DE3207786A1

DE3207786A1 - "elektronische anordnung zum erzeugen eines amplituden- und phasenmodulierten traegersignals"

Info

Publication number: DE3207786A1
Application number: DE19823207786
Authority: DE
Inventors: Johannes Otto 5621 Eindhoven Voorman
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1981-03-09
Filing date: 1982-03-04
Publication date: 1982-11-04
Also published as: GB2095492B; JPS57159156A; FR2501441A1; DE3207786C2; CA1188758A; JPS6348464B2; IT8220004A0; GB2095492A; US4485357A; FR2501441B1; IT1198356B; NL8101109A

Description

Ii.V. Philips'Gloeilampenfabrieken PHN 9972

Elektronische Anordnung zum Erzeugen eines amplituden- und phasenmodulierten Trägersignals

Die Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Anordnung zum Erzeugen eines amplituden- und phasenmodulierten Trägersignals.

Zur Funkübertragung werden amplituden- und phasenmodulierte Trägersignale in vielen Arten verwendet, wie Einseitenbandsignale, sogenannte "Offset Quadrature Phase Shift Keying"-Signale, abgekürzt als OQPSK-Signale, usw.

Der wichtigste Vorteil auf diese Weise modulierter Signale gegenüber ausschließlich amplituden-, phasen- oder frequenzmodulierten Signalen liegt in der Tatsache, daß die Bandbreite, die zur Übertragung derselben Informationsmenge bei amplituden- und phasenmodulierten Signalen erforderlich

ist, kleiner ist als für nur amplituden-, phasen- oder frequenzmodulierte Signale. So weist ein durch ein Informationssignal amplituden- und phasenmoduliertes Trägersignal wie ein Einseitenbandsignal bzw. ein 4-phasenmoduliertes Signal mit beschränkter Bandbreite oder ein

OQPSK-moduliertes Signal die halbe Bandbreite eines durch dasselbe Informationssignal amplitudenmodulierten Trägersignals wie eines Doppelseitenbandsignals bzw. eine kleinere Bandbreite auf als ein durch dasselbe Informationssignal 4-phasenmoduliertes Trägersignal ohne Bandbeschränkung, wie ein sogenanntes "Fast Frequenzy shift Keying"-Signal (FFSK) oder ein sogenanntes "Minimum Shift Keying»-Signal (MSK).

In bestehenden Systemen wird oft ausschließlich mit Phasen-

bzw. Frequenzmodulation gearbeitet, weil die Verzerrung

\J Δ. \-> I I \J

V „ W . * , b U k · · β»

"*" PHN 9972

nicht linearer, wirtschaftlicher Leistungsverstärker dann ausschliesslich um das Vielfache der Trägerfrequenz zu liegen kommt. Diese kann hinterher auf einfache Weise ausgefiltert werden. Gibt es jedoch auch Amplituden— modulation, so entstehen auch Verzerrungen in dem Informa tionsband. Ein niedriger Verzerrungspegel wird dann mit Hilfe äussers linearer Verstärker verwirklich. Diese Verstärker sind teuer und weisen einen geringen Wirkungsgrad auf.

. Die Erfindung hat nun z.ur Aufgabe, eine elektronische Schaltungsanordnung für ein amplituden- und phasenmoduliertes Signal zu verwirklichen, die entsprechend einem neuen Konzept unter Beibehaltung des schmalbandigen Charakters den genannten Nachteilen weitgehend begegnet und die es ausserdem ermöglicht, die Modulation auf einem niedrigen Signalpegel mit Hilfe integrierter Schaltungen zu verwirklichen und daraus auf'äusserst einfache und wirtschaftliche Weise ein Hochleistungsausgangssignal zu verwirklichen.

Die elektronische Anordnung zum Erzeugen eines amplituden- und phasenmodulierten Trägersignals weist nach, der Erfindung dazu das Kennzeichen auf, dass die Anordnung eine mit zwei Eingängen zum Zuführen zweier Modulationssignale versehene Phasenmodulationsstufe auf — weist, die aus den ModulationsSignalen zwei unterschiedliche phasenmodulierte Signale mit derselben Trägerfrequenz und nahezu derselben Amplitude erzeugt, die einer Ausgangsstufe zugeführt werden, die durch Ueberlagerung der phasenmodulierten Signale ein in Abhängigkeit von dem Phasenunterschied der phasenmodulierten Signale in der Amplitude und in Abhängigkeit von der Phasensumme der phasenmodulierten Signale in Phase moduliertes Trägersignal erzeugt.

Die Verwendung zweier Hilfssignale in Form ausschliesslich phasenmodulierter Signale bietet den Vorteil, dass die Verwendung einer nicht linearen Verstärkung für jedes der phasenmodulierten Signale möglich ist. Dies wegen der Tatsache, dass die Information in den Null-

Y PHN 9972

durchgängen des Signals liegt, wobei die Lage durch nicht lineare Verstärkung nicht beeinträchtigt wird, so dass bei Verstärkung ein sehr hoher Wirkungsgrad erhalten werden kann. ¥eiterhin bietet es den Vorteil, dass zum TJnterdrücken der bei der Verstärkung erzeugten Signale höherer Ordnung nur ein einfaches Tiefpassfilter notwendig ist. Ausserdem können Hilfssignale mit diskreten Werten. verwendet werden, wodurch der elektronische Kreis zum grossen Teil in integrierter Form verwirklicht werden kann.

Die Verwendung nahrzu gleicher Amplituden für die phasenmodulierten Signale bietet den Vorteil einer grossen Einfachkeit für die phasenmodulierten Signale selbst sowie für die Apparatur zum Erzeugen dieser Signale und zum Zusammenstellen dieser Signale zu dem amplituden- und phasenmodulierten Signal.

Die Tatsache, dass durch Addition bzw. Subtraktion dieser Hilfssignale mit diskreten Werten mit Ausnahme einer Tiefpassfilterwirkung das in der Amplituden und in der Phase modulierte Signal erhalten wird, macht es zusammen mit der Anwendung nicht linearer Verstärkung ausserdem möglich, eine äusserst einfacht Leistungsendstufe zu realisieren.

Nach einem weiteren Kennzeichen ist vorgesehen, dass die Phasenmodulationsstufe ein erstes Modulations— signal X₁(t) und das zweite Modulationssignal x_p(t) in zwei phasenmodulierte Signale Z.. (t) = a cos(üJ t + ^(t)) und Z (t) = a cos (tu t + X (t)) umwandelt, wobei die Phase ψ (t) des ersten phasenmodulierten Signals Z..(t) dem Wert Lj> (t) + θ arccos (r(t)/2a) + m.. ZTC ) entspricht und wobei die Phase p£ (t) des zweiten phasenmodulierten Signals Z (t) dem Wert LP (t) - O arccos (r(t)/2a)

1- Ά '

+ η . 2 ~!ζ + JL entspricht, wobei 7£ = + 1 bei Addition von Z (t) + Z (t) zu S(t) und ^ = -1 bei Subtraktion von Z (t) von Z.. (t) zu S'(t) und wobei die Modula- ^⁵ tionssignale χ (t) und χ (t) die Koordinaten eines Vektors in einem Koordinatensystem darstellen, welcher

Vektor in einem Polarkoordinatensystem transformiert durch die Grossen r(t) und ψ (t) dargestellt wird mit θ = j+ 1 , wobei m und η ganze Zahlen sind und das amplituden- und phasenmodulierte Signal S(t) bzw. S'(t) durch r(t) cos ( OJ t + ^(t)) dargestellt wird.

Kennzeichen zusammen mit den Vorteilen der Erfindung werden anhand der in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert, wobei entsprechende Elemente mit demselben Bezugszeichen bezeichnet sind. Es zeigen

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer elektronischen Anordnung nach der Erfindung,

Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel der Phasenmodulationsstufe des in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbildes,

Fig. 3 ein anderes Ausfuhrungsbeispiel der

Phasenmodulationsstufe des in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbildes mit dynamischer Modulatoranpassung,

Fig. h ein Ausführungsbeispiel der Ausgangsstufe des in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbildes für analoge Signale,

Fig. 5^- ein Diagramm, in dem das amplituden- und phasenmodulierte Ausgangssignal des in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbildes als Dreipegelsignal dargestellt wird,

Fig. yo ein Diagramm, dass das Frequenzspektrum des in Fig. 5a- dargestellten Signals zeigt,

Fig. 5c ein Diagramm des nach Filterung durch ein Tiefpassfilter erhaltenen in Fig. 5a dargestellten Signals ,

Fig. 5<i ein Diagramm des Frequenzspektrums des in Fig. 5c dargestellten Signals,

Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel der Ausgangsstufe des Blockschaltbildes aus Fig. 1 mit Hilfe einer Spannungsquelle geeignet zum Erzeugen des in Fig. 5a dargestellten Signals,

Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel der Ausgangsstufe des Blockschaltbildes nach Fig. 1, das zu dem in Fig. 6 dargestellten Ausführungsbeispiel dual ist, Fig. 8 ein anderes Ausführungsbeispiel der Ausgangsstufe des Blockschaltbildes nach Fig. 1, das mit Hilfe von Stromquellen zum Erzeugen des in Fig. 5a- dargestellten Signals geeignet ist,

Fig. 9a bis 9i eine Anzahl Diagramme von Signalen, die in den in den Fig. 10 und 11 dargestellten Ausführungsbeispielen auftreten können.

