態にある場合、下記に述べる
方法で決定される。

制御装置のロック点が多点化することを防ぐ為に、活性
信号と基準信号がハーモニック関係にあるそれらの周波
数でロックされないようにすることが好祉しい。この目
的の為に、位相比較手段３０が実りｔ上無限の補促範凹
を１４つエツジ制御型の比較器を具えると有利であて）
。即ち、この比較器が位相ロックを与える入力周波数比
は非常に太きい。このような位相比Ｖ、器は米国特許第
３７１４．４６３号に示される如き広帯域のデジタルメ
モリ型のものである。

レーザ光周波数の周波数回遊に対する高速応答補正を経
済的費用で達成１−る為に、光周波数を制御する為の手
段１１は直接型電気−熱トランスデユーサで構成され、
このトランスデユーサはレーザ共振キャビティの壁３Ｔ
に固定された電気導体３６を有し、この導体３　Ｅ、の
熱膨張係数は該導体３６に流れる電流の関数としてレー
ザキャビティの光共振Ｊ７ｄ波数を変える作用をする。

導体３６はキャビティの共搗周波数を決定するキャビデ
ィのディメンジョンに実質上平行な導電路を与乏−ろよ
うに壁３７に固定することが好寸℃２い。本発明に好適
な直接トランスデユーサは米１−Ｅｉｌ　／ｌ’￥許出
願第７α３２４（１９７Ｑ　９月２７日出１１）で開示
され、このトランスデユーサは広域周波数回動に比較的
急速に応答する。このサーボルーズでは高い周波数し７
や断が許されるので高速応答時間が好斗しく、これによ
りサーボルーズの位相シフトが減少する。圧電ｌ・ラン
スデューサの如き他の高速トランスデユーサを用いても
よい。しかし高速トランスデユーサの多くは制限範囲以
上のレーザ周波数のみを制御することができるから、手
段１１は、艮期間又は短期間の周波数補正の為に光学路
長の大小の変化を別々にｉ＊＋Ｊ御する為、２も１−り
はそれ以上の制御要素を有している。

本発明により達成されろ超安定レーザは広い用途を有し
、ある場合には超安定単一周波・数基準を与える為に、
又あろ場合には同調可能な周波数範囲をｔヌえろ為に設
けられる。本発明では、レーザ光周波数は基準信号の周
波数で制御される周波数に安定化される。レーザに対し
て種々ｆ、仁分野で求められる呼水範囲を満足する為、
本制御装置は、基準信号を与えると共にオリ用者が基準
信号周波数の選択を制御しうろように構成された手段４
０を具、（ている。１／−ザ光周波数の安定化の為、基
準信号手段４０は水晶発振器４１を具え、これからの信
号は直接に位相比較器３０に供給されるか又分周器４２
によってとん降され基準周波数範囲を与ヌーろ。

第１図の実施例では、スイッチ手段４５〜４８が位置２
にある時に上記基準信号が得られろ。大きな複数の基準
信号は周知の周波数合成技術を月１いて水晶発振器４１
からイυろことができる。スイッチ手段４５〜４Ｔが位
置１、にある場合には分周Ｈ，ｖ　４２の出力は位相比
較器５０の入力に導かれ、その出力は低域フィルタ５１
を通して電圧制御発振器ＶＣＯ５２の入力に等かれる。

この■ＣＯの出力５３は分周器５４を通して位相比較に
ｘ−５０の第２の入力に４かれ、これによって位相ロッ
クループが形成される１、この方法では、）＆　？ｉハ
１．１号はＶＣＯ出力５３で弓えられ、これは分周器４
２と５４の分周比で定するので水晶発振；）沖の周波数
の極端な分数である。この合成された基準信号はス、イ
ツチ４５〜４８が位置１にある時に位相比較器３０にＪ
ｒ（Ｉえら１１．る、ある用途では外部基準周波数を与
えろことが好丹（７い場合があるので、スイッチ４５〜
４８が位置３にある場合に外部何月を受ける為の端子が
直接に位相比較器３０の入力に接続さγしる。

