DE3121560A1

DE3121560A1 - Signalspeicher zur verbesserung des signal/rausch-verhaeltnisses

Info

Publication number: DE3121560A1
Application number: DE19813121560
Authority: DE
Inventors: Harro Mount Waverley Victoria Brüggemann
Original assignee: Dindima Group Pty Ltd
Current assignee: Dindima Group Pty Ltd
Priority date: 1980-06-02
Filing date: 1981-05-30
Publication date: 1982-05-19
Also published as: GB2082011B; GB2082011A; US4392123A

Description

The Dindima Group Pty. Ltd., 10 Argent Place., Ringwood, Victoria, Australien

Signalspeicher zur Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses

Die Erfindung betrifft einen Signalspeicher zur Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses.

Im wissenschaftlichen Bereich wurde bisher das Rauschen bei Videobild-Signalen verbessert durch ein Summierungsverfahren mit Bildung des Mittelwertes aus einer Anzahl von Fernsehbildern, um nicht-kohärente Signalkomponenten zu unterdrücken. Die Verbesserung des SLgnal/Rausch-Verhältnisses ist proportional zu der Quadratwurzel der in diese Mittelwertbildung einbezogenen Durchgänge. Die

918

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BOEHMERT & ΒΟ$£ίΐν|ΕΗίΓ \'"'. . - :

elektronische Hardware zur Durchführung dieses Verfahrens setzt, wenn eine erhebliche Signal/Rausch-Verbesserung erreicht werden soll, einen großen Speicher voraus, die sich daraus ergebenden Kosten einer solchen Einrichtung sind ganz erheblich. So wird in einem System mit einer Auflösung von 8 Bit eine Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses um 4OdB eine Speichergröße erforderlich machen, die auf mindestens 21 bits pro Bildelement basiert.

Ein anderes Verfahren zur Verbesserung des Signal/ Rausch-Verhältnisses ist die exponentielle Glättung: Eine exponentiell gewichtete laufende Durchschnittsbildung über A Durchgänge erreicht eine Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses von V2A-1 und erlaubt die Darstellung des Bildes während der fortschreitenden Mittelwertbildung. Dies ist von R.G. Brown beschrieben in: "Smothing, forecasting and prediction of Discrete Time Serious", Prentice Hall, 1963, Kap. 7 und 8.

Das theoretisch optimale Ergebnis (sowohl bezüglich des Signal/Rausch-Verhältnisses, als auch des Endwertes), das bei allen Arten von Filtertechniken erreicht werden kann, wird durch den Summenalgorithmus angegeben, die erreichbare Verbesserung ist also gleich V"n7 wobei η die Anzahl der Durchgänge ist.

Bei einem System nach dem Summierungsverfahren ist es einfach, die Speichergröße zu berechnen (also die Bits pro Bildpunkt) , die erforderlich ist, um bestimmte Leistungskriterien zu erfüllen. Wenn z.B. ein (Spannungs-)Verbesserungsfaktor von (angenommen) 90 erforderlich ist,

BOEHMERT & BOEHMEF?T \' ':·:": I

muß bei einer Auflösung von 8 Bits die Größe des Speichers 21 Bits pro Bildpunkt aufweisen, die gesamte Rechenzeit beträgt (bei einem 625/50-System) ungefähr 6 Minuten. Wenn zusätzlich ein Digitalsignal-Normalisierer zur Ermöglichung einer kontinuierlichen Darstellung während der Mittelwertbildung verlangt wird, wird die Hardware-Komplexität des gesamten Systems ganz erheblich.

Der Erfindung liegt also die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, mit deren Hilfe eine entsprechend gute Verbesserung des Signal/ Rausch-Verhältnisses bei weit geringerem Hardware-Aufwand erreicht werden kann.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch eine Schaltungsanordnung mit einem Schaltkreiseingang für eingehende verrauschte Analogsignale und einem Schaltkreisausgang für digitalgespeicherte Eingangssignale, deren Signal/Rausch-Verhältnis durch die Schaltunganordnung verbessert wurde und die in die analoge Form zurückverwandelt wurden, wobei der Schaltkreiseingang und der Schaltkreisausgang mit den Eingängen eines Analog-Komparators. verbunden sind, der angibt, ob das gespeicherte Signal größer oder kleiner als das Eingangssignal ist oder aber ob das Eingangssignal größer oder kleiner als das gespeicherte Signal ist, und wobei der Ausgang des !Comparators mit einem Signal-Inkrementor verbunden ist, dessen Signalausgang dem gespeicherten Digitalsignal entspricht zuzüglich oder abzüglich einer Anzahl von Digitalstellen in Abhängigkeit von dem Signalausgang des !Comparators; und mit einem Speicher zur Speicherung der inkrementierten Eingangssignale in digitaler

3 -

BOEHMERT & BOEHMERT ^: * *": - :"": : ·.„- ·..* "«·."

Form, wobei der Ausgang des Speichers mit einem Digital/Analog-Wandler verbunden ist, dessen Ausgang wiederum mit dem Schaltkreisausgang verbunden ist, wobei der Komparator, der Inkrementor, der Speicher und der Digital/Analog-Wandler zyklisch gesteuert werden zum Vergleich des eingehenden verrauschten Signals mit den gespeicherten analogen Ausgangssignalen, um die gespeicherten Signale auf den neuesten Stand zu bringen, wobei die neuen gespeicherten Signale bestimmt sind durch Addition oder Subtraktion einer Anzahl von Digitalstellen zu bzw. vom gespeicherten Signal in Abhängigkeit davon, ob der Komparator, der die analogen Eingangs- und Ausgangssignale vergleicht, einen größeren oder kleineren Ausgang aufweist, wodurch schließlich Signale gespeichert werden, die die eingehenden Signale mit verbessertem Rausch-Verhältnis darstellen, so daß der Ausgang des Schaltkreises ein Ausgangssignal mit den derart verbesserten gespeicherten Signalen anbieten kann.

Weitere Merkmale und Vorteile ergeben sich aus den Ansprüchen und aus der nachfolgenden Beschreibung, in der ein Ausführungsbeispiel anhand der Zeichnung im einzelnen erläutert ist. Dabei zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild der Schaltungsanordnung zur Speicherung und Darstellung von Signalen eines stehenden Fernsehbildes mit verbessertem Signal/Rausch-Verhältnis;

BOEHMERI¹ & BOEHNfl IiRgT ; '"; · :'- ^

Fig. 2 ein Schaubild der Wahrscheinlichkeit P einer negativen Inkrementierung als Punktion der Ausgangsspannungsabweichung m von der Eingangsmittelspannung ;

Fig. 3, gemeinsam ein Schaltbild mit dem ge-3c' 3d ^samten Schaltkreis der in Fig. 1 3e, 3f, schematisch gezeigten Ausführungs-₃?' ,' form, wobei einige der Abschnitte 3k noch blockschaltungsmäßig dargestellt sind;

Fig. 4 zusammen das Schaltbild des Inkrementor- und b Schaltkreises von Fig. 3;

Fig. 5 ein Schaltbild des Speicher-Schaltkreises von Fig. 3;

Fig. 6a, zusammen ein Schaltbild des Inkrementor-₆ und Steuerschaltkreises von Fig. 3;

Fig. 7a ein Blockschaltbild des Ausführungsbeispieles und

Fig. 7b ein Zeitdiagramm des Ausführungsbeispieles nach den Fig. 1 und 3.

Eine bevorzugte Schaltungsanordnung schließt eine Inkrementor-Steuereinheit ein, um die Konvergenz des gespeicherten Signales zu einem im wesentlichen rauschfreien Signal zu beschleunigenο

BOEHMERT & BOEHMBFfT */": · ;""; I

/fO

Der bevorzugte Schaltkreis weist auf: (a) einen N-Bit Digital/Analog-Wandler 1, (b) einen Komparator 2 mit zwei Analogeingängen und einem Ein-Bit (0 oder 1) Digitalausgang, (c) einen Inkrementor 3, der die Summe oder die Differenz S aus zwei M-Bit Eingangsworten (L und Δ ) entsprechend einem binären "Vorzeichenbit"- Eingangssignal bildet (es ist zu beachten, daß M immer größer sein wird als N) , (d) einen Digital-Speicher 4, der den Bildspeicher darstellt und dessen Kapazität in Bits gegeben ist durch M (der Gesamtzahl der Bildelemente) und (e) eine Inkrementor-Steuereinheit 5, die die Größe des Inkrements Δ. zu Beginn eines jeden Fernsehbild-Durchganges entsprechend eines vorbestimmten Algorithmusses vorgibt. Das Inkrement ^ ist dasselbe für alle Worte eines Bildes.