Fig. 10 ein anderes Ausführungsbeispiel der Phasenmodulationsstufe des in Fig. 1 dargestellten Blockschaltbildes, geeignet für Signale mit einem hart be— grenzten Pegel.

Fig. 11 ein anderes Ausführungsbeiapiel des Signalwandlers des in Fig. 10 dargestellten Ausführungsbeispiels.

Fig. 12 ein anderes Ausführungsbeispiel des Phasenmodulators und des Trägergenerators des in Fig. dargestellten Ausführungsbeispiels, Fig. 13 ein Diagramm der Charakteristik der

Phasenfaltanordnung des in Fig. 10 dargestellten Ausführungsbeispiels.

Das in Fig. 1 dargestellte Blockschaltbild einer elektronischen Anordnung nach der Erfindung enthält eine Phasenmodulationsstufe 1 und eine daran angeschlossene Ausgangsstufe 2 zum Erzeugen eines amplituden- und phasenmodulierten Ausgangssignals.
35

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Dazu wird einem ersten Eingang 3 der Phasenmodulationsstufe ein erstes Modulationssignal χ (t) und einem zweiten Eingang h der Modulationsstufe 1 ein zweites Modulationssignal x„(t) zugeführt. In der Modulationsstufe 1 werden mit Hilfe der Modulationssignale auch noch näher zu beschreibende Art und Weise zwei phasenmodulierte Signale Z (t) = a cos (tO_Qt + if (t)) (1) und Z₂(t) = b cos ( U) ΐ + X (t)) (2) mit derselben Trägerfrequenz- erzeugt. Die Amplitude dieser phasenmodulierten Signale sind dennoch verschieden gewählt worden um einen der Vorteile der erfindungsgemässen Anordnung zu erläutern. Diese phasenmodulierten Signale werden über die Ausgänge 5 und 6 der Modulationsstufe 1 der Ausgangsstufe 2 zugeführt. Diese Ausgangsstufe enthält eine erste SummieranOrdnung 7> die die phasenmodulierten Signale Z₁(t) und Z_(t) durch Addition oder Subtraktion überlagern. Das auf diese Weise erhaltene Summensignal S(t) = Z₁(t) + T) Z„(t) mit 7i = i 1 wird einer Ausgangklemme 8 zugeführt. Dieses Summensignal S(t) ist ein amplituden- und phasenmoduliertes Signal mit derselben Trägerfrequenz wie die phasenmoduli^rten Signale und wird durch die folgende Formel dargestellt :

S(t) = r(t) cos (UJ_ot + (f (t)) (3)

Aus dem durch Addition bzw. Subtraktion erhaltenen Signal S'(t) = Z₁Ct) +_ Z₂(t) folgt, dass

= ?(t) ₊ 9 arctanWifi^^ - θ arctan

r^(t)-(a-b)'

X (t) = (f{t) - 9 arctan W \ - 9 arctan

V r (t)-(a-b)

V r²(t)-(a-b)²

Jf 1S PHN 9972

wobei ^ = +1 für S(t) = Z^t) und Z₂(t) und ^= -1 für S'(t) = Z (t) - Z (t) und wobei θ = _+ 1 ein Freiheitsgrad ist und daher frei gewählt werden darf, (-i) = Vorzeichen von r(t) ist und k und 1 ganze Zahlen sind. Die Aus drücke (4) und (5) sind sehr komplex.

Dadurch, dass nach einer Massnahme nach der Erfindung die Amplituden der phasenmodulierten Signale Z₁(t) und Z_p(t) einander entsprechend gewählt werden, beispielsweise gleich \ 1)_ = +1 und r(t) ^ O, lassen sich die Ausdrücke (4) und (5) vereinfachen zu

ψ (t) =V^?(t) + θ arccos (r(t)/2a) + m2 7Γ (6)

X (t) =⁽f(t) - θ arccos (r(t)/2a) + n2 X (7)

worin m und η ganze Zahlen sind.

Aehnliche Ausdrücke lassen sich ebenfalls für

^= -1 ableiten. In der nachfolgenden Beschreibung wird diese Möglichkeit weiter ausgearbeitet, aber sie kann von jedem Fachmann auf identische Weise wie für TJ. — +1 auf einfache Weise bewirkt werden.

Aus dem obenstehenden folgt, dass ein amplituden— und phasenmoduliertes Trägersignal mit einer bestimmten Trägerfrequenz in einer sehr einfachen elektronischen Anordnung durch Ueberlagerung zweier phasenmodulierter Trägersignale mit derselben Amplitude und Trägerfrequenz erhalten werden kann. Eine Subtraktion des Ausdrucks (7) von dem Ausdruck (6) ergibt, dass die Amplitudenmodulation des amplituden- und phasenmodulierten Trägersignals eine Funktion des relativen Phasenunterschieds ( ψ (t) - ~)£ (t)) der phasenmodulierten Signale ist. Eine Addition des Ausdrucks (7) zu dem Ausdruck (6) ergibt, dass die Phasenmodulation des amplituden- und phasenmodulierten Trägersignals eine Funktion der Summe der Phasen ( ψ (t) + X (*)) der phasenmodulierten Signale ist.

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In Fig. 2 ist ein Ausführungsbeispiel dargestellt, wodurch die Erzeugung der phasenmodulierten Signale Z₁(t) und Zp(t) mit Hilfe der Modulationssignale x-(t) und X₂(t) näher erläutert wird.

Als Modulationssignal wird für das Signal x.(t) ein Signal r(t) gewählt und für das Signal X£(t) ein Signal ^f(t), wobei r(t) und ψ(t) die Koordinaten eines Vektors in einem Polkoordinatensystem darstellen. Die Phasenmodulationsstufe 1 weist einen Signalwandler 1-1 und einen Phasenmodulator 1-2 auf. Das Modulationssignal r(t) wird über die Eingangsklemme 3 einem Arccosinus-Generator 9 des Signalwandlers 1-1 zugeführt zum Bilden eines Ausgangssignals 0/2 + Θ· arccos r(t). Ein derartiger Generator zum Erzeugen von aresin r(t) ist beispielsweise aus dem Buch "Electronic Analog and Hybrid Computers" von G.A. Korn und T.M. Korn, und zwar aus den Fig. 8-29 (b), bekannt arccos r(t) wird daraus dadurch erhalten, daß /2 dazu addiert wird. Das Ausgangssignal des Generators 9 und das Signal TT (t) werden beide einer zweiten Summieranordnung ur>d einer dritten Suinmieranordnung 12 zugeführt zum Ermitteln des Summensignals ^p (t) in der zweiten Summieranordnung 11:

lf(t) = <p(t) + Θ arccos (r(t))

und zum Ermitteln des Differenzsignals *^C(t) in der dritten Summieranordnung 12:

V(_{t) =}tp(t) - β arccos (r(t)).

Die Ausgangssignale des Signalwandlers 1-1 werden dem Phasenmodulator 1-2 zugeführt. Insbesondere wird das Ausgangssignal der Summieranordnung 11 bzw. 12 einem Phasenmodulator 13 bzw. 14 zugeführt, an welche Phasen-

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JjT " * PHN 9972

modulatoren ein Trägergenerator 15 angeschlossen ist zum Bilden der phasenmodulierten Signale Z₁(t) und Z₂(t). Die Phasenmodulatoren 13 und 14 zusammen können beispielsweise einen Quadraturmodulator bilden, der seine Ausgangssignale an den Ausgangsklemmen 5 und 6 abgibt. Bisher wurde von einem Modulationssignal ausgegangen, das die Vektorkomponenten eines Vektors in einem polaren Koordinatensystem bildet. Wenn die Modulationssignale X₁(t) und x₂(t) ^Li e Signalkomponenten eines Signalvektors in einem karthesisehen Koordinatensystem ausgedrückt sind, ist zwischen den Singangsklemmen 3 und 4 und den Eingängen des Generators 9 und der Anordnung 12 ein nicht dargestellter Koordinatenwandler notwendig, der auf bekannte Weise einerseits die Modulationsumhüllende r(t) = \J χ ₁ (t) + χ ₂(t) der Modulationssignale bestimmt und diese Umhüllende dem Arccosinus-Generator zuführt und andererseits das Argument ψ (t) = arctg (X₂Ct)Zx₁Ct)) bestimmt und dieses der Anordnung 10 zuführt.

Ein Beispiel eines von dem elektronischen Schaltungskreis zu erzeugenden amplituden- und phasenmodulierten Trägersignals ist ein Einseitenbandsignal.

Ein derartiges Signal läßt sich wie folgt darstellen:

Re (a(t) + j £(t)) e^aU)o^t (8)

worin e^J ο das Trägersignal darstellt und a(t) das Basis bandsignal ist und a(t) die Hubert-Transformierte des Basisbandsignals a(t) ist. Zwischen einem Signal a(t) und der Hubert-Transformierten a(t) gibt es die folgende Beziehung:

; + Oo
a(T)

-Oo

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mit S = +1 für das obere Seitenbandsignal und S = -1 für das untere Seitenbandsignal, wobeiUJ die Kreisfrequenz des Trägersignals darstellt.