例えば極めて広範囲′な基準周波数に対してできるだけ
高い安定性を持たせたい場合には米国特許第３７３５２
（ｉ９号で述べらＩｔているロックランドプログラマブ
ル周波数シソセサイザの如き電源を用いることができる
。ある用途では、小範囲に亘ってレーザ光周波数をゆっ
くりと掃引させる場合がある。この為、基準信号手段４
０は基準信号周波数を連続して掃引することができる。

これは、スイッチ４５〜４８が位置４にある場合に達成
される。ＶＣＯ５２の出力５３は位相比較器３０の入力
に直接に結合されると共に外部制御電圧を受ける端子５
７に接続される。端子５７に可変電圧を加えることによ
って、基準信号周波数、即ちドプラ・ゲイン・プロフィ
ルにより与えられる制限範囲内の光周波数自身の掃引を
制御することができる。スイッチ４５〜４８が連動する
場合には手段４０によって、容易で簡単な基準周波数の
抗折と、一つの装置では不可能であるレーザ光周波数の
制御が可能になる。

レーザ周波数の超安定性を達成する為には、主ビーチ１
３のパス中の物体によりレーザのキャビティえ反射又は
散散したレーザ光の影響を考慮する必要がある。例えば
、１％の後方反射（放射）により数百キロヘルツ−５メ
ガヘルツもしくはそれ以上もレーザ動作周波数がシフト
する。高安定性を得る為には、後方反射源が同一化され
ることが不ｒＩＪ避である。

仮に、同一化されると、反射源は、Ｖ４波プレートメポ
ラライザ、又はファラデイアイソレータを用いることに
よって光学的に絶縁することができる。移動物体によっ
て反射もしくは放出された放射線が周波数シフトを受け
ることはドプラー効果としてよく知ら才ｔている。もし
、ビームのパス中にある物体が後方反射源である場合に
は、その物体にちょっとした移動を加えると、後方反射
にドプラーシフトが生じることになる。レーザのキャビ
ティ内では、レーザ放射出力とドプラシフトを受けた後
方反射放射とが干渉して後方反射ビート周波数が生じる
。本発明のレーザ制御装置では、放射応答電気信号発生
手段１４が、レーザ放射出力とドプラーシフトを受けた
後方反射放射の両者と動作的に関連して、上記ビート周
波数の関数としての周波数を持つ電気信号を発生イる。

もし、後方反射する物体に加えられた変位が非常にゆっ
くりしたものであれば、後方反射ビート周波数は可聴〜
副可聴範囲内となる。この時、手段１４は可聴〜副可聴
ビート周波数に等しい周波数の電気信号を発生する。父
上記物体の移動が速く上記ビート周波数が高い場合には
、手段１４は可聴〜副可聴範囲えスケールダウンされた
周波数の電気信号を発生する。本発明は、電気信号発生
手段１４に接続され、手段１４による電気信号が可聴〜
副可聴範囲内の複合周波数を持つ場合に人間が識別でき
る信号を発生するインディケータ手段を具えている。こ
のインディケータ手段は例えばヘッドホーン６０の如く
、電気信号周波数が人による識別可能な可聴範囲内にあ
る場合に可聴信号を与えるオーディオ変換器である。電
気信号周波数が副可聴範囲内にある時には、一般にはヘ
ッドホーン６０では識別できないので、可視的に分解し
うる範囲になる。この信号を検出する為、インディケー
タ手段は可視的に変化する信号を発生する電気ランプ６
１を具えている。

上記ビート信号は、十分に強い後方反射放射の為に、ス
イッチ６２が手段１４の出力え切換えられた場合にこの
出力に直接に検出される。しかし１通常は１、更にｖ９
な信号がレーザ自身が出す大きなノイズによつ【消され
る。このノイズの多くはレーザ光強度の大きな変動によ
るもので、電子装置の非常に小さなノイズと結合されて
いる。この為、本発明では位相比較器３０が発生する出
力信号を受ける為のインディケータ手段を持続する。そ
の出力信号は後方反射ビート信号の位相変化に従って変
化し、レーザの大きなノイズ変動には実質上影響されな
い。上記方法で接続されたインディケータ手段は後方反
射に対して非常に感度のよいインディケータを与える。