Der digitale Bildspeicher 4 wird mit der Fernsehbild-Abtastrate gelesen und die N höchstwertigen Bits werden in dem Digital/Analog-Wandler 1 umgewandelt zur Bildung eines wiedergewonnenen analogen Ausgangssignals. Auch dieses analoge Ausgangssignal wird einem Eingang des Komparators 2 zugeführt, an dessen anderem Eingang das eingehende (verrauschte) Fernsehbildsignal liegt. Auf diese Weise wird ein Vorzeichen-Bit der Differenz zwischen dem gespeicherten Bildelementwert und dem entsprechenden Bildelementwert des Eingangssignales gebildet für eine Abtastperiode zur Inkrementierung jedes Bildelementes. Dieses Vorzeichen-Bit (SGN) wird dann zur Bestimmung der Richtung, in die der gespeicherte Bildelementwert L durch das Inkrement Δ zur Bildung von S auf den neuesten Stand gebracht wird, verwendet.

BOEHMERT & ^ Γ / J,

Im Ergebnis konvergiert jeder gespeicherte Bildelementwert digital zu dem entsprechenden Eingangs-Bilde lernen twert, aber mit reduziertem Rauschen. Es ist zu beachten, daß alle gespeicherten Bildwerte bei einem Durchgang auf den neuesten Stand gebracht werden.Für eine schnelle Konvergenz des gespeicherten Signales kann der Betrag des Inkrements zu Beginn nach jedem Durchgang sukzessiv herabgesetzt werden von dem höchstwertigen Bit - dem größten gespeicherten Wert geteilt durch 2„ Bei diesem Verfahren kann jede N-Bit-Bildelementzelle des Bildspeichers mit dem Register eines Analog/Digital-Wandler verbunden werden, der mit der Abtastrate getakt wird. Während des Endstadiums des Verfahrens werden kleinere Werte von Δ über viele Durchläufe angesetzt. Durch die Verringerung der Größe des Wortinkrements wird der Einfluß einer Verunreinigung durch zufälliges Rauschen des Eingangssignales reduziert. Die Verunreinigung durch zufälliges Rauschen des Eingangssignales wird zunehmend eine immer geringere Wirkung auf den Wert des gespeicherten Signales haben. Die maximale Verringerung des Rauschens wird schließlich erreicht, wenn der Wert von Δ den Wert des geringwertigsten Bits des Speichers 4 erreicht hat. Das Verfahren hat also eine wirksame Integrationsfunktion für den Wert eines jeden gespeicherten Bildelementes. Wenn der Wert von 4\ gering geworden ist* wird der Betrag des Bildelementes um einen entsprechenden Eingangs-Bildelementwert "pendeln".

Schließlich wird, wenn eine ausreichende Bildverbesserung erreicht wurde (was z.B. durch Beobachtung des Ausgangssignales auf einem Monitor festgestellt werden kann), die Inkrementierung abgeschlossen und der Inhalt des Bildspeichers "eingefroren".

BOEHMERT & BOEHMERT : *" ;·:"": :

In der Praxis wird für ein hochwertiges Bildsystem, basierend auf dem 625/50 T. V. Standard, ein Raster von (typischerweise) 512 χ 512 Bildelementen erforderlich sein für den Bildspeicher und 256 Stufen (n = 8) sind erforderlich für eine genaue Gray-Skalen-Übersetzung.

Im folgenden wird eine mathematische Analyse eines quantitativen Modells der Bildpunkt-Inkrementierung bei stationärem Gaußschem Rauschen beschrieben. Dabei wird die mathematische Behandlung eher plausibel als mathematisch streng sein, es werden Ausdrücke verwendet werden, die das Verhalten des Systems praxisbezogen beschreiben.

Dazu wird wieder Bezug genommen auf Fig. 1. Ein Eingangssignal eines stehenden Fernsehbildes beinhaltet eine ."echte" Signalkomponente, die von einer Rauschkomponente überlagert wird, dessen Effektivspannungswert gleich V ist. Obwohl die Echtzeit-Signalfolge eines Fernsehbildrasters an singulären Bildpunkten ein Markoff'scher Prozeß sein kann, aufgrund einer Bandbegrenzung oder einer Frequenzgewichtung, ist es statistisch, d.h., die benachbarten Werte einer Signalfolge an allen einzelnen Bildpunkten ist rein zufällig (anders ausgedrückt, in allen praktischen Fällen wird die Autokorrelationsfunktion des verunreinigenden Rauschens mit Null angenommen für alle Zeiten gleich oder größer als die Periode eines Fernsehbilddurchgangs).V . (t) sei der Effektiwert des Ausgangs (das gespeicherte Signal zu einem Zeitpunkt t).

Weiter sei zunächst angenommen, N ist gleich M.

BOEHMERT ^$ J„

Zwei verschiedene Phasen des Konvergenzprozesses für die Gruppe von Bildpunkten, die ein Fernsehbild bilden, sind gegeben:

i) äußere Konvergenz. Dies ist die Initi alphase des Konvergenzprozesses, währenddessen jede Bildpunktzelle des Bildspeichers sich wie das Register eines Analog/ Digital-Wandler mit sukzessiver Annäherung verhält (d.h. während des ersten Durchganges wird ein Wert von. ^₁ auf den Wert des höchstwertigen Bits gesetzt, während des zweiten Durchganges wird der Wert von auf den Wert des nächsthochstwertigen Bits gesetzt, u.s«w.). Das Ziel dieser Phase ist es, dem gespeicherten Signal eine schnelle Annäherung an das Eingangssignal zu ermöglichen. Bei Fehlen von Rauschen (V. = Null) würde der Prozeß der äußeren Konvergenz zweifellos allein ausreichend sein, um das verlangte Resultat zu erreichen. Für Vφ 0 nehmen wir an, daß der Wert von V . bei Abschluß des Prozesses der äußeren Konvergenz annähernd gleich mit V. ist. Eine genaue Betrachtung dieser Phase ist schwierig;, weil die Initialbedingungen, wie sie von einem beliebigen Bildpunktinhalt bestimmt werden, schwierig zu bestimmen sind für eine Gruppe von Bildpunkten, die ein komplettes Fernsehbild bilden. Praktisch wurde festgestellt, daß die obere Annäherung unzureichend war_r weil das typische Resultat für einen weiten Bereich von Bildpunkten sich (empirisch) ergab

ZU S-V- ·

^Vout ("^N-f )■ ~ '^xt/² (^wobei ^" ^F Fernsehbild-Rasterperiode) ii) innere Konvergenz. In dieser zweiten Phase des Konvergenzprozesses werden kleinere Werte von <Δ verwendet (damit endend, daß Δ gleich ist mit dem geringstwertigen Bit) β um jedem Bildpunktwert die_>%Erreichung des erwünschten

BÖEHMERT & BQEHMERT-; **": · f": :

durchschnittlichen Wertes zu ermöglichen. Die Initialbedingungen f ür die innere Konvergenz soll angenommen

werden mit V . = V. .
• out in

Die für die Verrechnung eines verrauschten Fernsehsignals erforderliche Gesamtzeit beträgt daher die Summe aus den Zeiten für die Berechnung der äußeren und der inneren Konvergenz, d.h. ^T+-tl^=N T' ^{+ T}-In einem typischen Fall soll ein Rauschverbesserungsfaktor von mehr als 10 erreicht werden. Die Bildpunktworte sind typischerweise zwischen 6 und 12 groß. Wir wissen, daß die kürzeste Gesamtkonvergenzzeit größer sein wird als die theoretische Grenze durch den Summenalgorithmus Y^ angibt:

T. . ,■= N T +T. > 100 Γ total ^u xnner '

Daraus wird evident, daß die Größe von N die Zeit für die Gesamtkonvergenz bestimmt und daß für praktische Zwecke die Annäherung gemacht werden kann:

total "~~ inner

Um den Vorgang der inneren Konvergenz zu beschreiben, sollen mit Hilfe der folgenden Analyse ermittelt werden: i) Der Algorithmus, der die Größe von /\ (als

Funktion der Zeit) zur Erreichung der schnellsten Konvergenz angibt,
ii) Das VerbesserungsVerhältnis als eine Funktion der Zeit unter Verwendung des obigen Algorithmusses für Λ .

iii) Der endliche (begrenzende) Wert des Verbesserungsverhältnisses .