Das in dem Ausdruck (3) dargestellte Summensignal S(t) läßt sie wie folgt schreiben:

Re r(t) e^J '^⁰' · e^J o"J (10)

Ein Vergleich des Ausdrucks (10) mit dem Ausdruck (8) ergibt:

r(t) = γ a²(t) + a²(t) (11)

und *P(t) = arctan (a(t)/a(t)) (12)

Aus den Ausdrücken (11) und(i2) folgt, daß durch das Zuführen des Basisbandsignals a(t) zu der Eingangsklemme 3 als erstes Modulationssignal X₁(t) und durch das Zuführen der Hubert-Transformierten a\t) des Basisbandsignals a(t) ZTi der Eingangsklemme 4 als zweites Modulationssignal X£(t) des in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiels, wobei zwischen den Eingangsklemmen 3 und 4 einerseits und dem Generator 9 und der Anordnung 12 andererseits der genannte Koordinatenwandler vorhanden ist, das einseitenbandmodulierte Signal durch Summierung in der Ausgangsstufe 2 der an den Anschlußklemmen 5 und 6 vorhandenen phasenmodulierten Signale erhalten wird.

Es sei bemerkt, daß die Hubert-Transformierte a(t) des Basisbandsignals a(t) in einer Vorstufe dadurch erhalten werden kann, daß jeder Frequenzanteil des Basisbandsignals a(t) um 90° in der Phase gedreht wird, wie an sich aus dem linken Teil der Fig. 4-3 (a) und (b) des Buches "Single sideband principle and circuits" von Pappenfus e.a. 1964 bekannt ist.

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Die Phasenmodulatoren 13 und 14 erzeugen phasenmodulierte Signale mit einem Spektrum, das größer ist als das des durch Summierung erhaltenen Einseitenbandsignals. Die außerhalb des Bandes liegenden Spektren der zwei phasenmodulierten Signale sollen einander genau ausgleich, was an die in Fig. 2 dargestellte Modulationsstufe 1 hohe Anforderungen stellt. Eine zum Zusammenstellen eines Einseitenbandsignals äußerst geeignete Ausbildung einer Modulationsstufe ist in Fig. 3 dargestellt. In diesem Ausführungsbeispiel wird von einem in karthesischen Koordinaten dargestellten Signal mit x-.(t) = x(t) und x(t) = y(t) ausgegangen. Der Signalwandler 1-1 dieser Modulationsstufe 1 enthält einen zwischen den Eingangsklemmen 3 und 4 liegenden Funktionsgenerator 16, der aus den Modulatiossignalen x(t) und y(t) das Signal

E(t) = 1/r(t) \/i-(r(t))^2lmit r(t) = \jx²(t) + y²(t)'

bildet. Dieses Signal wird zwei Multiplizieranordnungen und 18 zugeführt. Der Multiplizieranordnung 17 wird das erste Modulationssignal X₁(t) = x(t) zum Bilden des Produktsignals Θ· x(t)E(t) zugeführt,und der zweiten Multiplizieranordnung 18 wird das zweite Modulationssignal Xp(t) = y(t) zum Bilden des Produktsignals Θ· y(t)E(t) zugeführt.

Das Modulationssignal x(t) wird zusammen mit dem Produktsignal O y(t)E(t) einer vierten Summieranordnung zugeführt, die das Differenzsignal

i/2(x(t) - Θ· Y(t)E(t) = cos V(t) (13)

bildet. Weiterhin wird das Modulationssignal y(t) zusammen mit dem Produktsignal Θ· x(t)E(t) einer fünften Summieran-

Ordnung 22 zugeführt, die das Summensignal

PHN 9972 1 (y (t) + e x(t)E(t) = sin ψ (t) (14)

bildet.

Auf gleiche Weise wird das Modulationssignal x(t) zusammen ' mit dem Produktsignal Θ· Y(t)E(t) einer sechsten Summieranordnung 23 zugeführt, die das Summensignal

\ (x (t) + Θ· y(t)E(t)) = cos >(t) (15)

bildet, und das Modulationssignal Y(t) wird zusammen mit dem Produktsignal Θ- x(t)E(t) einer siebten Summieranordnung 24 zugeführt, die das Differenzsignal

(y (t) - Θ- x(t)E(t))= sin >/L (t) (16)

bildet. Die von den Summieranordnungen 21 bis 24 gebildeten Signale cos^Ct), sin^-(t) und cos /Mt) und siny-(t) werden als Ausgangssignale des Signalwandlers 1-1 einzelnen Phasenquadraturmodulatoren 25 und 26 der Phasenmodulationsanordnung 1-2 zugeführt. Der Quadraturmodulator 25 enthält zwei Multiplizierer 27 und 28, denen die Signale cos

und das von einem Trägergenerator 29 erzeugte Trägersignal cos Wt und das über ein 90 -phasendrehendes Netzwerk 30 erhaltene Trägersignal sin 6J_Q t zugeführt werden zum Bilden der Produktsignale οοβψ(ΐ) * cos Wt und sin^(t) * sinUJ t. Diese Signale werden in einer achten Summieranordnung 31 subtrahiert, was das phasenmodulierte Signal Z₁ (t) = ^r cos (CJ_Qt + ψ (t)) an der Ausgangsklemme 5 ergibt.

Auf gleiche V/eise enthält der Quadraturmodulator 26 zwei

Multiplizierer 32 und 33, denen die Signale cos^t),

sin*p(t) und cos UJ t und sin LJ t zugeführt werden zum

Bilden der Produktsignale cos"]C(t) · cos UJ t und sin "Y-(t) · sinU t.

2Λ

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Diese Produktsignale werden einer neunten Summieranordnung 34 zugeführt, wo das phasenmodulierte Signal Zp(t) = ^ cos(W_Qt +H(t)) gebildet und an einer Ausgangsklemme 6 abgegeben wird.

Damit die außerhalb des Bandes liegenden Spektren der zwei phasenmodulierten Signale Z₁Ct) und Z₂(t) sich einander genau auslöschen, wird die Tatsache benutzt, daß in den Ausdrücken (4) und (5) β plus eins oder minus eins gewählt werden darf und daß keiner der Zweige der Modulationsstufe eine Speicherfunktion hat. Um dies zu erreichen, ist an den Signalwandler 1-1 der Modulationsstufe 1 ein Impulssignalgenerator 35 mit einer Iiapulswiederholungsfrequenz, die mindestens zweimal größer ist als die höchste Frequenz der Modulationssignale angeschlossen. Dieser Generator 35 ist insbesondere an einem dritten Signaleingang der Multiplizieranordnungen 17 und 19 angeschlossen. Unter Ansteuerung des von dem Generator 35 abgegebenen Impulssignals wird der Wert der Größe im Rhythmus der Impulswiederholungsfrequenz abwechselnd +1 und -1.

Dies bedeutet, daß die Ausgangssignale der Multiplizieranordnungen 17 und 18 im Rhythmus der Impulswiederholungsfrequenz das Vorzeichen ändert. Dies kann beispielsweise mit Hilfe invertierender Verstärker erhalten werden, die unter Ansteuerung des Impulssignals abwechselnd von nicht dargestellten Signalausgangskreisen der Multiplizierer 17 und 18 ein- bzw. ausgeschaltet werden.

Wie aus den Ausdrücken (13), (14), (15) und(i6) folgt, wechseln die Ausgangssignale der Addieranordnungen 21 bis 24 infolge des Wechsels des Wertes des Signals zwischen den Werten +1 und -1 sich gegenseitig ihren Platz.

So folgt aus den Formeln (13) und (15), daß das Ausgangs-

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signal der Summieranordnung 21 für β = +1 dasselbe ist wie das Ausgangssignal der Summieranordnung 23 für Θ· = -1 und umgekehrt.

Auf gleiche Weise folgt aus den Formeln (14) und (16), daß das Ausgangssignal der Summieranordnung 22 für Θ· = +1 dasselbe ist wie das Ausgangssignal der Summieranordnung für % = -1 und umgekehrt.

Dies ergibt, daß jeder der Quadraturmodulatoren 24 und die beiden phasenmodulierten Signale Z^(t) und Zp(t) abgibt, und zwar abwechselnd im Rhythmus der Impulsfrequenz des Generators 35 in dem Sinne, daß wenn der Modulator 24 das Signal Z₁Ct) abgibt, der Modulator 25 das Signal Z₂(t) abgibt und umgekehrt. Durch die auf diese Weise erhaltene dynamische Modulatoranordnung gleichen sich alle von den Modulatoren 24 und 25 erzeugten unerwünschten Spektren in der an die Modulationsstufe 1 angeschlossenen Ausgangsstufe durch Subtraktion im Durchschnitt einander aus.

E:ne für die elektronische Anordnung für analoge Signale günstige Ausgangsstufe 2 mit Leistungsverstärkung ist in Fig. 4 dargestellt.