ヘッドホーン６０はスイッチ６２によって、ノイズの影
響が強力でない場合には手段１４に接続され、又より高
度が必要な場合には位相比較器３０の出力を受ける為に
接続される。

光放出ダイオード６３が位相比較手段３０の出力信号を
受ける為に接続され、後方反射ビート信号の有無を可視
的に表示する。表示ランプ６１と６３は夫々液算増中器
６４と６５により駆動される。

本発明の装置では、レーザの光周波数を変更する後方反
射の源が下記の非常にすぐれた方法で同一化される：レ
ーザの放射出力のパス中にある物体を移動させ；この放
射出力とドプラーシフトを受けた後方反射放射間のビー
ト周波数の関数としての周波数を持つ電気信号を発生さ
せ；該電気信号の周波数が人により識別可能な可聴〜副
可聴範囲にある場合に人が識別しうる信号を生せしめる
。

内部形態ビート周波数の位相変化を正確に代表するなめ
らかな信号を得る為に、位相比較手段３０には通常フィ
ルタ回路を持たせる必要がある。フィードバックルーズ
に９０°の位相おくれが本質的に導入されることは位相
ロックフィードバック装置の原理から周知のことである
。従って、附加ループの回路要素に利用できる単一利得
の位相遅れ裕度は９００に制限される。かくして、位相
補償進み回路網が位相比較器出力信号の簡単なフィルタ
作用でも位相遅れをループ内に導入することができる。

これは、手段１１が固有の位相遅れを有している場合に
特に当ては捷る。位相比較器の出力信号を実用的な電圧
に変換する場合に導入される遅れを最小化する為、位相
比較手段３０は位相のサンプル化保持回路７０と協動す
る。この回路７０はその出力に手段１４からの能動電気
信号と基準信号との位相等の関数である電気イＭ号を発
生する。標本化保持回路７０は実質上基準信号の各周期
に上記出力信号をｕｐｄａｔｅするべく構成されている
場合にはループに導入される位相遅れを最小にする。

本発明では果槓回路方式で実用上利用可能な複数の位相
比較器を利用することができる。

これらの比較器の代表的なものは第２図に符号７１で示
す如き出力段を有している。周波数差（ｆａ−ｆｒ）の
信号に従ってＰ−駆動回路７３もしくはｎ駆動回路のい
ずれか一方が比較手段３０の２つの入力信号の位相差に
従う期間附勢される。このＰ−駆動回路Ｔ３とｎ−駆動
回路７４は第２図においては金属酸化半導体電界効果型
ト・ランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）装置として示されてい
る。位相比較手段３０の出力段Ｔ１にはプルダウントラ
ンジスタ７５が接続されている。基準信号周波数ｆｒよ
り全ての能動信号周波数が低い場合には、ｎ−駆ｔ’＋
　ｌ＋ｉ路だけが附勢される為に出力（ｇ号は論理イ＋
ｋ　Ｏのデジタル信号となる。基準周波数ｆｒより何月
周波数ｆ＆が大きい場合にはＰ−駆動回路が附勢されて
、入力信号の位相差に比例する期間、出力を論理値１に
上昇せしめる。位相比較手段３０の出力に現われる信号
はその入力に加わる２つの信号の位相差に依存捷たは代
表する正に向くデユーティサイクルを持つデジタル信号
である。このような位相比較器を本発明に用いた場合、
そのデジタル出力信号は、手段１１に加えられる電気信
号を発生する下記のサンプル化保持回路に供給される中
間信号となる。サンプル化保持回路はこの中間デジタル
信号の各周期毎に該信号のデユーティサイクルの変化に
比例して上記電気信号を極めて高速の応答が達成される
ように更新する。