- 10 -

BOEHMERT & BOEHMERT

·*··· V- 3Ϊ2Ϊ560

Es wird wieder das Verhalten einer einzelnen Bildpunktzelle betrachtet. V sei der Mittelwert des Eingangssignales für diesen Bildpunkt (für stehende Bilder ist der Wert von V konstant). m /± (m ist ganzzahlig) sei die Abweichung eines gespeicherten Bildpunktwertes von V zum Zeitpunkt t = η -Τ" (d.h. nach η Bild (Durchläufen) . ■ ^{Es ist zu} beachten, daß der Wert von Δ. wegen seines digitalen Ursprungs gequantelt ist. V sei der gespeicherte Bildpunktwert zu einem beliebigen Anfangszeitpunkt (n = O). Bei jedem Durchgang wird von dem Komparator eine Entscheidung getroffen, ob der gespeicherte Bildpunktwert um das Inkrement & erhöht oder vermindert wird. Dieses Verhalten bildet natürlich einen Markoff'sehen Prozeß, dessen Wahrscheinlichkeit einer Veränderung nach oben oder nach unten von der Abweichung der Ausgangsspannung von V zu dem Zeitpunkt der Entscheidung abhängt, d.h. von dem Wert von m ^ . Für m = O ist die Wahrscheinlichkeit einer Veränderung nach oben gleich mit der einer Veränderung nach unten, während für m φ Ο die Wahrscheinlichkeiten gewichtet sind zugunsten einer Veränderung in Richtung xn = O. Genauer gesagt, ist die Wahrscheinlichkeit einer Abwärtsbewegung gegeben durch

-(D

und die Wahrscheinlichkeit einer Aufwärtsbewegung ist gegeben durch

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BOEHMERT & BOEHMERT _# \: :.: ;"*';·:"": :

./ft·

Es kann erwartet werden, daß die statistischen Eigenschaften von m Δ vollständig durch eine bedingte Wahrscheinlichkeitsfunktion γ (si /mÄ ; η f ) beschrieben werden (das ist die Wahrscheinlichkeit, daß die Bildpunktspannung nach η Durchgängen einen Wert von m Δ annimmt, wenn m = s zu dem Zeitpunkt η = 0 ist) .

Die effektive Ausgangsspannung V . Ct) wird durch Abtasten einer (ein komplettes Fernsehbild bildenden) Gruppe solcher Bildpunktspannungen gewonnen, von denen jede dieser Verteilung folgt. V 2 (t) kann daher mit der Varianz von m gleichgesetzt werden.

Leider konnte eine exakte Lösung dieses Problems wegen der nicht-linearen Natur von ) und J nicht gefunden werden. Es konnte jedoch eine ausreichende Annäherung gefunden werden, die die "ingenieurmäßige Lösung", wie öle gesucht wird, ergibt.

Die Initialbedingung für den inneren Konvergenzprozeß war V . (o) = V. , weiter sei die Ungleichung Δ ^ V. angenommen, es ist zu vermuten, daß die Abweichungen der Gruppe von Spannungen m <4 auf den im wesentlichen linearen Bereich der Wahrscheinlichkeitsfunktion für fliegen, wie er durch die Gleichung (1) in der Nähe von m = 0 gegeben ist (s. Fig. 2). Wenn jetzt eine Lösung gefunden werden kann, wird die Lösung selbst ein Test für die Gültigkeit der oberen Näherung sein. Die Proportionalität zwischen \ und m Δ in der Nähe von m = 0 ergibt sich aus Gleichung 1 zu:

Y.

die Wahrscheinlichiceit einer Abwärtsbewegung bei m <ό· kann

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BOEHMERT & BOEHMERT . · · · : I I ' IJ }_

jetzt angenähert werden durch:

I. JL J*

t ange AU

und die Wahrscheinlichkeit einer Aufwärtsbewegung durch

Die Näherung hat so zu einer vereinfachten Formulierung des Problems geführt, daß jetzt als identisch mit dem eines diskreten ein-dimensionalen Zufallsweges eines Teilchens mit elastischer Bindung anzusehen ist. Eine detaillierte Lösung dieses Problems wird von M. Kac "Random Walk & Theory of Brownian Motion", Am. Math. Monthly, 14:369 (1947) gegeben. Entsprechend dieser Formulierung sind die Wahrscheinlichkeiten einer Aufwärtsoder Abwärtsbewegung gegeben durch

Dies führt zu einer Differentialgleichung für die be dingte Wahrscheinlichkeit, dessen Lösung sich ergibt zu

Obwohl dies die korrekte Lösung unseres diskreten Zufallsweg-Modells mit gequantelten Spannungspegeln ist, führt die Formel (6) selbst nicht zu einer Interpretation der Varianz von m4 .

Eine geeignetere Form der Lösung ist der kontinuierliche Fall, der aus der Gleichung (6) abgeleitet werden kann, indem angenommen wird

- 13 -

BOEHMERT & BOEHMERT . *_: ♦ \·\ ':"":':": :

312156C

• ΛΛ ·

ο, 4-> σ, ^C-* ο, if- Γ

V ist jetzt eine kontinuierliche Annäherung an die diskrete Variable m 4 , für die die Funktion der Wahrscheinlichkeitsdichte zweiter Ordnung gefunden wird (s. Kac: Supra and an introduction to statistical Communication Theory, D. Middleton, McGraw Hill (1960), S. 438 bis 466) : /^U

W_x fa fat)*-dart. -α.

V J- i( O

wobei V = V e

und für V=O:

wobei die Gültigkeit von Gleichung (10) in.unserer Situation von den Bedingungen S/ -v_ . r~ S\

—» Zr (/M^ d ?><έ± - (id

abhängt.

Bei jedem Bildpunkt ist daher die Abweichung der Ausgangsspannung von der Eingangsmittelspannung (V) anzusehen als eine Verteilung, deren Varianz den Endwert D/f mit einer Zeitkonstante von 1/2^ abhängt. Der Initialwert Q*~ von Null entspricht unserer Kenntnis, daß mit einer Wahrscheinlichkeit von 1 V(t*0)*0 ist.

Dasselbe Ergebnis wird erreicht durch Lösung der Langevin-Gleichung, d.i e den physikalischen Prozeß beschreibt, der

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_H .«ftf.« · ·>

BOEHMERT & BOEHMERT . I'.' :./· ,..* " '·„'· .·.

Ji-

das Verhalten der Gruppe von Bildpunktspannungen beherrscht, die alle Gegenstand derselben Statistik und alle Gegenstand der Initialbedingung V (t = O) = sind, d.h. rii/"

oft *
wobei F (t) eine rein zufällige Gaußsche Funktion mit dem Mittelwert F (t) =0 und F (t^F (t₂) = 2 D ξ (_Vt_T>. .

In der folgenden Analyse soll der Konvergenzprozeß in Begriffen des Leistungsverhältnisses analysiert werden:

= ^Vout^{2 {t)} / ^Vin'

wobei V. konstant ist.

Aus der Gleichung (10) ergibt sich, daß der Wert von Q* von einem Initialwert Null zu seinem (stationärem) Endwert (f^ divergiert. Bei Konvergenz wird der Initialwert von ("* (=j^¹) größer sein als ^₀₀ . Wegen der stochastischen Differentialgleichung (12)· kann - der Prozeß ist linear erwartet werden, daß (f mit derselben Zeitkonstante (1/2j, ) ^erreicht.

Im Fall der Konvergenz gilt also:

(T²- IC: -fl) e,-¹** -Vl - (14) Werden die Gleichungen (3), (5) und (14) kombiniert und wird die Proportionalität zwischen 0" und P beachtet, ergibt sich: , __// λ £.

ah(_PkA) '^ιΔ +kA -05)

wobei η

J&aJ°

(im

^ - (16)

- 15 -

BOEHMERT & BOEHMERT . ";; ·*; :"V:": :

^und fci/Ffe

Wenn weiter die Initialbedingung Yq — 1 für die innere Konvergenz eingeführt wird, so ergibt sich

Es ist zu beachten, daß der Endwert des Spannungsverhältnisses für einen gegebenen Wert von Δ.

ist.