Diese Ausgangsstufe 2 enthält zwei Leistungsverstärker und 37 und eine daran angeschlossene Gabelschaltung 38, an die einerseits die Ausgangsbelastung in Form einer Antenne 39 und andererseits eine Anpaßimpedanz 40 entsprechend der Antennenimpedanz angeschlossen ist.

Die phasenmodulierten Signale Z₁(t) und Z~(t) werden in den Verstärkern 36 und 37 in der Leistung verstärkt. Weil diese Signale eine konstante Amplitude aufweisen, fällt die durch nicht lineare Verzerrung bei der Verstärkung erhaltene höhere Harmonische der Trägerfrequenz aus dem Band.

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In der Gabelschaltung wird aus den verstärkten Signalen Z^(t) und Zp(t) das amplituden- und phasenmodulierte Signal S(t) = r(t) · cos (ω_Qt +^(t)) gebildet, worin r(t) das erste Modulati ons signal x,. (t) undf (t) das zweite Modulationssignal x₂(t) ist. Dieses Signal S(t) wird vollständig der Antenne 39 zugeführt. Die Gabel sorgt bei genauer Anpassung dafür, daß die nicht linearen Verstärker einander nicht beeinflussen. Dies vermeidet Kreuzmodulation der zwei phasenmodulierten Signale.

Es ist auch möglich, statt der Anordnungen 16 bis 24 sogenannte "loop up tables" zu verwenden, die Speicher enthalten, in denen die Werte der Ausgangssignale der Addigpanordnungen 21 bis 24 gespeichert sind für eine Vielzahl diskreter Werte dieser Eingangssignale x-(t) und Xp(t). Die Werte dieser Eingangssignale bilden die Adressen für die zu diesen Eingangssignalen gehörenden Ausgangssignale der Addieranordnungen 21 bis 24. Die Speicheranordnung weist weiterhin mit einer Adressieranordnung versehen die unter Ansteuerung der Modulationssignale die entsprechenden den Phasensignalen M^(t) und ^P (t) proportionalen Signale ausliest. Dies kann zu einem verringerten Schaltungsaufwand führen.

Es sei bemerkt, daß außer SSB auch andere Formen amplituden- und phasenmodulierter Signale wie VSP auf die obenstehend beschriebene Art und Weise erzeugt werden können. Der einzige Unterschied von VSP im Vergleich zu SSB ist, daß auf dem Basisbandpegel etwas andere Filter benutzt werden müssen, um die zwei Modulationssignale zu erzeugen, die für VSB notwendig sind.

Wie erwähnt, wird durch Erzeugung eines amplituden- und phasenmodulierten Signals ais zwei Modulationssignalen durch zwei Hilfssignale in Form phasenmodulierter Signale der große Vorteil erhalten, daß nicht lineare Verzerrungen in

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den Leistungsverstärkern auf die Lage der Nulldurchgänge dieser phasenmodulierten Signale keinen Einfluß haben. Dies ermöglicht es, jeden Verstärkertyp zu benutzen.

Werden zwei phasenmodulierte Signale Z₁(t) und Z₂Ct) durch sogenannte harte Begrenzerschaltungen geführt, so werden aus diesen Signalen Rechtecksignale sign Z₁Ct) und sign Zp(t) erhalten, die in diesem Beispiel in der Ausgangsstufe zu einem Differenzsignal

sign S'(t) = sign (cosuJ_Qt +*f(t) + Θ· arccos (r(t)))) + sign (cosW_Qt +¹PCt) - Θ· arccos (r(t)))) (17)

zusammengesetzt werden, und zwar entsprechend dem Ausdruck:

r cos (U) t +¹PCt)) = i cos (ω t +'■P(t)) + i cos (Uj_nt +Y(t))

was eine andere Möglichkeit zeigt, ein phasen- und amplitudenmoduliertes Signal aus zwei phasenmodulierten Signalen zu erzeugen.

Dieses Signal sign S(t) ist wegen der harten Begrenzung der Teilsignale ein Dreipegelsignal, wie dies in Fig. 5a dargestellt ist.

Das ursprüngliche amplituden- und phasenmodulierte Signal kann daraus durch ein Tiefpaßfilter zurückgewonnen werden, was in der folgenden Berechnung dargelegt wird. Nun gilt:

sign (cos (tJ t + ^(t) + O arccos r(t))) = k = c*>

cos k(^_Qt +f (t) + Θ· arccosr(t)) ic =1,3,5,... ^k (18)

und

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sign (costü_ot +^fCt) - β arccos r(t))) = ^ (ki)/2 ^cos ^^*

k =1,3,5... k (19)

In der Endstufe wird das Signal dadurch dargestellt, daß der Ausdruck (19) beispielsweise zu dem durch den Ausdruck (B) dargestellten Signal addiert wird, was folgendes ergibt:

k = op

m <z.( + \ ⁸ ^S ( -i\(^k-O/2 cos(k arccos r(t-) _rn„ SCt; = ψ ^ t-1) 2 ^cos

k =1,3,5...
kicJ t + V(t)) ⁽²⁰⁾

Das Ausschreiben dieser Summe in einzelnen Termen ergibt:

S(t) = |r- r(t) cos(6ü_ot

(21) 3(iA/ t + 4> (t)) + ...

In Fig. 5b ist das Frequenzspektrum dieses Signals dargestellt.

Die Verwendung eines Tiefpaßfilters ergibt dann, daß S(t) = r(t) cos (W_Qt + ψ (t)) welches Signal mit zugehörendem Frequenzspektrum in den Fig. 5c und 5d dargestellt ist.

Dabei wird vorausgesetzt, daß&/_Q hoch genug ist,um sogenannte Faltenverzerrung zu vermeiden.

Es ist also möglich, zum Erhalten eines sehr hohen Wirkungsgrades Klasse-"D"-Verstärker zu verwenden in Kombination mit einem Tiefpaßfilter in der Antennenleitung.

Eine sehr geeignete Ausgangsstufe mit Leistungsverstärkung

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ist in Fig. 6 dargestellt. Das durch harte Begrenzung des Signals Z₁Ct) erhaltene Rechtecksignal sign Z^(t) wird einer Steuerklemme 41 und das mittels harter Begrenzung des Signals Z₂Ct) erhaltene Rechtecksignal sign Z₂Ct) wird einer Steuerklemme 43 der Wechselschalter 42 bzw. 44 zugeführt. Von jedem Wechselschalter 42 bzw. 44 ist einer der Wechselkontakte 42-1 bzw. 44-2 an eine erste Klemme +E einer Spannungsquelle mit dem Wert 2E Volt und der andere der Wechselkontakte 42-2 bzw. 44-1 an eine zweite Klemme -E der Spannungsquelle angeschlossen. Die Schaltarme 42-3 und 44-3 der Wechselschalter 42 und 44 sind über eine Primärwicklung 45-1 eines Ausgangstransformator 45 miteinander verbunden. An die Anschlußklemme und 4? einer Sekundärwicklung 45-2 des Transformators

is kann eine Antenne angeschlossen werden.

Die Wirkungsweise dieser Ausgangsstufe 3 ist wie folgt.

Wird ein Wert ¹M" den Steuerklemmen 41 und 43 zugeführt, so befinden sich die beiden Wechselschalter 42 und 44 ir\ der nicht dargestellten Lage und von +E fließt über den Kontakt 42-1, den Schaltarm 42-3,die Primärwicklung 45-1,den Schaltarm 44-3,den Kontakt 44-1 Strom zu -Ξ. Dieser Strom induziert eine Spannung in der Sekundärwicklung 45-2, die zwischen den Klemmen 46 und 47 entnommen werden kann.

Wird der Wert "O" den beiden Steuerklemmen 41 und 43 zugeführt, so stehen die Wechselschalter in der dargestellten Stellung, wodurch ein Strom von +E, über den Kontakt 44-2, den Schaltarm 44-3, die Primärwicklung 45-1, den Schaltarm 42-3, den Kontakt 42-2 zu-E fließt. Die Spannung zwischen den Klemmen 46 und 47 wird daher im Vorzeichen umgekehrt. Wird einer der Steuerklemmen 41 oder 43 der Wert "1" zugeführt und der anderen Klemme der

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Wert "O" oder umgekehrt, so sind die beiden Schaltarme 42-3 und 44-3 mit entweder der Klemme +E oder der Klemme -E verbunden und an der Primärwicklung gibt es keine Spannung. Die Spannung zwischen den Klemmen 46 und 47 ist dann Null Volt. Eine duale Ausgangsstufe ist in Fig. dargestellt, wo statt einer Spannungsquelle eine Stromquelle 10 verwendet ist. Bei dieser Ausgangsstufe ist ein Ende der Primärwicklung des Transformators 45 an einen Kontakt des Wechselschalters 42 sowie des Wechselschalters 44 angeschlossen, das andere Ende der Primärwicklung ist an den anderen Kontakt der Wechselschalter 42 und 44 angeschlossen und die Stromquelle 10 ist zv/ischen die Schaltarme der Wechselschalter 42 und 44 angeschlossen. Die Wirkungsweise dieser Ausgangsstufe entspricht der des in Fig. 6 dargestellten Ausführungsbeispiels mit der Ausnahme, daß der durch die Primärwicklung des Transformators 45 fließende Strom von der Stromquelle 10 statt von einer Spannungsquelle gelSfert wird.