このような周期的な更新を与えるサンプル化保持回路の
実施例と第２図に示す。この回路はサンプリング期間即
ち本発明では実質上前述のデユーティサイクルの間充電
されるコンデンサ７７を具えている。インバータＴ８の
入力容量と抵抗器Ｔ９は遅延手段として協働し、サンプ
ル化保持回路の入力として点すに加えられる信号を遅ら
せる遅延された何月をインバータＴ８の入力として供給
する。遅延期間は抵抗器７９の抵抗値で定まる。インバ
ータ７８の出力と点すにノアゲート８０が接続され、こ
れは点すに加わる入力信号と変換された遅延入力信号と
を入力として受ける。

ノアゲート８０の出力は例えばアナログスイッチによっ
て構成される制御スイッチ手段８２に結合され、このス
イッチの開閉を制御する。

コンデンサ７Ｔの両端に現われる電圧を検出する手段が
コンデンサ８３と、トランジスタ８４を含むコレクタ接
地のトランジスタ回路を具え、このトランジスタのベー
ス及びコレクタがコンデンサ７Ｔの両端に接続されてい
る。トランジスタ８４のエミッタはプルアップ抵抗器８
６を介してバイアス電位（＋■）に結合されている。エ
ミッタは、又、ダイオード８７を介して貯蔵コンデンサ
８３に結合されており、スイッチ手段８２が閉路される
とコンデンサ８３に直接結合される。スイッチ手段８２
が閉路されるとコンデンサ８３両端の・電位がプルアッ
プ抵抗器８６で定−止る割合でコンデンサ７７の両端電
位へ向けて変ｖｈする。

この場合、コンデンサ７７の両端に現われる電位はノア
ゲート８０の出力信号により制御される期間の間Ｗ’ｒ
蔵コンデンザ８３に転位する。コンデン−！１１７７は
制御スイッチ手段８８を閉じることにより大地に接続さ
れて放電する。インバータ８９の入力は直列抵抗器９１
と７９を介して入力　ｂに結合され、その出力はスイッ
チ手段８８に結合されてこれの開閉を制御する。インバ
ータ８９の入力容Ｐ、と抵抗器９１は協働して、抵抗器
９１の抵抗値で定まる期間だけ遅延されたイ＾′８な遅
らせる第２の遅延信号を送出する。下記に述べる如く、
この更なる遅延によりコンデンサ７７の放電力このコン
デンサの電圧が横用された後に開始されることを保証す
る。

制御スイッチ手段９２が閉路１゛るとコンデンサ７７が
充電々源に接続される。入力節点すはスイッチ手段９２
に接続されてその開閉を制御する。パルスが無い場合、
即ち、ｆａ（ｆｒである場合１節点すに加わる信号は論
理１になりスイッチ９２を閉じるのでダイオード８７が
導通し電源フォロワー１２０からの最大出力信号を与え
る。第２図の回路は位相比較器７１の出力とサンプル化
保持回路の入力すとの間に接続されたインバータ１２６
を具えている。

このインバータは点ａに加わるパルスの後縁を鋭くする
役目をし、サンプル化保持回路のスイッチ手段８２．８
８及び９２のゲート動作をより正確で面倒のないものに
する。

コンデンサ７７に供給される充電と流はその両端電圧を
決定し、装置が位相ロック条件下にある時のサンプル化
保持回路の電圧出力を決定する。かくして、手段１１が
ロックを維持するよう駆動されるレベルを決定すること
により、コンデンサ７７に供給される充電と流が位相ロ
ック条件下において位相比較器３０に入力される信号間
の位相オフセットな決定する。所定のロック位相オフセ
ットはサンプル化保持回路のデジタル信号入力のあるデ
ユーティサイクルで表わされる。一般に、周期のチで表
わされるデユーティサイクルは３６０°の対応する優に
等しい位相オフセットを代表する。かくして、例えば、
位相差が１８００で対応するデユーティサイクルが５０
％であるならば、コンデンサ７Ｔは半周期の間、電荷を
蓄積する。コンデンサ７７が基準周波数と独立した特定
のデユーティサイクルのパルスに対ｌ−で所定の電圧と
なる為に、スイッチ手段９２によりコンデンサ７７に接
続される充電と流源は基準信号の周波数に比例する充電
と流を供給するように構成される。このような充電と流
は基準周波数の掃引又はスイッチングを要求するレーザ
用途においてロック位相オフセットを一定に維持する場
合に特に望ましい。広く用いられている電圧制御発振器
は一定の電圧範囲内でコンデンサの充放電を制御する周
波数制御用電流を発生し、これにより発振周波数を比例
して制御する。本発明は、基準信号に接続され、上記の
ような周波数制御用電流を持つ電圧制御発振器を含む充
電々流手段；及び発振器に接続されその周波数制御用電
流に実質上比例する充電々流を与える手段とを具えてい
る。第１図の実施例ではＶＣＯ出力９６が、ＶＣＯ５２
内で発生した周波数制御用電流を受けるよう接続される
。