Das Konvergenζverhalten soll unter Heranziehung der Gleichung (18) näher betrachtet werden. Ein Konflikt in der Wahl von CA wird sofort deutlich. Wird ^X so klein wie möglich gemacht, um ein gutes endliches Reduktionsverhälnis f (t -^ v° ) zu erhalten, so ist die Konvergenzrate langsam. Wird dagegen eine schnellere Konvergenzrate durch Wahl eines höheren Wertes von -4 angestrebt, so leidet darunter die Reduktionsrate. Intuitiv kann ein optimales Verhalten - J^ (t) erwartet werden durch kontinuierliche

opt
(innerhalb der durch die Quantelung gegebenen Grenzen) Reduzierung des Wertes von ^- entsprechend einem vorbestimmten Algorithmus

Die Funktion·^-/ _ορτ(^) kann gefunden werden durch Bestimmung der Werte von ^I , die die steilste Stelle an allen Punkten entlang der Kurve γ (t) ergeben. Wir wis sen, daß zu jedem Zeitpunkt t.. die Steilheit gleich dem Gradienten der Funktion (Gleichung (15)) ist:

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BOEHMERT &BOEHMRRT . :: : ·': Γ": * "**:

Μ»

d.h. d_£_l . (*P* I .- U /I I ö -t* ΔΙ - (21)

dt Ka"'

und daß der maximale Gradient bei t = t- auftritt, wenn (durch Differenzierung der Gleichung (21) nach

Gleichung (22) ist aber richtig für alle Werte von

- (23)

durch Einsetzen von Gleichung (23) in Gleichung (21) erhält man * /, 02

gh - ^ XiZ- - (24)

oft " Cffa

dessen Lösung bei einer Initialbedingung j (o) = 1 die gesuchte Funktion ergibt:

" - (25)

Alternativ ergibt sich, ausgedrückt in der Anzahl von Durchgängen (n) : *~—-

TT

Das Verhältnis der Spannungserhöhung ist dann

was verglichen mit der theoretischen Grenze, die durch den Summenalgorithmus

- (28)

gegeben ist, günstig ist.

— 17 —·

BOEHMERT&BOEHMERT .'J; ··· ·'":·■:'

»„

Es ist zu beachten, daß entsprechend den Gleichungen (25), (26) und (27) das Vergrößerungsverhältnis mit der Zeit ad infinitum ansteigen würde. Zweifellos ist der Maximalwert des Verhältnisses der Spannungserhöhung entsprechend dem geringsten Wert von ^\ begrenzt durch den kleinsten gequantelten Schritt (der durch den Wert von M bestimmt ist). Aus Gleichung (19) ist dieser asymptotische Wert anzusehen als

- (29)

Zusammenfassend ist der optimale Konvergenzprozeß im Sinne des Verhältnisses der Spannungserhöhung zu Beginn als einer quadratischen Gleichung entsprechend Gleichung (27) anzusehen, bis ein "Schwellenwert" erreicht ist und sich dann asymptotisch einem in Gleichung (29) bestimmten Wert annähert. Die Anzahl der Durchgänge zur Erreichung des Schwellenwertes kann betrachtet werden als ein Index für die Konversionsrate für einen bestimmten Wert von V. und wird gegeben durch

V*fir...ur..... - UJJ/ ~- - (3O)

«Al* .

Bis jetzt wurden nur Systeme betrachtet, für die alle Bits eines Bildpunktwortes in ein Analogsignal umgewandelt worden sind, um eine Rückführschleife zu dem Komparatoreingang zu schließen. Die Funktion des Digital/Analog-Wandlers ist die einer Sicherung der Proportionalität zwischen den gespeicherten Bildpunktwerten und der Rückführ-Komponente. Die Arbeitsgeschwindigkeit eines Digital/Analog-Konverters ist begrenzt, eine Vereinfachung der Hardware kann erreicht werden durch einen Konverter mit· einer verringerten

- 18 -

BOEHMERT & BOEHMERT . ; · : · : ·

Auflösung (d.h. N < M), vorausgesetzt, daß N ausreichend groß ist für die einzuhaltenden Erfordernisse der Gray-Skala.

Die Außenwirkung der Verkürzung des gespeicherten Bildwortes durch Vernachlässigung einiger der geringwertigsten Bits bei der Umwandlung wird im folgenden diskutiert.

Für einen Eingangs-Rauschpegel, der geringer ist als der kleinste von dem Konverter auflösbare Schritt (M-N) /J _MT„ ist sicherlich keine Verbesserung zu erwarten. Auf der anderen Seite ist für einen Eingangs-Rauschpegel, der viel größer als (M-N)c\ _MT„ nur eine geringe Verschlechterung des Verfahrens wegen der groben Quantelung bei der Umwandlung zu erwarten, solange der verbleibende Ausgangs-Rauschpegel viel größer ist als (M-N) Δ _ΜΙΝ· ^Es scheint so, als würde die Abnahme der Verbesserung nicht entscheidend berührt (unabhängig von dem Eingangspegel), bis der verbleibende Ausgangspegel mit (M-N)-X^ vergleichbar ist. Bei der praktischen Anwendung (wie sie im folgenden diskutiert wird) kann der Wert N allein bestimmt werden durch die Erfordernisse der Gray-Skalenauflösung des "Systems. Es wurde empirisch festgestellt, daß bei solchen Systemen die untere Grenze eines absoluten Ausgangs-Rauschpegels in der Größe vergleichbar ist mit dem Quantelungsrauschen eines N-Bit Systems.

Aufgabe der InkrementDr-Steuereinheit 5 ist die Erzeugung einer geeigneten Folge von ^L -Werten für eine richtige äußere Konvergenz und eine optimale innere Konvergenz. Es sei daran erinnert, daß für die äußere Konvergenz die

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ROl-HMERT & BOEHMERT .*:;·..

Folge für -CJ ist: Erster Durchgang - höchstwertiges Bit, zweiter Durchgang - zweithöchstwertiges Bit, u.s.w.

Das Optimum des Prozesses der inneren Konvergenz beginnt mit einem Z3 -Wert (s. Gleichung (23)) von

- (3D

Danach muß der Wert von ^? variiert werden entsprechend der Gleichung (23), d.h.

5Γ

η 4 ^

^r - (32)

Es wurde festgestellt, daß eine ganz grobe diskrete Annäherung /J (n) an die Gleichung (32) gilt, die eine beträchtliche Ersparnis an Hardware darstellt, während sie gleichzeitig eine zu vernachlässigende Ungleichheit in der Konvergenzrate verursacht.

Es ist zu beachten, daß der Prozeß der äußeren Konvergenz Bezugswerte von <-/ entsprechend der Größe eines diskreten Bits entspricht, die Bequemlichkeit der Verwendung derselben bevorzugten Werte von ^ für den Prozeß der inneren Konvergenz ist deutlich. Unter Verwendung dieser Näherung würde das Verhalten der inneren Konvergenz für jCUI in einer diskreten Folge exponentiell ausschwingen.

Die diskrete Folge ^X (n), die sich der Kurve Δ _Q (η) annähert, kann tabellarisch folgendermaßen dargestellt werden: /d__{OpT (yJ}) * <3^ = 4 _orr (o)

- 20 -

BOEHMERT & BOEHMERT ;; ·.· ;^:", ./-*. :

Ersetzt man diese Werte für /j in Gleichung (15) und erinnert sich, daß t = η L ist, so erhält man die Beziehung zwischen dem Potenzverhältnis zu Beginn (Aj und dem Ende (γ ^) des Q-ten exponentiell ausschwingenden Abschnitts:

-tr Jo^ - (33)

wobei c = e ^= O,27992 und mit einer kleinen Algebra

wobei die Durchgangszahl η = 2-1 ist. Es kann leicht gezeigt werden, daß der Prozeß der Konvergenz, wie er durch Gleichung (34) definiert wird, eine ebensogute Annäherung an fopT ^ ^ ^ist/ ^{wie d:Le} Gleichung (26) , der Fehler ist in dem relevanten Bereich geringer als 5 %. Die Asymptoten sind natürlich in beiden Fällen gleich (bestimmt durch Gleichung (29)).

Aus Gleichung (23) ist es evident, daß die Wahl des optimalen Konvergenzalgorithmusses von dem Eingangs-Rauschpegel abhängt, weil dieses die Initialbedingungen des Prozesses der inneren Konvergenz bestimmt. Für diesen Zweck weist das Gerät einen Schalter zur Wahl des besten Algorithmusses auf, um einen weiten Bereich von Eingangs-Rauschpegeln zu erfassen. Mit einem Algorithmus, wie er durch die Gleichung (26) fyPT 0") gegeben ist, ist eine solche Steuerung kontinuierlich und erlaubt daher eine optimale Anpassung des Algorithmusses an den Eingangs-Rauschpegel.

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BOEHMERT & BOEHMERT *"\ : . : ':^:'*. - I*^-- *

Mit dem Algorithmus, wie er durch /ßi_ (Gleichung (34)) gegeben ist, ist eine kontinuierliche Steuerung wegen der fest vorgegebenen Werte von // .. nicht mehr gegeben. Die Steuerung ist in diesem Fall eine geometrische Folge, deren benachbarte Glieder um den Faktor 2 differieren. In der Praxis führt dies nicht zu einer spürbaren Verschlechterung, weil die Signal/Rausch-Verhältnisse in typischen Situationen ohnehin nicht genau bekannt sind. Idealerweise wird so nah wie möglich an den Werty2/f5" v_jN des zu bearbeitenden Signales gesetzt. Ein bevorzugter Filter wird in Fig. 3 gezeigt und folgt dem Blockschaltbild von Fig. 1.