Die Wechselschalter 42 und 44 der Ausgangsstufen in den Fig. 6 und 7 sind beispielsweise mit Hilfe von MES- oder MOSFETS ausgeführt.

Eine andere mit Hilfe von Stromquellen ausgebildete Ausgangsstufe ist in Fig. 8 dargestellt. Die von der Modulationsstufe 1 der Endstufe abgegebenen hart begrenzten phasenmodulierten Signale sign Z₁ (t) und sign Z₂(t) werden drei logische Torschaltungen, und zwar einer ersten UND-Torschaltung 48, einer EXKLUSIV-NICHT-ODER-Torschaltung 49 und einer zweiten UND-Torschaltung 50 mit zwei invertierenden Eingängen zugeführt, die das Signal sign Z₁ (t) · sign Z₂(t); das Signal ,sign Z₁ (t.) · sign Z + sign Z₁ (t) · sign Zp(t) bzw. das Signal sign ΖΛ-t) . sign Zp(t; erzeugen.

^

3207786	...

.20	PHN 9972

Diese positiven Flanken dieser Signale werden als Setzsignale einer Drei-Stellungen-Flip-Flop-Schaltung 60 zugeführt, die an die Ausgänge 60-1 und 60-2 angeschlossene Stromquellen 61 und 62 enthält. Diese Stromquellen 61 und 62 sind an eine Antenne 63 angeschlossen. Bei einer positiven Flanke des von der logischen Schaltung 48 abgegebenen Ausgangssignals werden durch die Drei-Stellungen-Flip-Flop-Schaltung 60 die Stromquellen 61 und 62 eingeschaltet, die dann der Antenne 63 einen Strom zur Größe von 21 zuführen.

Bei einer positiven Flanke des von der logischen Schaltung 49 abgegebenen Ausgangssignals wird durch die Drei-Stellungen-Flip-Flop-Schaltung 60 nur die Stromquelle 61 oder 62 eingeschaltet, wodurch ein Strom der Größe I der Antenne 63 zugeführt wird. Bei einer positiven Flanke des von der logischen Schaltung 50 abgegebenen Ausgangssignals werden durch die Drei-Stellungen-Flip-Flop-Schaltung 60 die beiden Stromquellen 61 und 62 ausgeschaltet, wodurch der Antenne kein Strom zugeführt wird.

Das Antennenkabel selbst kann eine Tiefpaßcharakteristik aufweisen, so daß in diesen Fällen ein diskretes Tiefpaßfilter nicht notwendig ist, entsprechend den Fig. 6, 7 und

Für diejenigen Endstufen 2, die mit phasenmodulierten Signalen mit einem diskreten Wert gesteuert werden, sind besonders geeignete Modulationsstufen 1 in den Fig. 10 und 11 dargestellt. Zur Erläuterung dieser Modulationsstufen wird anhand der Fig. 9 gezeigt, daß es zwischen dem Produkt der hart begrenzten phasenmodulierten Signale sign Z₁(t) und sign Zo(t) und dem Produkt zweier pulsbreitenmodulierter Signale P^(t) und P£(t) mit einer natürlichen Abtastung einen Zusammenhang gibt.

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Das erste hart begrenzte phasenmodulierte Signal ist sign Z₁Ct) = sign (casket + ¹Y (t) + θ arccos r(t))). Wird beispielsweise θ = +1 gewählt, so läßt sich dies wie folgt schreiben:

= sign (cosW t +^(t) + aresin r(t) + if~)) =-sign (sinket +^f (t) + aresin r(t))),

welches Signal in Fig. 9d dargestellt ist.

Das zweite hart begrenzte phasenmodulierte Signal ist sign Z₂(t) = sign (cosü^t + H*(t) - Φ arccos r(t)))

θ = +1

= sign (cos CJ₀1 + ψ (t) - aresin r(t) - M-)) = sign (sinU>_Qt + *f (t) - aresin r(t))),

welches Signal in Fig. 9e dargestellt ist.

Das Produkt der hart begrenzten phasenmodulierten Signale entspricht daher:

-sign (sln((jJ_ot + ^fCt) + aresin r(t))) · sign (sin(U>_ot + (f (t) - aresin r(t))).

Dies läßt sich wie folgt schreiben:

-sign(sin(£U_Qt +ψ(t) + aresin r(t)) · sin (U?_Qt arcsin r(t))),

was der folgenden Formel entspricht: -sign (cos(2 aresin r(t))-cos 2 (UJ t +^(t))) = -sign (1-2 sin²(arcsin²r(t)) - 1+2 sin²(iv'_ot -sign (sin²(d^_ot + <P(t)) - r²(t)) (22)

Der Ausdruck (22) läßt sich wie folgt schreiben:

sign(r(t)₊sin(O/_ot + <f(t))) · sign(r(t) -

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womit "bewiesen ist, daß

sign (Z₁Ct)) · -sign (Z₂(t)) = P₁Ct) · P₂Ct), wobei

P₁Ct) = sign (r(t) + sin C^_Qt +<f(t)))

und ₍₂₃₎

P₂Ct) = sign (r(t) - sin (LJ_ot + f(t))) ist.

Aus (23) folgt, daß die Nulldurchgänge des Produktes der hart begrenzten phasenmodulierten Signale sign Z₁Ct) und sign Z~(t) den Nulldurchgängen des Produktes der pulsbreitenmodulierten Signale P₁Ct) · P₂(t) entsprechen.

In Fig. 9a ist die Funktion sin (k>_ot +tf(t)) (ausgezogene Linie) die Funktion +r(t) (strichpunktierte Linie) und die Funktion -r(t) (gestrichelte Linie) dargestellt.

In Fig. 9b ist das Vorzeichen der Funktion r{t)+s±n(U> t + die das impulsmodulierte Signal P₁ (t) darstellt,

angegeben. Die Werte, für die sin(C^_Qt + ^(t)) dem Wert -r(t) entspricht, bilden die Übergänge des impulsmodulierten Signals P₁(t) und sind in Fig. 9a durch "b" bezeichnet. Auf gleiche Weise bilden die Schnittpunkte des Signals +sin((jL>t + y(t)) mit dem Signal +r(t) die Übergänge des impulsmodulierten Signals P₂(t), das in Fig. 9c dargestellt ist, wobei die Tatsache benutzt ist, daß r(t) - SIn(W₀1 + V(t)) = -(sin«V_ot + ψ (t)) - r(t)). Dies'e Schnittpunkte sind in Fig. 9a durch "c" bezeichnet.

Wie obenstehend dargelegt, fallen die Flanken dieser Signale mit denen der impulsbreitenmodulierten Signale P₁Ct) und P₂Ct) zusammen. Jedoch fallen die ansteigenden Flanken des Signals sign Z₁(t) mit den ansteigenden Flanken des Signals P₂(t) und die abfallenden Flanken des Signals Z₁Ct) mit den ansteigen Flanken des Signals P₁Ct) zusammen, weshalb

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in Fig. 9a die betreffenden Schnittpunkte mit einer zweiten Bezeichniong "d¹*—versehen sind. Ebenso fallen die ansteigenden Flanken des Signals sign Z₂(t) mit den abfallenden Flan-'ken des Signals P₁(t) und die abfallenden Flanken des Signals sign Z₁(t) mit den abfallenden Flanken des Signals P₁Ct) zusammen. Deshalb sind in Fig.'9a die betreffenden Schnittpunkte mit einer zweiten Bezeichnung ¹¹ e" versehen. ..

Die in den Fig. 10 und 11 dargestellten Ausführungsbeispiele einer Modulationsstufe 1 benutzen die obengenannten Eigenschaften. So zeigt Fig. 10 eine Modulationsstufe 1, in der ein der Eingangsklemme 4 zugeführtes Modulationssignal y(t) zunächst in einem Phasenmodulator 64 ein von einem Trägergenerator 65 abgegebenes Trägersignal phasenmoduliert. Das auf diese Weise erhaltene Signal SIn(Ct/ t + ψ (t)) wird zusammen mit einem der Eingangsklemmen zugeführten Modulationssignal r(t) den Anschlußklemmen 66-2 und 66-1 eines Signalwandlers 66 zugeführt.

In dem Wandler 66 werden diese Signale einerseits Signaleingängen 67-1 und 67-2 einer ersten Vergleichsschaltung und andererseits Signaleingängen 68-1 und 68-2 einer zweiten Vergleichsschaltung 68 zugeführt. Diese Verg3e ichsschaltungen 67 und 68 weichen nur insofern voneinander ab, als der Signaleingang 68-2 der Schaltungsanordnung 68 ein invertierender Eingang ist, während der entsprechende Eingang 61-2 der Anordnung 67 ein das Signal nicht invertierender Eingang ist. Die Ausgangssignale der Vergleichsschaltungen 67 und 68 sind zweiwertig, so daß die Ver- gleichsschaltung 67 das in Fig. 9b dargestellte impulsmodulierte Signal P₁(t) und die Vergleichsschaltung 68 das in Fig. 9c dargestellte impulsmodulierte Signal Po(t) abgibt.