フィルタ５１は高周波ノイズが小さく低周波ハンティン
グ作用が最小である周波数制御用電流を確立する役目を
する。第３図はＶＣＯ５２に接続され周波数に比例する
充電と電流を与える低ノイズ回路を示している。ｖＣＯ
の電流を制御する抵抗器９７はダイオード９８を介して
接地される。抵抗器９７の出力端は）・ランジスタ９９
のベースに接続され、このトランジスタのエミッタは抵
抗器１００を介して接地されｔ（い。トランジスタ９９
のコレクタ１′Ｌ流は抵抗器１０とトランジスタダイオ
ード１０２の負荷抵抗結合の電圧降下を生ぜしめる。こ
の電圧降下の一部がポテンショメータのタップ１０４を
介してトランジスタ１０３のペースに（１１，給されろ
。トランジスタ１０３のエミッタは抵抗器１０６を介し
て正のバイアス電位（＋■）に接続される。トランジス
タ１０３のコレクタを源とイる出力ｌＬ流＆Ｊ、抵抗器
９７を流れるＶＣＯの周波数制御用′曲流の一次関数と
なイ）。

第３図の回路はその１」ｉ先部にクランプダイオード１
０７、ツェナーダイオード１０１１及び抵抗器１０９を
含むクランプ回路を貝えている。このクランプ回路はス
イッチ手段９２が閉路位置にある間、コンデンサｒ７の
端子間′重列−を最大重、川に設定する。ザンプルｆｌ
二ｉψ持回路は更にダイオード１１１ヲ有し、このダイ
オード＆’Ｊ、　ＶＣＯ５２の周波ｉ（（ｆｕ制御用′
市、流出力が周波数に正確に直線依存する場合に基・列
波数から独立した位相出力を確ソ！にイーる役目をする
。

一般に見られる代表的な僅か１ｆ非直線依存性はダイオ
ード１１１を除去しかつインバータ７８と８９を通して
導入される遅れを制御１゛ることによって相殺される。

第４図に、充電々流源を与える代替手段を示す。これは
抵抗器９７＆を介してｖＣＯの出力９６に接続されてお
り、一対の相補電流ミラー１１３と１１４ａ〜１１４ｂ
を標準的な形で具えている。これにより、周波数比例源
の電流が電流ミラー１１４のトランジスタ１１４ｂの多
数のコレクタに引出される。

トランジスタ１１４ｂの多数のコレクタとエミッタは利
用しうる電源電流を掛は合わせる作用をする。

第２図のサンプル化保持回路ではコンデンサ８３の端子
間電位はＭＯＳＦＥＴ　１２０と抵抗器１２１を具えろ
ＭＯ８ＦＥＴ電源フォロワーで検出される。これの後段
には、抵抗器１２２、インダクタ１２３及びコンデンサ
１２４からなる低域フィルタが、スイッチ手段８２．８
８及び９２の容用−性カツブリングから生じる高周波開
閉過渡現象を除去する為に設けられている。