Ein solcher Filter ist passend für ein 625/50 Fernsehbild-System. Das Gerät ist in erster Linie für den wissenschaftlichen Markt konzipiert und beinhaltet eine quadratische 512 χ 512 Bildpunktspeicher-Matrix.

Wird eine Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses von über 100 verlangt (für entsprechend große Eingarigs-Rauschpegel), wird eine Bildpunkt-Worttiefe von 12 (M = 12) erforderlich, während eine Gray-Skalenauflösung von 8 Bits pro Bildpunktwort in den meisten Anwendungsfällen sich als ausreichend erwies.

Eine Bildpunktwortdauer von 69 ns führt zu einigen sehr kritischen Problemen in dem Schaltkreis der Bildpunkt-Inkrementierung.

Jedes 12-Bit Bildpunktwort muß aus dem Speicher herbeigeschafft, D/A umgewandelt, mit dem eingehenden Videosignal verglichen und um Δ, (einem weiteren 12-Bit Wort)

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BOEHMERT&BOEHMI RT .::

verändert werden innerhalb von 69 ns. Ein ausreichend schneller 12-Bit D/A-Wandler war nicht verfügbar, die Wahl fiel auf einen Motorola Chip MC10318 einem 8-Bit (d.h. N = 8) Wandler mit einer Ein-' Stellzeit von etwa 10 ns. Ein geeigneter Spannungskomparator fand sich in dem AMD 685. Alle digitalen Operationen im Zusammenhang mit dem Inkrementor wurden in ECL-Logik ausgeführt.

Der einzig kostenintensive Typ der Speichereinrichtung war das 16k dynamische RAM, dessen Lesen-Ümwandeln-Schreiben - Zykluszeit typischerweise 375 ns ist. Die bei einer Bildpunktdauer von 69 ns geeignete Datenrate wurde mit einer phasenversetzten Kombination von 8 solcher Speichertyps erreicht. Die Inkrementor-Steuereinheit ist entsprechend dem [Q^ Algorithmus implementiert (s. Gleichung (34)) mit-^j Werten, die von dem höchstwertigen Bit bis hinab zum geringstwertigen Bit wählbar sind (wobei die letzteren lediglich einen Prozeß der äußeren Konvergenz ergeben). Die entsprechenden Werte des Signäl/Rausch-Verhältnisses des eingehenden Videosignales liegen (bei optimalen Konvergenzzeiten) in dem Bereich von 4 dB in 3 dB Stufen bis 37 dB. Es können natürlich auch Signal/ Rausch-Verhältnisse von weniger als 8 dB berechnet werden, aber mit sub-optimalen Konvergenzzeiten.

Das zeitliche Filter wurde mit einer Eingangsstufe versehen, mit der ein großer Bereich von Verstärkungen und Kegelverschiebungen erreichbar ist.

Die genaue Beschreibung des Schaltkreises ist in den Fig. 3 bis 7 gezeigt und wird im folgenden beschrieben.

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BOEHMERT&BOEHMERT *_:'_: »-· Γ : * :.J .·.

Der gesamte Schaltkreis ist in Fig. 3 gezeigt. Es wurden Bedienungselemente vorgesehen, um dem Gerät die folgenden Möglichkeiten zu geben:

1. "Integrationsart" (Schalter S1 in Fig. 6A) zur Steuerungdes Inkrementors 3 derart, daß in der Einstellung "Spitze" nur positive Inkremente erkannt und- gerechnet werden, was einen irreversiblen Aufbau der Helligkeit eines berechneten Bildes erlaubt. Die Normalpos i.ti on dieses Schalters ist "normal" , wobei der Inkrementor 3 so arbeitet, wie es bisher beschrieben wurde.

2. "Schrittgröße" (Schalter S2 in Fig. 6B) erlaubt die Wahl einer bestimmten Inkrementgröße. Auch die letzte Position des Schalters setzt einen von elf festen Konvergenz-Algorithmen entsprechend der Einstellung von S3 (s. unter 3 sogleich) in Betrieb.

3. "Integrationszeit" (Schalter S3 in Fig. 6B) bestimmt die Inkrementgröße bei Beginn entsprechend der vorherigen Kenntnis des Signal/Rausch-Verhältnisses des Einganges und bestimmt damit die Gesamtzeit zur Vollendung des Konvergenz-Algorithmusses.

4. "Video-Polarität" (Schalter S4 in Fig. 6A) ermöglicht eine Invertierung des gespeicherten Videosignals zur Schaffung einer "negativen" Darstellung.

5. "Darstellungsweise" (Schalter S5 in Fig. 6A) erlaubt die Auswahl eines Ausgangsbildes zwischen dem Eingangssignal (direkt), dem gespeicherten Signal (Speicher) und dem gespeicherten Signal eingeblendet in das Eingangssignal (Einblendung).

6. "Feldwahl¹¹ (Schalter S6 in Fig. 6C) erlaubt die Anwahl jedes der Fernsehfelder (d.h. der Hälfte des Gesamtspeichers) zur Darstellung auf dem ganzen Bildschirm.

7. "Eingangsanpassung (Schalter ^XS7 in Fig. 6A) bewirkt

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BOEHMERT & BOEHMERT

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eine wählbare Gleichspannungsverschiebung der Eingangsstufe.

8« "Eingangsverstärkung¹¹ (Schalter S8 in Fig. 6A) bewirkt eine wählbare Verstärkung der Eingangsstufe.

9. "Rückstellung" (Druckschalter K3 in Fig. 6C) löscht alle Bildpunktadressen des Speichers.

10. "Start" (Druckschalter K2 in Fig. 6C) startet den Inkrementierungsprozeß.

11. "Halt" (Druckschalter K1 in Fig. 6C) begrenzt den Inkrementierungsprozeß und hält den Speicherinhalt unverändert bis zu einer Aktivierung entweder von "Start" oder "Rückstellung".

Die verwendeten I.C.'s sind wie folgt bezeichnet:

IC IDENTIFIKATION

Ui	LM3O86	U21	DM7407	U41	DM74157	U66	DM74300
U2	LM3O86	U22	DM7404	U42	DM74157	U67	CD4069
U3	LM3O86	U23	DM74123			U68	74C221
■ U4	DM4011	U24	DM7402			U69	DM74304
U5	74C221	U25	DM74123	U50	DM74LS374	U70	LM78O5
		U26	DM74123	U51	DM74LS374	U71	LM7812
U7	LM3O86	U27	DM74LS374	U52	DM74LS374	U72	LM7812
U8	LM3O86	U28	DM74LS374	U53	DM74LS374	U73	LM7812
U9	CD4069	U29	DM74LS374	U54	DM74LS374	U74	LM7812
U10	CD4013	U30	DM74LS374	U55	DM74LS374	U75	LM78O5
U11	74C221	U31	DM7430	U56	DM74LS374	U76	LM7812
U12	CD4011	U32	DM74191	U57	DM74LS374	U77	LM7812
U13	CD4O13	U33	DM74123	U58	DM745153
U14	74C221	U34	DM7430	U59	DM745153
Ü15	CD 40 80	U35	DM74191	U60	DM745153
U16	CD4O13	U36	DM7404	U61	DM745153
Ü1.7	DM74504	Ü37	DM7430	U62	DM745153
U18	DM7474	U38	DM74191	U63	DM745153
U19	AMD685	U39	DM7474	U64	DM7474
U20	DM745OO	U40	DM74191	U65	DM7457 4

Es sollte bemerkt werden, daß in den Fig. 3A - 3K, 4A, 4B und 6A - 6C die jeweiligen mit A,B,C usw. bezeichneten Figuren miteinander kombiniert ein Gesamtschaltbild

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BOEHMERT &BOEHMERT \: : - · ;* : · : : :

des jeweiligen Teils des Schaltkreises ergeben, die durch die Bezeichnungen 3, 4 und 6 angegeben sind.

Es sollte auch bemerkt werden, daß dort, wo ein Anschluß eine Figur verläßt, so z.B. in Fig. 3A,dieser

BB
bezeichnet wird z.B. mit =-. Dies wiederum bedeutet,

BB daß eine Verbindung besteht mit dem Punkt -- in Fig. 3B.

In allen Fäl.l en bezeichnet der Buchstabe unter dem Strich, zu woLcher der Figuren - bei der Fig. 3 zu welcher der Figuren 3A bis 3K - eine Verbindung besteht.

Entsprechende Beziehungen bestehen in den Fig. 4 und Wo BB mehrfach wiederholt wird, wird angegeben B2B, B3B, B4B usw.. Entsprechendes gilt für die Buchstaben C, D, E usw..