Das Signal P₁(t) wird einer Halbierschaltung 69 zugeführt

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und das Signal P₂C t) einer Halbierschaltung 70. Das Ausgangssignal an dem Signalausgang a der Halbierschaltung 69 ändert sänen Wert bei jeder ansteigenden Flanke des Signals P,.(t),wie dies in Fig. 9f dargestellt ist, und das Ausgangssignal des Ausgangs b dieser Halbierschaltung ändert seinen Wert bei jeder abfallenden Flanke des Signals ) wie in Fig. 9g dargestellt.

Auf gleiche Weise ändert sich der Pegel an dem Signalausgang a der Halbierschaltung 70 bei jeder ansteigenden Flanke des Signals P₂(t), wie in Fig. 9h dargestellt. Der Pegel an dem Signalausgang b der Halbierschaltung 70 ändert sich bei jeder abfallenden Flanke des Signals P₂(t), wie in Fig. 9i dargestellt.

Das am Ausgang a der Haibierschaltung 69 und das am Ausgang a der Halbierschaltung 70 abgegebene Signal wird einer EXCLUSIV-ODER-Schaltung zugeführt, die aus diesen Signalen das Signal sign Z-(t) aus Fig. 9d bildet, das dem Ausgang 5 entnommen werden kann.

Auf gleiche Weise wird das Signal am Ausgang b der Halbierschaltung 70 und das Signal am Ausgang b der Halbierschaltung 69 einer EXCLUSIV-ODER-Schaltung 72 zugeführt, die aus diesen Signalen das Signal, sign Zo(t) aus Fig. 9e bildet, das dem Ausgang 6 entnommen werden kann.

Dieser mit Haibierschaltungen 69 und 70 versehene Signalwandler 66 ergibt eine Ungewißheit in bezug auf das Vorzeichen des durch Summierung in der Ausgangsstufe 2 erhaltenen Ausgangssignals sign S(t), weil der Anfangszustand der Halbierschaltungen nicht definiert ist.

Um dies zu vermeiden, ist in Fig. 11 ein anderes Ausführungs beispiel eines Signalwandlers 66 zum Gebrauch in einer

Zl

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Modulationsstufe 1 nach Fig. 9 dargestellt. Dieser Wandler 66 benutzt ebenfalls pulsdauermodulierte Signale zum Erzeugen der hart begrenzten phasenmodulierten Signale, unterscheidet sich aber darin, daß er eine ausschließlich für positive Signaländerungen empfindliche Logikschaltung aufweist.

Die den Eingangsklemmen 66-1 und 66-2 zugeführten Signale r(t) und sin(£ju? t + ty (t)) werden zwei weiteren Vergleichsanordnungen 73 bzw. 74 zugeführt, die sich von den in Fig.10 dargestellten Vergleichsanordnungen 68 bzw. 67 nur dadurch unterscheiden, daß diese außer mit Signalausgängen 73-1 und 74-1 auch mit das Signal invertierenden Ausgängen 73-2 und 74-2 versehen sind.

Das Ausgangssignal am Ausgang 73-1 entspricht daher dem in Fig. 9c dargestellten Signal Po(^) und das Signal am Ausgang 73-2 entspricht der inversen Form des Signals.

Auf gleiche Weise ist das Ausgangssignal am Ausgang 74-1 das in Fig. 9b dargestellte Signal P₁(t) und das Signal am Ausgang 74-2 die inverse Form dieses Signals.

Zwischen den Ausgängen 73-1 und 74-2 liegt eine set-reset-Flip-Flop-Schaltung 51, die nur für positive Flanken empfindlich ist.

Die Wirkungsweise wird anhand der Fig. 9b bis 9e näher erläutert.

Zum Zeitpunkt t^ tritt in dem Ausgangssignal 9c am Ausgang 73-1 eine positive Flanke auf, die die Flip-Flop-Schaltung 51 in den gesetzten Zustand bringt und von dem Signalausgang q wird am Ausgang 5 ein hohes Signal (Fig. 9d) abgegeben. Zu dem Zeitpunkt t^ tritt in dem Ausgangssignal 9b

am Ausgang 74-1 eine positive Flanke auf, die die Flip-Flop- Schaltung 51 rücksetzt und vom Signalausgang q wird ein niedriges Signal (Fig. 9d) abgegeben usw. An der Ausgangsklemme 5 erscheint daher ein hart begrenztes erstes phasenmoduliertes Signal sign Z₁Ct), wie dies in Fig. 9d dargestellt ist.

Zwischen den Ausgängen 73-2 und 74-2 liegt ebenfalls eine Flip-Flop-Schaltung 52. Auf entsprechende Weise,wie für die Flip-Flop-Schaltung 51 dargelegt wurde, kann am Signalausgang q dieser Flip-Flop-Schaltung 52 aus der inversen Form der in den Fig. 9b und 9c dargestellten Signale, die von den Ausgängen 73-2 und 74-2 abgegeben werden, das hat begrenzte zweite phasenmodulierte Signal sign ^(t) S^e~ bildet werden, das der Ausgangsklemme 6 zugeführt wird.

Wenn die Flip-Flop-Schaltung 52 nur für negative Flanken empfindlich ist, müssen die Eingänge dieser Flip-Flop-Schaltung auch zwischen die Ausgangsklemmen 73-1 und 74-1 angeschlossen werden, um an der Ausgangsklemme 6 das Signal sign Zp(t) zu erhalten usw.

Eine für den in Fig. 10 dargestellten Phasenmodulator 64 geeignete Ausführungsform ist in Fig. 12 dargestellt.

Das der Eingangsklemme 4 zugeführte Modulationssignal τ(t) wird einer Phasenfaltanordnung 77 zugeführt, die das Signal ^Y (t) in ein Signal sin "§, (t) umwandelt, und zwar auf noch näher zu beschreibende Art und Weise. Dieses Signal sinjf(t) wird einem Multiplizierer 78 zugeführt, wo das Signal mit einem Signal sign (cos ^₀"t) multipliziert wird, wobeiOJ die Kreisfrequenz des Trägersignals darstellt.

Dieses Signal sign cos W ^) wird von einem Ausgang 65-2 des Trägergenerators 65 abgegeben. Dazu ist der Trägergenerator in dem Ausgangskreis mit einer nicht dargestellten hart begrenzenden Schaltungsanordnung versehen.

"* ^fc""~~—*rJt.'>-—i

'"PHN 997'2

In dem Multiplizierer 78 wird das Vorzeichen des Signals sin J)(t)im Takte der Trägerfrequenz durch das Signal sign cos (U₀1)—zwischen plus und minus umgeschaltet.

Das Aus gangs signal sign (cosiest) · sin J)(t) des Multiplizierers 78 wird einem Eingang 79-2 einer weiteren Vergleichsschaltung 79 zugeführt, wo einem Eingang 79-1 ein von dem Ausgang 65-1 des Trägergenerators 65 abgegebenes Trägersignal sinW t zugeführt wird. Diese Vergleichsschaltung 79 erzeugt aus diesen EingangsSignalen das Signal

sign(sinW t + sign(cos6^_Qt) · sin jy (t)) welches Signal dem folgenden Signal entspricht:

sign sin (U_Qt + <f(t)),
wie nachstehend noch dargelegt wird.

Für die Nulldurchgänge des von der Vegleichschaltung 79 abgegebenen Signals gilt, daß

sint^_o(t) = sign (cos L^t) sin £ (t).

Für die aufeinanderfolgenden Nulldurchgänge gilt daher, daß: sintJ t = -sin Φ (t)

O "

sinU/ t = +sin § (t)
sinW t = -sin ^, ("t)» usw.

was bedeutet, daß

U _Qt + J (t) = κΤΠΊηΙΐ Κ = (..., 0,1,2,3...).

***

τ- .■

: : '*:' -" ΪΉΝ: 9972

Diese Beziehung stellt die Nulldurchgänge des Signals sign(sin6J t + J (t)) dar, so daß das Ausgangssignal der weiteren Vergleichsschaltung 79 dem Signal sign sin((t> _Qt + j])(t)) entspricht.

Nun ist das Signal sin (W_Qt + j| (t)) dem Signal sin((j t +^P(t)) gleich, wenn jj)(t) derart gewählt ist, daß gilt, daß -7Γ/2 ^ (l)(t) +1Γ/2, also begrenzt ist, während f(t) unbegrenzt ist. Die Phasenfaltanordnung soll daher dafür sorgen, daß das Signal ψ (t) in das Signal ^(t) umgewandelt wird, wobei 1jf(t) innerhalb des obenstehend gegebenen Wertes begrenzt ist,um dem Multiplizierer 78 ein Signal mit endlichem Wert anzubieten, bei einem beispielsweise kontinuierlich steigenden Wert des Signals ψ(t). Dazu weist die Phasenfaltanordnung beispielsweise eine Charakteristik auf, wie diese in Fig.13 dargestellt ist.