第２図のサンプル化保持回路は下記の如く動作してその
メカのデユーティサイクル情報を非常になめらかな電圧
信号に変換ｌ−て出力しデジタル入力佃月の各パルス毎
に箱１圧出力信月を更新′１−る。点ａ　−ｅのパルス
波形を第５図にボす。この図では、波形ａとｅの遅れ及
び波形ｄのパルス中は明確化の為に誇大に示されている
。波形ａ　＆’２代表的な中間のデジタルパルス列を示
している。波形すはインバータ１２６を通過した俊の上
記パルス列を示している。スイッチ手段８２．８８及び
９２は夫々のデジタル制御信号が論理レベル１になると
ゲートされて閉略する。この結果、波形すの論理１によ
りスイッチ手段９２が閉路し、充電々流がこれを通過す
る。スイッチ手段９２が最初に閉じると、波形ｅが論理
１になり、充電々流が大地に流れる。波形ｅが論理１か
ら論理０に切替ると、スイッチ手段８３が開路しコンデ
ンサ７Ｔの充電が始する。波形すが論理１から論理０に
なイ）とコンデンサ７７の充電が終る。ノアゲート８０
は波形すとその遅延波形ａとが論理Ｏになった場合にの
み論理１を持つデジタル信号を送出する。がくｌ−て−
同時に、スイッチ手段９２が開路しコンデンサの充電が
終ると、ノアゲート８０からのパルスがスイッチ手段８
２を閉路し、それからコンデンサ７７の両端電位の変化
を生ぜｌ〜め前のパルスからコンデンサ８３の電圧が読
取られる結果となる。第２の遅延波形ｅによりスイッチ
手段８８が閉略しその結果コンデンサ７Ｔの放電が開始
される。コンデンサＴＩの放電と検出とが重ならないよ
うにする為に波形ｅが波形Ｃより若干遅れることが栖め
て大切である。この結果、コンデンサ７７は期間Ｔ１の
間、充１Ｆシ、ＴＩに続く期間Ｔ２の量検出され、′期
間Ｔ２より若干遅れた期間Ｔ３の間に放電する。実際に
は、波形ａとｅの遅れは極めて小さい。パルスの繰返し
割合が５００キロへ、ルッである場合には、読取り期間
Ｔ２は０１マイクロ秒が適当である。サンプル化保持回
路にダイオード１１１が設けられろ場合には、コンデン
サＴ７は期間Ｔ１′の開光１しシ、波形ｅは、スイッチ
手段９２の閉路と同時にスイッチ手段８８が開路するよ
うに進むことになる。かくして第２図のサンプル化保持
回路は常に過渡フィルタ以外の動作周波数での位相遅れ
を無視しうる高周波スイッチングフィルタ作用が無い場
合の入力デジタル何月の各周期毎に、１度、出力電圧信
号を更新する。

第６図の波形は第２図のサンプル化保持回路の動作を示
している。波形（−）はサンプル化保持回路のデジタル
４６号印加点ａを、又波形（ｂ）はサンプル化保持回路
の対応ｊろ電圧出力を表わす。波形（ａ）の左部分は、
能動信号周波数ｆａが基準何月周波数ｆｒより大きい固
定値を有しその結果位相差が一定の割合で大きくなる場
合の位相比較器３０の出力を示している。波形（ｂ）の
電圧レベルは波形（−）の最先期間の負方向デューテイ
ザイクルを衣わす。これらの波形の期間は時間軸上に示
されている。

波形（−）の右方部分は入力信号周波数ｆａが基準周波
数より小さい場合を示している。こ＼では波形（−）は
論理りの状態を続ける。サンプル化保持回路の応答性は
コンデンサ７７が一定の割合で充電する如きものである
。第３図の回路が充電々流を供給するとコンデンサ７７
はダイオード１０７と１０８　　で定まるレベルまで充
電する。コンデンサ８３はダイオード８７とトランジス
タ８４の作用により同じようなレベルまで充電する。波
形（ｂ）の右方部分はコンデンサ８３の両端電位がｆ　
ａ）　ｆ　ｒの位相関係を表わす中間レベルからｆ　ａ
（ｆ　ｒの位相関係を表わす制限レベルまで上昇する場
合のサンプル化保持回路の出力電圧を示している。