Das Video-Eingangssignal wird über eine Trennstufe und Klemmen (UI und Ü2 in Fig. 3) und dann über einen Tiefpaßfilter zu einer Verstärkungs- und Pegelanpassungsstufe (Q4 bis Q8 in Fig. 3) geführt. Das aufbearbeitete Videosignal wird jetzt von einem nicht abgeglichenen in ein abgeglichenes Format umgewandelt (Q1/ Q2, Q3 in Fig.4), bevor es zu dem Eingang eines Spannungs -!Comparators ' (Anschlüsse 3 und 4 des IC's U21 in Fig. 4) zugeführt wird. Dieser Komparator entspricht dem funktionellen Block 2 von Fig. 1. Der Ausgang des Digital-Analag-Wanclers U5 (Anschlüsse 14 und 15) bildet einen abgeglichenen Treiber für die Kaskodenstufe (Q 4 und Q5), dessen abgeglichener Ausgangsstrom von dem balancierten Videosignal (das das Videoeingangssignal darstellt) abgezogen wird an dem

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BOEHMERT & BOEHMlRT *·*:·:: ;*: · ^:

Eingang des Komparators (Anschlüsse 3 und 4). Auf diese Weise steht das Vorzeichen der Differenz zwischen dem Video-Eingangssignal und dem Ausgangssignal des D/AWandlers an dem Komplementärausgang (Anschlüsse 11 und 12 von U21) des Komparators. Diesen Ein-3it-Wort wird in dem Komparator gespeichert (der AMG (85 kann gesperrt werden) auf einen Sperrbefehl hin, der mit der Bildpunktfrequenz an dem Anschluß 6 des Komparators auftritt. Das komplementäre Binärsignal an dem Ausgang des Komparators (Anschlüsse 11 und 12) entspricht dem SGN- Parameter von Fig. 1.

Der Digitalspeicher des Gerätes besteht aus 192 16K dynamischen RAM chips (4116), deren Speicherkapazität eine Rastermatrix von 512 χ 512 Bildelementen schafft, von denen jedes ein 12 bit Worte bildet.

Während des Inkrementierungsprozesses werden diese chips in einem "Lies-Modifizier-Schreib-Mode" betrieben, wobei ein Bildelementwort aus dem Speicher herausgezogen, in dem Inkrementor modifiziert und wieder in derselben Speicheradresse eingeschrieben wird. Nach dem Inkrementieren können die Speicher gelesen werden. Die bits stehen an dem Anschluß 14 des Memory-chips und werden wieder eingeschrieben in den Speicher durch Anlegung der modifizierten Bits an den Anschluß 2. Um eine Lese- und Schreibrate entsprechend der Rate der Bildelemente des eingehenden Videosignales zu erreichen, wird die Speichereinheit in acht Gruppen von chips pro Fernsehfeld aufgeteilt. Die Glieder der acht Gruppen werden zyklisch nacheinander adressiert, um eine hohe Datenrate zu erreichen. Das Schaltbild des Speichers in Fig. 5 bildet ein Viertel des gesamten Speicherblocks des Gerätes.

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BOEHMERT & BOEHMERT _m'_:] "_: - · Γ : * : : "_:

Vier identische Schaltungsplatten bilden den kompletten Speicherblock A, B, C und D. Jede Schaltplatte besteht aus den Reihen von chips 1 bis 4. Die Abfolge der Adressierung kann folgendermaßen beschrieben werden:

Ungerade Fernsehfelder: A1, B1 , C1, D1, A3, B3, C3, D3, A1, B1 usw..

Gerade Fernsehfelder: A2, B2, C2, D2, A4, B4, C4, D4, A2, B2 usw..

Die Adressierung der Speicherchips wird in normaler Weise durch Adressierung der Zeilen und Spalten nach dem Multiplex-Verfahren durchgeführt. Um den Erfordernissen des dynamischen RAM zu entsprechen, wurde das Adressierungsmuster so gewählt, daß alle Reihenadressen in weniger als zwei ms angesprochen werden.

Fig. 7B zeigt ein Zeitdiagramm des 8-phasigen Takt-Zyklusses. Es wird der Abfolge bezüglich der Speichergruppe A1 gefolgt. Es ist zu bemerken, daß die Abfolge aller anderen Speichergruppen identisch sind, mit Ausnahme einer Zeitverschiebung. Die Generation des multiplexten Adressenwortmusters wird in U31, U32, U34, U35, U37, U38, U39, U40, U41, U42 durchgeführt. Das Adressenmuster wird dann durch einen Block von Schieberegistern (U50 bis U57 in Fig. 3) geführt, um das erforderliche 8-Phasen-Format zu erlangen, wie es zu dem Speicherblock über die Anschlüsse J7 bis J10 geführt wird. Der Torimpuls für die Reihenadresse, der Torimpuls für die Spaltenadresse und der Torimpuls für das Schreiben werden in U23 und U26 erzeugt und in dem verlangten 8-Phasen-Format über U27 und U30 den Speichern zugeführt.

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BOEHMERT & BOEHMERT -.::.«* : * : - *

Der Fluß des gespeicherten Bildelementwortes (12-bit) tritt seriell an den Ausgängen (Anschlüsse 7 und 9) des Multiplexer ICs (U58 bis U63 in Fig. 3) auf und entspricht der Größe L von Fig. 1. Der Fluß des Bildelementwortes (TTL Format) wird in ECL-Format übersetzt in dem Inkrementor (07, 08 und 09) und durch flip-flops (U4 und U6) gesperrt.

Die acht höchstwertigen bits des Stromes (L) der Bildelementworte werden zu den Digital-Analog-Konverter (MC 10318 - U21, Anschlüsse 1 bis 8) geführt. Alle zwölf Bits des Stromes der Bildelementeworte werden zu dem Eingang eines 12-bit Addierer/Subtrahierer (entsprechend dem funktioneilen Block 3 von Fig. 1) geführt, der durch 3 ALU-chips vom Typ MC 10181 (uio, U11 und U12, Anschlüsse 10, 16, 18 und 21) verwirklicht ist. Das andere (12-bit) Eingangswort entsprechend der Menge D von Fig. 1 an diesem Addierer/ Subtrahierer kommt von der Inkrementorsteuereinheit (Fig. 6) und wird erzeugt entsprechend dem Algorithmus für D.p . D erscheint an den Ausgängen 9, 11, 19 und

20 der drei ALU chips, die den Addierer/Subtrahierer bilden. Der 12-bit Ausgang des Addierers/Subtrahierers (Anschlüsse 2, 3, 6 und 7) entsprechen der Menge S in Fig. 1 und'ist entweder gleich der Summe der Mengen L + D oder der Differenz L ./. D entsprechend dem Vorzeichenparameter, wie er in komplementärer Form an den Ausgängen 11 und 12 des Spannungs-Komparators

21 anliegt. Der Wert S wird so in Übereinstimmung mit dem Inkrementierungs-Algorithmus erreicht und muß in denselben Speicherplatz geschrieben werden wie das Bildelementwort L, aus dem es gelesen wurde. Die 12 Typ D-flip-flops (EC's 17 und 18) dienen dazu, die 12 Bits von S für ein optimales Zeittor zum Wiederein-

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BOEHMERT & BOEHMERT _t'_:: \ - ζ : : * : : ι

schreiben in den Speicher zu halten. Die Interfacechips 16, 19 und 20 übersetzen des ECL-Format in das für die Memory-chips erforderliche TTL-Format. Fig. 7B macht die Einzelheiten des zeitlichen Ablaufs des Inkrementxerungsprozesses deutlich.

Der abgeglichene Analogausgang des Digital-Analog-Wandlers dient auch als Basis für die Derivation des Ausgangssignals. Die Transistoren Q7 bis Q10 (Fig. 3) formen eine Symmetrie-Unsymmetrie-Trennstufe mit wählbarer Signal-Inversion. Das so erzeugte Analog-Signal beinhaltet nur Bit-Information und ist frei von Synchronisierungs-Impulsen. Die Mischverstärker (U7 und U8, Fig. 3) dienen dazu, das gespeicherte (Analog) Signal mit dem Eingangs-Video-Signal zu verschmelzen und so die Synchronisierungs-Information zu erhalten. Gleichzeitig schafft dieser Verstärker die Möglichkeit einer zusätzlichen Mischung des invertierten gespeicherten Signals mit dem Eingangssignal für Vergleichsmessungen. Schließlich wird das Ausgangssignal mit einem VoIt₀-, (75 Ohm) über Q5 (Fig. 3) dargestellt.

Alle Zeitpulse, wie sie von dem Speicher, den PCB¹S dem Inkrementor und der InkrementorSteuereinheit verlangt werden, werden von einem Hauptkreis (Fig. 3) erzeugt und werden mit dem Synchronisierungsimpuls des einkommenden Videosignales verkoppelt.