Diese Figur zeigt, daß zu jedem Wert des Eingangssignals ψ(t) ein bestimmter Wert des Ausgangssignals g(t) innerhalb der Grenzen -IT/2 und +17/2 gehört. Zu der in Fig. dargestellten sägezahnförmigen Kennlinie für die Umwandlung df? Signals ¹PCt) zuj)(t), das als Basis schwingung das Signal sin jji(t) aufweist, gehört ein ebenfalls sägezahnförmiges Signal als Trägersignal. Dies ist in Fig. 11 für das Ausgangssignal am Ausgang 65-1 des Trägergenerators 65 dargestellt. Es ist jedoch möglich, statt der durch die

J sägezahnförmigen Signale dargestellten sinusförmigen ι

Signale, sinusförmige Signale oder dafür andere Annäherungssignale zu verwenden.

Aus dem obenstehenden folgt, daß die Beziehung in den Signalen^ (t) und ^(t) eindeutig ist. Diese Faltanordnung kann daher mit Hilfe einer sogenannten "look-up table" dargestellt werden. Diese enthält einen Speicher, in dem

32077C6: :".:. ·■ I <~

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für jeden Wert des Eingangssignals 7(t) der zugeordnete Wert des Ausgangssignals jKt) gespeichert ist, wobei das Eingangssignal ψ(ΐ) als Adreßsignal des zugeordneten Signals $(t) dient.

Das Ausgangssignal der weiteren Vergleichsschaltung wird über ein Tiefpaßfilter 80 der Anschlußklemme 62-2 zugeführt, wo das phasenmodulierte Trägersignal sin(dJ t +T(t)) zur Weiterverarbeitung zur Verfügung ist.

Die Ausführungsformen der Modulationsstufe 1, wie diese in den Fig. 10 und 11 dargestellt ist, bieten den Vorteil, daß diese in integrierter Form verwirklicht werden können und beispielsweise an die in Fig. 6, 7 oder 8 dargestellte Ausgangsstufe 2 angeschlossen werden können.

Die elektronische Anordnung zum Erzeugen beispielsweise eines Hochleistungseinseitenbandsignals besteht dann aus einer integrierten Modulationsstufe 1, die an eine beispielsweise mit Hilfe von MESFET-Transistoren als Wechselschalter und eines Ausgangstransformators verwirklichte Ausgangsstufe 2 angeschlossen ist.

Aus dem obenstehenden dürfte es einleuchten, daß als Modulationssignale x,,(t) und Xp(t) jedes beliebige Signal gewählt werden kann, wie etwa zwei beliebige Datensignale. Insbesondere ist die elektronische Anordnung dazu geeignet, einen einzigen eintreffenden Bitstrom eines Datensignals codiert entsprechend der 4-Phasenmethode mit verringerter Bandbreite einem Trägersignal aufzumodulieren, wobei die x- und y-Komponente der Phasenpunkte in der Phasenebene als Modulationssignale X^(t) und X2(t) verwendbar sind oder die x- und die um eine halbe Periode verschobene y-Komponente der Phasenpunkte. Diese letzten Modulationssignale ergeben dann ein OQPSK-Signal.

Leerseite

Claims

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PATENTANSPRUECHE:

1J Elektronische Anordnung zum Erzeugen eines amplituden— und phasenmodulierten Trägersignals, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung eine mit zwei Eingängen (3j h) zum Zuführen zweier Modulationssignale (x (t), Xp(t)) versehene Phasenmodulationsstufe (1) aufweist, die aus den Modulationssignalen zwei unterschiedliche phasenmodulierte (z (t), Z_(t)) Signale mit derselben Trägerfrequenz und mit nahezu derselben Amplitude erzeugt, die einer Ausgangsstufe (2) zugeführt werden, die durch Ueber lage rung der phasenmodulierten Signale ein in Abhängigkeit von dem Phasenunterschied der phasenmodulierten Signale in der Amplitude und in Abhängigkeit von der Phasensumme der phasenmodulierten Signale in Phase moduliertes Trägersignal erzeugt.
2. Elektronische Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenmodulationsstufe ein erstes Modulationssignal χ (t) und das zweite Modulationssignal χ (t) in zwei phasenmodulierte Signale Z₁(t) = a cos (uJ_Qt +(^(t)) und Z₂(t) = _a cos (ω _Qt +X(t))

2Q umwandelt, wobei die Phase ψ (t) des ersten phasenmodulierten Signals Z (t) dem ¥ert i/(t) + θ arccos (r (t )/2a)+m. 2 TC ) entspricht und wobei die Phase TC (t) des' zweiten phasenmodulierten Signals. Z (t) dem ¥ert ψ (t) - θ arccos (r(t)/2a) + n.27t+ ' '' TC entspricht, wobei ?£ = +1 bei Addition von Z (t)_ + Z(t) zu S(t) und

?l = -1 bei Subtraktion von Z (t) von Z (t) zu S'(t) und wobei die Modulationssignale X₁(t) und χ (t) die Koordinaten eines Vektors in einem Koordinatensystem darstellen, welcher Vektor in einem Polarkoordinatensystem transformiert durch die Grossen r(t) und (~P (t) dargestellt wird mit θ = £ 1» wobei m und η ganze Zahlen sind und das amplituden-

dZU / /ob

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und phasenmodulierte Signal S(t) bzw. S'(t) durch r(t) cos(6J t + ¹^ Ct)T dargestellt wird.
3. Elektronische Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenmodulationsstufe einen Signalwandler (1-1) und eine daran angeschlossene Phasenmodulationsanordnung (1-2) aufweist, daß der Signalwandler (1-1) aus den Modulationssignalen X₁(t) und Xp(t) den Phasen ψ (t) und^Ct) proportionale Signale erzeugt und daß die Phasenmodulationsanordnung (1-2) Phasenmodulatoren (13, 14) aufweist, die aus den den Phasen^Ct) und "Y- (t) proportionalen Signalen die phasenmodulierten Signale Z^(t) und Z₂(t) erzeugen.
4. Elektronische Anordnung nach Anspruh 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalwandler einen Arccosinus-Generator (9) enthält, der aus den Modulationssignalen das Signal β cos (r(t)/2a) erzeugt, und eine zweite und dritte Summieranordnung (11, 12) enthält, denen das Ausgangssignal des Arccosinus-Generators und das Signal ψ (t) zugeführt wird und die in der zweiten Summieranordnung (11) durch Addition das Phasensignal ψ⁷ (t) =^tf(t) + Θ· arccos (r(t)/2a) und in der dritten Summieranordnung (12) durch Subtraktion das Phasensignal*]t(t) = *P (t) - Φ arccos r(t)/2a erzeugen.
5. Elektronische Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalwandler der Phasenmodulationsstufe (1) einen Funktionsgenerator (i6)enthält, der an die Eingangsklemmen (3. 4) der Phasenmodulationsstufe angeschlossen ist und aus den ModulationsSignalen X₁Ct) und x₂(t) das Signal E(t) = 1/r(t) \/i-r²(t)' erzeugt, zwei Multiplizieranordnungen (17, 18), von denen eine erste an eine der Eingangsklemmen (3) und eine zweite an die zweite Eingangsklemme (4) angeschlossen ist, und die beide

320778ο

JfS. PHN 9972

an den Funktionsgenerator (16) angeschlossen sind, und daß ein an die zwei Multiplizieranordnungen (17, 18) angeschlossener Impulssignalgenerator (35) vorgesehen ist zum Erzeugen eines Signals β mit einer Impulswiederholungsfrequenz, die mindestens zweimal höher ist als die höchste Signalfrequenz der Modulationssignale, und zum Bilden des Produktsignals β · X₁(t) · E(t) in der ersten Multiplizieranordnung und zum Bilden des Produktsignals Θ· · x«(t) · E(t) in der zweiten Multiplizieranordnung, und daß vierte, fünfte, sechste und siebte Summieranordnungen (21...24) vorgesehen sind, von denen die vierte an die erste Eingangsklemme (3) und an die zweite Multiplizieranordnung (18) angeschlossen ist/zum Bilden des Differenz signals
^(X₁ (t) - Θ· x₂(t) * E(t)) = cos ^fCt), von denen die fünfte

(22) an die zweite Eingangsklemme (4) und an die erste Multiplizieranordnung (17) angeschlossen ist zum Bilden des Summensignals ^(Ox₁(t) · E(t) + x₂(t)) = sin ^fXt), von denen die sechste (23) an die erste Eingangsklemme (3) und an die zweite Multiplizieranordnung (18) angeschlossen ist zum Bilden des Summensignals ^(x,. (t) + θ x₂(t) · E(t)) = cos Ύ- (t), und von denen die söärte Summieranordnung (24) an die zweite Eingangsklemme (4) und an die erste Multiplizieranordnung (17) angeschlossen ist zum Bilden des Differenzsignals τ;(-θ· ' X₁Ct) · E(t) + x₂(t)) = sin7"(t)» und daß die Modulationsanordnung (1-2) zwei Quadraturmodulatoren (25, 26) enthält, von denen der eine (25) an die vierte und die fünfte Summieranordnung (21, 22) angeschlossen ist zum Bilden des Signals ^ cos (U) _Qt +^(t)) = Z₁ (t) und der zweite (26) an die sechste und siebte Addieranordnung (23, 24) angeschlossen ist zum Bilden des Signals \ cos (tü_ot +f (t)) = Z₂-Ct). (Fig. 3)
6. Elektronische Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalwandler einen —————