制御信号を基準信号により強くロックし、レーザ光周波
数の周波数回遊を更に制限する為、サンプル化保持回路
７０からの信号が手段１１に加えられる前にこれを受け
て増ｄ〕する増「１〕器１３０が接続される。このトラ
ンジスタ１３０が下記の３つの領域からなるトランスフ
ァ特性を有していればより多くの利点が得られる。即ち
、増巾器用力信号が実質上数域レベルにある第１領域、
増［１〕器出力信号が増１］器入力信号に比例して変化
する第２領域、増巾器用力信号が実質上その最高レベル
にある第３領域例えば、このよりなｌ・ランスファ機能
はトランジスタ増１１器によって＋Ｍ　（Ｉｌｌされ、
その場合、第１及び第３領域はトランジスタの飽和及び
カットオフ（Ｆ＜ｉに対応し、第２領域は通常のトラン
ジスタ動作領域に対応する。

増巾器１３０は手段１４からの信号が基準信号にロック
される場合に第２領域で動作するようバイアスされ、増
「１］器が第２領域で動作する増巾容入力信号の範囲を
　定する増［［」器動作バイアス帥囲は比較的小さくな
るよう選ばれる。位相比較器３０の入力何月は増巾器バ
イアス範囲で定寸る臨界側以上の位相差を持つ場合には
、増巾器１３０の出力は、位相差に従って、第１の、低
電、圧領埴か或いは第３の高電圧領域のいずれか一方と
なる。この場合。

位相差が臨界値より大きいと手段゛１１が光学路長が最
大限に拡大する方向又は光学路長が最大限に減少する方
向のいずれか一方に駆動される。第１図に示される直接
型電気−熱変換器３６の場合には、位相差が増巾器バイ
アス範囲で定まる臨界範囲を超えると、共振キャビティ
の壁３７が波長又は収縮の極限に向って駆動される。こ
の装置が高速ロックを与えることは明らかである。増巾
器１３０はループ第１」得及び動作位相範囲の大きさを
変える為の可調整抵抗性フィードバックループ１３１を
具え、又手段１１がもたらす位相遅れを補償する為の位
相進みを供給するよう構成される。

スイッチ１３２はロック−スロープスイッチであって、
キャビディ長さを安定動作側え駆動する為手段１１に加
わる信号の位相を反転する。

第７図に、能１ｉＪＪ侶号周波数ｆａが基準周波数より
大であって、周波数がロックが要求される唸で漸次減す
いする場合のレーザ制御装置の動作を示す。波形（ｌＬ
）は、プルアップ抵抗８６が極めて低く＼その結果コン
デンサ８３゜７７の電位を均等化する性質のプルアップ
電流が椿めて高い場合のザンプル化保持回路の理想的な
出力電圧を示している。ザンプル化保持回路の出力電圧
が増ｒｌＪ器バイアス範囲を超えると増［１］器は最大
出力又はカットオフへ駆動される。波形（ｂ）はレーザ
キャビティの光学路長を拡大又は収縮させる為の手段１
１に加えられる増巾器出力′…１圧を示１−でいる。波
形（ｃ）は非常に高いプルアップ抵抗８６が反対の極限
即ち低プルアップ割合である場合のザンプル化保持回路
の出力電圧を衣わしている。

高いプルアップ抵抗はロック位相オフセットが抗折され
る範囲を増大させ又ロック確保時間を減少させる。波形
（ｄ）は波形（ｃ）に対応する増巾器１３０の出力を表
わす。

本発明が図示の如く横ジ−マンレーザに実施される場合
、出力ビームは若干異シ）周波数ν１１、ν。を持って
２つの直交的に分極した成分を持つ。本発明により達成
される非常に大きな安定性を示す単一周波数成分を慣す
る為、一方の成分は直線ポラライザで除去される。

他の成分の強さは特定のレーザキャビティと、ミラー軸
間の関係角度、印加磁界の方向に依存する大きさを持つ
内部形態ビート周波数で少し変調される。しかし、オプ
テイマルな角度関係の為この変調は最小である。この結
果、本発明を横型ジ−マンレーザに実施する場合、レー
ザキャビティを該キャビティの縦軸の周り及び印加磁界
の周りに相対回転させる手段を設けることが望しい。こ
の相対回転は回転可能な支持手段によってレーザキャビ
ティを回転させるか或いは磁束ステアリングコイル等の
手段により磁界を回転させることによって実現すること
ができる。