Die. Trennung des Synchronisierungsimpulses des Eingangs-Videosignales wird in U3 durchgeführt. Ein Synchronisierungsimpuls mit negativer Polarität im CMOS-Format ist bei dem Anschluß 4 von U4 verfügbar. Der Ursprung dieses Signals ist wählbar zwischen dem

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BOEHMERT & BOEHMERT *.: ~> < ^: Γ":*: ^{: :}

Viedoeingang und einem extern erzeugten r.ynchronisierungseingang durch einen Synchronesierungs-Wahlschalter auf dem-Steuerpult. U11 (Anschlüsse 1 und 4) unterdrückt die Doppellinien-Frequenzkomponenten gemeinsam mit der Entzerrung und den Zacken des zusammengesetzten Synchronisierungs-Impulsfluß. Der Impulsstrom am Anschluß 4 von U11 wird daher der Fernsehzeilenrate entsprechen. Der Zweck des Feldimpuls-Detektors UfQ (Anschlüsse 8 bis 13) und der Torschaltung (Ul2) ist die Schaffung fehlender Zeilenimpulse, wenn das Eingangssignal ein vom Standard abweichendes Synchronisierungsformat aufweist. Die beiden Hälften von U14 bilden eine sich selbst erhaltende Oszillation, die über breite vertikale Impulse weiterschwingt und so die fehlenden Linienimpulse schafft. Seine Bedeutung liegt in der Beibehaltung der Taktkontinuität für den Speicherblock während der vertikalen Blockierung.

U17 (Anschlüsse 1 und 2) dient zur Verschiebung des Pegels des Referenzlinienimpulses in das TTL-Format.

U19, U20 (Anschlüsse 11, 12, 13) und U21 (Anschlüsse 8, 9, 10) bilden einen gesteuerten Oszillator, der mit der Bildpunktelementrate von 14,5 MHz arbeitet, und der mit dem Fernsehzeilen-Referenzimpuls verbunden ist« Der Taktimpuls des Inkrementors wird direkt von den 14,5 MHz abgeleitet über den Impulsformer (C46, C47, R141) und das Tor (U66, Anschlüsse 11, 12, 13). Auch der Taktimpuls für die 8-Phasen-Schieberegister (U50 bis U57) wird von den 14,5 MHz über ein die Phase verschiebendes Netzwerk (U22, Anschlüsse 11 bis 13) hergeleitet. Eine weitere Phasenverschiebung (U69, investierender Verzögerer) 'schafft den Taktimpuls

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BOEHMERT & BOEHMERT \\ ;.: : "*. - f"; ;

.36·

für die Erzeugung der 8-Phasenspeicher-Schreibfreigabeimpulse. Die 14,5 MHζ-Taktimpulse für die Erzeugung sowohl der 8-Phasenreihen und Spaltenadressen werden direkt von U22, Anschluß 12, genommen.

Der Speicheradressen-Wortgenerator wird getrieben über die Anschlüsse 3 und 6 von U18 (was eine .Frequenzhalbierung schafft) und die Anschlüsse 1, 2, 3, 11, 12, 13 von U21, was die Torfunktion schafft für eine korrekte Positionierung der Taktimpulse für die Zähler (U32, 35), die durch 32 dividieren. U39 (Anschlüsse 1 bis 6) schaffen einen Treiber zur Verhinderung des Überlaufens bei der Begrenzung der Anzahl für jede Fernsehlinie.

U18 liefert ein ergänzendes Treibersignal zu dem Videoschalter U7 und U8. Die Schaltpunkte sind definiert durch die hinteren Kanten der "one-shots" U33. Eine Feinsteuerung des Beginns der Einblendungsgrenze des gespeicherten Signals wird über R181 erreicht. Eine Feinsteuerung .über das Ende der Einblendungsgrenze wird über R172 erreicht. U20 (Anschlüsse 4, 5, 6, 8, 9, 10) erlaubt ein manuelles Unterdrücken des Treibers für die Fenster-Einblendung über die "Darstellung"-Steuerung auf der Frontplatte, um entweder "direkt" (d.h. das Eingangssignal) oder aber "Speicher"(das gespeicherte Signal alleine) zu erhalten.

Die "one-shots" von U25 definieren die Position und Weite des X-Y Arbeitsbefehl - dies ist nur von Bedeutung, wenn die Anwendung des Gerätes auf X-Y (sowie auch Fernseh)Abtastung erstreckt wird.

Die flip-flops U64 und U65 schaffen einen verbundenen

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BOEHMERT &BOEHMERT *"'{ :

2-Bit-Treiber für die 4-Weg-Multiplexer U58 bis U63. Die Funktion dieser Multiplexer ist die Umwandlung des 12-Bit parallelen Datenflusses (wie er in dem Speicherblock vorliegt) in einen 12-Bit seriellen Strom, wie er von dem Tnkrementor verlangt wird.

Die Trennung des Feldimpulses von dem einkommenden Zusammensetzungs-Synchronisierungskomponenten- Impuls wird erreicht durch das Integrationsnetzwerk R132, C32 und den folgenden Schmitt-Trigger U67 (Anschlüsse 1, 2, 12, 13). U68 und U10 (Anschlüsse 1 bis 6) bilden den Durchgangsimpuls (Diskriminator). U16 in Verbindung Ü22 (Anschlüsse 1,2,5,6)und U24 (Anschlüsse 1 bis 6) bilden die Feldwechsel-Steuerung für die beiden Hälften der Speichereinheit entsprechend den beiden Fernsehfeldern. Die Wahl eines der Felder (Frontplattensteuerung) ist möglich durch einen Stell- oder Rückstellbefehl auf U16 über U21 (auf Anschlüsse 4,5,6) bzw. U9 (Anschlüsse 8, 9). Der "one-shot" U11 (Anschlüsse 9, 12) ist über annähernd 90 % der Feldperiode gesetzt und schafft durch Unterdrückung der Erzeugungdes Feldimpulses in U68 (Anschlüsse 10, 5) . die Unempfindlichkeit des Systems gegenüber Rauschen durch Reduzierung der Wahrscheinlichkeit einer Interferenz durch unrichtige Feldimpulse. Die vertikale Stellung des Video-Einblendungsbefehls wird durch U13 (Anscliüssei bis 6), U15 und U16 (Anschlüsse Ii.bis'6) bestimmt. Dieser Befehl wird mit dem Zeilenwechselbefehl vermengt durch einen Unterdrückungs-Löschvorgang U33 (Anschluß 3).

Die mit D bezeichnete Größe wird durch die Inkrementor Steuereinheit erzeugt»

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BOEHMERT & BOEHMERT .':::*:- ^:.. .:.

Während der Anfangsphase des Bildaufbereitungsprozesses (äußere Konvergenz) wird die Größe von D halbiert nach jedem Durchlauf beginnend mit einem Wert gleich der Hälfte des dynamischen Bereiches von L (d.h. durch Herunterstufen des Wertes von D um ein. Bit nach jedem Durchgang). Dieses Verfahren kann fortgesetzt werden, bis der Wert D vergleichbar mit dem Wert V2/Jf χ (eff.Eingangsrauschspannung).

An diesem Punkt (D = D_Q) wird die Rate der Halbierung des Wertes D reduziert in einer solchen Weise, daß die folgende Annäherung eine hyperbolische Funktion der Zeit erreicht wird:
Wert von D Dauer (Anzahl der Durchgänge)

^D0 ^Λ

V^{2 2}

D_o/4 4

D_o/8 8

D₀/2^N 2^N

Der Übergangspunkt zwischen dem "äußeren" und dem "inneren" Konvergenzprozeß ist vorgegeben (auf der Frontplatte des Gerätes) durch die vorherige Kenntnis des Eingangsrauschpegels. Die Konvergenz ist vollendet, wenn· der Wert von D den des geringstwertigen Bits (von M) für eine ausreichend lange Zeit erreicht hat, so daß der restliche Rauschpegel sich seinem Endwert annähert. In Fig. 6, das das Schaltbild der Inkrementor-Steuereinheit zeigt, sind 1 bis 11 die Bits, die den Wert D bilden.

Jedes Bit wird erzeugt an einem Ausgang von flip-flops des D-Typs (U13, U14), die ein 12-stufiges Schiebe-

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BOEHMERT & BOEHMERT

register bilden. Vor dem Beginn eines Konvergenzzyklusses sind die Ausgänge aller Schieberegister auf 0 gesetzt durch einen Rückstellbefehl auf die Anschlüsse 1 von U13 und U14 ("Schrittgröße"-Wähler auf "Auto"). Der Initialwert von D ist daher 011111111111 .