Speicher enthält, dem Abtastwerte der Modulationssignale

ό IU / / 8 b

It· ::"*;- : :. : : : . ■ £5 PHN 9972

X₁(t) und Xp(t) als Adreßsignale zugeführt werden und in jeder Adresse die jeder Kombination der Signale x^(t) und Xp(t) zugeordneten,den Phasensignalen ψ (t) und Y- (t) proportionalen Signale gespeichert sind und daß die Speicheranordnung eine Adressieranordnung enthält zum Auslesen der jeder Adresse zugeordneten Ausgangssignale unter Ansteuerung der Adressensignale.
7. Elektronische Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenmodulationsstufe einen an eine der Eingangsklemmen angeschlossenen Phasenmodulator (64) enthält mit einem daran angeschlossenen Trägergenerator (65) zum Phasenmodulieren des Trägersignals durch das an dieser Eingangsklemme vorhandene Modulationssignal, daß die Phasenmodulationsstufe eine erste Vergleichsschaltung (67) mit zwei Signaleingängen enthält, von denen der erste (67-2) an den Phasenmodulator (64) und der zweite (67-1) an die andere Eingangsklemme (3) angeschlossen ist zum Erzeugen eines ersten impulsdauermodulierten Signals mit natürlicher Abtastung aus dem phasenmodulierten Signal und dem anderen Modulationssignal, daß die Phasenmodulationsstufe eine zweite Vergleichsschaltung (68) enthält mit einem Signaleingang und einem das Signal invertierenden Eingang, wobei der das Signal invertierende Eingang (68-2) an den

²⁵ ?ls6enmodulator (64) und der Signaleingang (68-1) an die andere Eingangsklemme (3) angeschlossen ist zum Erzeugen eines zweiten impulsdauermodulierten Signals mit natürlicher Abtastung aus dem phasenmodulierten Signal und dem genannten Modulationssignal, und daß an die Ausgänge der Vergleichsschaltung ein logischer Signalwandler(69-72) angeschlossen ist zum Erzeugen der zwei phasenmodulierten Signale Z*(t) und Zp(t) in hart begrenzter Form aus den impulsdauermodulierten Signalen.

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8. Elektronische Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der logische Signalwandler einen an jeden Ausgang der Vergleichsschaltung angeschlossenen HalMerer (69, 70) enthält, die je zwei Ausgänge enthalten zum Liefern eines der zwei möglichen durch Halbierung aus dem demselben zugeführten impulsdauermodulierten Signal erhaltenen geteilten Signals an einem ersten Ausgang und zum Liefern des anderen durch Halbierung erhaltenen geteilten Signals an dem zweiten Ausgang, und daß eine erste EXCLUSIV-ODER-Torschaltung (71) vorgesehen ist, die an die ersten Ausgänge der beiden Halbierer (69, 70) angeschlossen ist und daß eine zweite EXCLUSIV-ODER-Torschaltung (72) vorgesehen ist, die an die zweiten Ausgänge der beiden Halbierer (69, 70) angeschlossen ist, und daß die Ausgänge der EXCLUSIV-ODER-Torschaltung an die Ausgänge (5, 6) der Modulationsstufe angeschlossen sind.(Fig.10)
9. Elektronische Anordnung nach Anspruch 7,

dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltungen je einen Signalausgang (73-1, 74-1) und einen inversen Signalausgang (73-2, 74-2) aufweisen, daß die logische Signalanordnung zwei Flip-Flop-Schaltungen (51, 52) enthält, die je nur für Flanken einer Polarität empfindlich sind und daß die Eingänge ,jeder der beiden Flip ίΠηρ-.Schal Ixiflgp»» gwisuhen einander entsprechenden Ausgängen (73-1 und 74-1 bzw. 73-2 und 74-2) der beiden Vergleichsschaltungen liegen, wobei die Ausgänge der Flip-Flop-Schaltungen an die Ausgangsklemmen (5, 6) der Modulationsstufen angeschlossen sind. (Fig.11)
10. Elektronische Anordnung nach einem deijvorstehenden Ansprüche,

dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsstufe eine verstärkende Summierschaltung enthält zum Verstärken und Summieren der der Verstärkerstufe zugeführten phasenmodulierten Signale Z^(t) und Zp(t) und zum Erzeugen des amplituden-

und phasenmodulierten Ausgangssignals aus diesen Signalen.
11. Elektronische Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die verstärkende Summieran-

5 Ordnung zwei Verstärker (36, 37) enthält zum getrennten Verstärken der phasenmadulierten Signale Z,.(t) und Z~(t) und daß an die Ausgänge der Verstärker eine Gabelschaltung (38) angeschlossen ist zum Erzeugen des amplituden- und phasenmodulierten Signals aus den von den Verstärkern abgegebenen phasenmodulierten Signalen, und daß der Ausgang der Gabelschaltung an den Ausgang der Ausgangsstufe angeschlossen ist. (Fig. 4)
12. Elektronische Anordnung nach Anspruch 10,

dadurch gekennzeichnet, daß die verstärkende Summierschaltung eine erste logische UND-Torschaltung (48), eine zweite logische UND-Torschaltung (50) mit zwei signalinvertierenden Eingängen und eine logische EXCLUSIV-NICHT-ODER-Torschaltung (49) enthält, wobei einer der Signaleingänge der ersten UND-Torschaltung, einer der Eingänge der EXCLUSIV-NICHT-ODER-Torschaltung und einer der invertierenden Signaleingänge der zweiten UND-Torschaltung an einen Eingang der Endstufe (5) angeschlossen ist und wobei der andere Signaleingang der ersten UND-Torschaltung, der andere Signaleingang der EXCLUSIV-NICHT-ODER-Torschaltung und der andere signalinvertierende Eingang der zweiten UND-Torschaltung an den anderen Eingang der Endstufe (6) angeschlossen ist, daß one an die logischen Torschaltungen angeschlossene Drei-Stellungen-Triggerschaltung (60) vorgesehen ist, daß zwei mit Steuereingängen versehene Stromquellen (61, 62) vorgesehen sind, deren Steuereingänge an Signalausgänge (60-1, 60-2) der Drei-Stellungen-Triggerschaltung (60) angeschlossen sind und wobei die Ausgänge der Stromquellen an den Ausgang der Ausgangsstufe angeschlossen sind.

PHN 9972
13· Elektronische Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichne t, daß die verstärkende Summieranordnung zwei mit Steuereingärigen versehene Wechselschalter (42, 44) und einen Transformator (45) enthält, daß die Steuereingänge der Wechselschalter je an einen zugeordneten Eingang der zwei Eingänge (5, 6) der Ausgangsstufe angeschlossen sind, daß einer der Kontakte der beiden Wechselschalter an eine erste Klemme einer Spannungsquelle angeschlossen ist, daß der andere Kontakt der beiden Wechselschalter an eine zweite Klemme der Spannungsquelle angeschlossen ist, mit einer von der ersten Klemme abweichenden Spannung, daß die Schaltarme der Wechselschalter über eine Primärwicklung des Transformators miteinander verbunden sind und dass eine Sekundärwicklung des Transformators zwischen

den Ausgangsklemmen des Ausgangs der Endstufe liegt.
14. Elektronische Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die verstärkende Summieranordnung zwei mit Steuereingängen versehene ¥echselschalter, einen Transformator und eine Stromquelle enthält, dass einer der

Kontakte der beiden Wechselschalter an ein Ende der Primärwicklung des Transformators angeschlossen ist, dass der andere Kontakt der beiden Wechselschalter an das andere Ende der Primärwicklung des Transformators angeschlossen ist,

dass die Stromquelle zwischen den Schaltarmen der Wechsel— 25

schalter liegt und dass die Steuereingänge der Wechselschalter je an einen zugeordneten Eingang der zwei Eingänge der Ausgangsstufe angeschlossen sind.
15· Elektronische Anordnung nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Wechselschalter mit Hilfe zweier FET-Transistoren ausgebildet ist.
16. Elektronische Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasenmodulator eine an eine Eingangsklemme angeschlossene Phasenfaltanordnung enthält 35zum Begrenzen des an dieser Eingangsklemme vorhandenen Modulations signals innerhalb der Grenzen -"TP/2 und +''/2, dass der Trägergenerator zwei Ausgänge hat zum Abgeben zweier um 90 gegenübereinander phasenverschobener Träger-

JZU/ /ÖD

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signale, dass ein an die Phasenfaltschaltung und über eine harte Begrenzungsschaltung an einen der Ausgänge des Trägergenerators angeschlossener weiterer Multiplizierer angeschlossen ist, dass eine an den Multiplizierer und den anderen Ausgang des Trägergenerators angeschlossene weitere Vergleichsschaltung angeschlossen ist und dass an den Ausgang der weiteren Vergleichsschaltung ein Tiefpassfilter angeschlossen ist.