第８図に本発明の応用例を示す。こ＼では本発明が、レ
ーザ１５１と１５２の動作周波数を、互いに関連して所
定のオフセット周波数を発生するように位相ロックする
為に用いられている。レーザ１５１は一定周波数の光出
力を持つと考えられる基準レーザと考えられる。

レーザ１５２は本発明で述べた場合の如くその周波数が
制御されることを意味する能動レーザと考えられる。レ
ーザ１５１の光出力１５３とレーザ１５２の光出力１５
４はビームスプリッタ１５５，１５６の手段によって混
合され、結合された光出力１５７は所望のビート周波数
を含み光検出手段１４ａに送られる。手段１４ａの出力
は、先に述べた位相比較器３０の一つの入力に結合され
る出力１５９を持つとん陣容１５８に加えられる。この
為、第１図の位相比較器３０のメカは位相反転スイッチ
１３５．１３４を介して、とん陣容１５８の出力１５９
を接続する為の端子１３３に接続される。この装置では
、第１図のレーザ１０は第８図の能動レーザ１５１とな
り、その光周波数が位相検出器基準周波数のとん降係数
倍に等しい量だけ基準レーザの光周波数からオフセット
されるように動作する。発生した光周波数が基準周波数
の−Ｆになるか下になるかは位相反転スイッチ１３５の
位置に左右される。本装置は能動レーザが連続波固体レ
ーザ又は第１図のシステムの外にある他のレーザであっ
ても、これらのレーザの為の制御信号を提供するのに同
じように利用することができる。しかし、この種のレー
ザは出力光周波数え制御する為の変換器を必要とする。

この場合、この変換器は、例えば増「１コ器６５の出力
により、ヘッドホーン出力で容易に利用可能に駆動する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるレーザ制御装置の実施例のブロッ
ク図、第２図は上記実施例におけるザンプル化保持回路
の回路図、第３図は第２図の回路に用いるコンデンザ充
電々流を与える為の手段の回路図、第４図は第３図の手
段の他の例の回路図、第５図（、）〜（ｅ）は第２図の
各部の波形図、２８６図（ａ）〜（ｂ）は上記サンプリ
ング化保持回路の入力波形とこれに対応する出力波形を
夫々示す図、第７図（、）〜（ｄ）はロック動作時の動
作を説明する為のタイムチャート、波形（ａ）はサンプ
リング化保持回路のサンプリングコンデンサの出力、波
形（ｂ）は光周波数を制御する手段に加えられる波形、
波形（ｃ）はプルアップ率が減少した時の」−記コンデ
ンサの出力、波形（ｄ）は」１配光周波数を制御する手
段に加わる波形、第８図は本発明の他の実施例のブロッ
ク図である。 １０．１５１．１５２　・・・レーザ。 １１・・・ｔ（’ｉ気倍信号応答する手段、１４・・・
放射応答筒１気化＋−！発生手段、１６・・・位相変化
を検出し第２の１１１−気（ｒｆ−’３を発生する手段
、 ３０・・・位相比較手段、 ４０・・・基準４８号発生手段、 ７０・・・ザンプル化保持回路。 代理人　弁理士　桑　　　原　　　英　　　明（４゛心

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 内部形態ビート周波数を含む放射出力を持つレーザ及び
   該レーザが発生する光周波数を制御する為の電気信号応
   答手段と共に用いられる装置であって、」１記放射と４
   １υ作的に関連して上記ビート周波数の関数である周波
   数を持って電気信号乞発生する放射応答′屯気仙刊発生
   手段、及び上記信号の位相の変化を検出し、その関数と
   して変化する第２の電気信月を発生して上記電気信号応
   答手段に結合する手段を具えていることを特徴とするレ
   ーザ制御装置。