Unter der Annahme, daß ein logisch hoher Pegel (entsprechend ' dem 12-Bit-Zähler (U10)-.auf Null), daß bei Anschluß 12 von U12 einem Durchgangsratenimpuls erlaubt, das Schieberegister (U13, U14) über die Takteingänge (Anschluß 1) zu steuern. Bei Beginn eines Konvergenzzyklusses wird der Rückstellbefehl von dem Schieberegister entfernt und der logisch hohe Pegel an der Eingangsstufe (Anschluß 11 von U 13) kann durch das Register wandern. Die auf diese Weise erzeugten D-Werte können folgenderweise tabellarisch dargestellt werden:

Zeit

D-Werte

1,	.Durchgang	1
2.	Durchgang	O
3.	Durchgang	0
4.	Durchgang	0
5.	Durchgang	.0
6.	Durchgang	0
7.	Durchgang	O
8.	Durchgang	0
9.	Durchgang	0
10.	Durchgang	0
11.	Durchgang	0

1111111111 1111111111 0 111111111 O O 1 1 1 1 1 1 1 1. 0 0 0 1111111 0 0 0 0 111111 0000 0 1 1 1 1 1

0 0 0 0 0 0 1 1 1 1

00000001 1 1 00 0 000001 1 0000000001

Höchstwertiges bit

Geringstwer^ tiges bit

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BOEHMERT & BOEHMERT

Diese Folge stellt einen reinen "äußeren" Konvergenzzyklus her mit einer Konvergenzzeit von 11/25 ms und wird erhalten mit einem Signal-Rausch-Verhältnis-Wähler auf der zweittiefsten Stellung.

Ist der Eingangssignal-Rausch-Verhältnis-Wahlschalter auf einen höheren Eingangsrauschpegel eingestellt, wird die obige Folge modifiziert unterhalb des geeigneten bit-Pegels durch eine fortschreitende Reduktion der Anzahl der Taktimpulse, die das Schieberegister über das Tor U12 (Anschlüsse 11, 12, 13) erreichen. Diese fortschreitende Abnahme wird bestimmt durch den Zähler U10 und das Netzwerk U1 bis Ü9. Ist z.B. der Wahlschalter für das EingangsSignal-Rausch-Verhältnis mit dem Anschluß 7 von U13 verbunden, wird die folgende Abfolge von D-Wert erreicht:

Zeit

1. · Durchgang

2.. Durchgang

3. Durchgang

4. Durchgang

5. Durchgang ν Durchgang

7. Durchgang

8. Durchgang

9. Durchgang

bis

12. Durchgang

13. Durchgang bis

22. Durchgang

23. Durchgang bis

D-Werte

0 1111 0 0 0 0 0

1111111 1111111 1111111

000011111111 0 0 0 0 0 1111111

00 00001 1 1 11

00000001 1 1 1 00000001 1 1 1 000000001 1 1

000000001 1 1 0000000001 1

0000000001 1 0000000 O_x 00 1

äußere Konvergenz

innere Konvergenz

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BOEHMERT & BOEHMERT

Zeit D-Werte

40. Durchgang 00000000001 1

41. Durchgang 00000000000 1 bis

Ende der

Konvergenz 00 0 00000000 1

Der obige Algorithmus kann umgangen werden durch den Sehrittgrößenselektor, der die manuelle Schrittgrößenwahl ermöglicht. U11 und U18 dienen zur Synchronisierung aller Befehlsübergänge auf den Fernsehbild-Impuls zur Sicherung, daß jeder Prozeß für eine ganzzahlige Anzahl von Durchgängen geschieht.

- 37

BOEHMERT & BOEHMERT .. : - : :":'". ^:

AkLe: DX 1837 30. Mai 1981

• 48-

BfiZUGSZEICHENLISTS
CLIST OP REFERENCE NUMERALS)

1 Digital/Analog-Wandler	1
ρ Komparator	P
3 Inkrementor
4. Digitalspeicher	4
5 Inkrementor-Steuereinheit	5
6	6
7	7
8	8
9"	9
10	10
11	11
1?	12
13	13
14-'	14
15	15
16	16
17	17
18	18
19	19
20	20
21	21
22	22
23	25
24	24
25	25
PPi	26
27	27
28	28
29	29
30	30

Claims

BOEHMERT & BOEHMERT . : ·' ^:..·...* '·-' ··*·

DX 1837

30. Mai 1981

ANSPRÜCHE

\Ar_ Signalspeicher zur Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses, gekennzeichnet durch eine Schaltungsanordnung mit einem Schaltkroiseingang für eingehende verrauschte Analogsignale.und einen Schaltkreisausgang für digitalgespeicherte Eingangssignale, deren Signal/ Rausch-Verhältnis durch die Schaltungsanordnung verbessert wurde und die in die analoge Form zurückverwandelt wurden, wobei der Schaltkreiseingang und der Schaltkreisausgang mit den Eingängen eines Analog-Komparätors (2) verbunden sind, der angibt, ob das gespeicherte Signal größer oder kleiner als das Eingangssignal ist oder aber ob das Eingangssignal größer oder kleiner als das gespeicherte Signal ist, und wobei der Ausgang des !Comparators (2) mit einem Signal-Inkrementor (3) ver-' bunden ist, dessen Signalausgang dem gespeicherten Digitalsignal entspricht zuzüglich oder abzüglich einer Anzahl von Digitalstellen in Abhängigkeit von dem Signalausgang des Komparators (2); und mit einem Speicher (4) zur Speicherung der inkrementierten Eingangssignale in digitaler Form, wobei der Ausgang des Speichers mit einem Digital/Analog-Wandler (1) verbunden ist, dessen Ausgang wiederum mit dem Schaltkreisausgang verbunden ist, wobei der Komparator (2), der Inkromentor (3), der

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Speicher (4) und der Digital/Analog-Wandler zyklisch gesteuert werden zum Vergleich des eingehenden verrauschten Signals mit den gespeicherten analogen Ausgangssignalen, um die gespeicherten Signale auf den neuesten Stand zu bringen, wobei die neuen gespeicherten Signale bestimmt sind durch Addition oder Subtraktion einer Anzahl von Digitalstellenzu bzw. vom gespeicherten Signal in Abhängigkeit davon, ob der Komparator (2), der die analogen Eingangs- und Ausgangssignale vergleicht, einen größeren oder kleineren Ausgang aufweist, wodurch schließlich Signale gespeichert werden, die die eingehenden Signale mit verbessertem Rausch-Verhältnis darstellen, so daß der Ausgang des Schaltkreises ein Ausgangssignal mit den derart verbesserten gespeicherten Signalen anbieten kann.
2. Signalspeicher zur Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Systemkomponenten ausreichend groß sind, um jedes Bildelement eines Durchlaufs eines Videobildes digital zu verarbeiten,und daß jedem Bildelementensignal durch den Inkrementor (3) ein einzelnes N-Bit-Digitalwort zugeordnet ist.
3. Signalspeicher zur Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Inkrementor (3) um derart kleine Beträge inkrementiert, daß das gespeicherte Signal schließlich um einen Mittelwert des analogen Eingangssignals "pendelt".
4. Signalspeicher zur Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses nach einem der vorangehenden Ansprüche,

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dadurch gekennzeichnet, daß eine Inkrementor-Steuereinheit (5) zur Steuerung des Inkrements des Inkrementors (3) vorgesehen ist, wobei der Inkremen tor (3) bei Beginn um eine Reihe von Inkrementen inkrementiert, die denen der fortschreitenden Annäherung eines Digital/Analog-Wandlers entspricht, wodurch eine schnelle Konvergenz des Signalelementes an den Mittelwert des analogen Eingangssignals erreicht wird.
5. Signalspeicher zur Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Inkrementor (3) bei Beginn um einen Wert entsprechend dem höchstwertigen Bit und dann fortschreitend abnehmend um einen Wert entsprechend dem geringstwertigen Bit inkrementiert.
6. Signalspeicher zur Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der geringe Betrag des Inkrements durch die Inkrementor-Steuereinheit (5) entsprechend einer vorgegebenen Folge, die auf der vorherigen Kenntnis des Signal/Rausch-Verhältnisses beruht, steuerbar ist, so daß während des Beginns der geringen Beträge des Inkrements diese annähernd gleich Γ 2/"" mal der effektiven Rauschspannung sind und verringert werden auf annähernd {■' 27//K₁ wobei A der Anzahl der Inkrementierungen des Bidlelementes entspricht.
7«, Signalspeicher zur Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Wortgröße des N-Bit-Wortes größer ist als die Gray-Skalen-Auflösung jedes Bildelementes und größer ist als die

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Auflösung das Digital/Analog-Wandlers (1).
8. Signalspeicher zur Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß während eines Bilddurchlaufs alle Bildelemente um denselben Betrag inkrementiert werden.