-
Die Erfindung betrifft ein homodynes Netzwerkanalysever-
-
fahren zur Messung komplexer Vierpolparameter und einen Netzwerkanalysator
zur Durchführung des Verfahrens.
-
Netzwerkanalysatoren dienen zur Bestimmung von komplexen Vierpolparametern
nach Betrag und Phase. Wichtige Anwendungsgebiete sind die Ermittlung der elektrischen
Eigenschaften von Schaltungen, wie z.B. Filter, Verstärker, Phasenschieber oder
Richtkoppler, und die Bestimmung nicht elektrischer Größen durch z.B. Mikrowellenmeßverfahren
oder optische Verfahren. Beispiele hierfür sind die Bestimmung der Feuchtigkeit
von Stoffproben nach der Messung ihres komplexen Übertragungsmaßes und die Entfernungsmessung.
-
Übliche homodyne Netzwerkanalyseverfahren, die Phasenmodulatoren benutzen,
stellen hohe Anforderungen an die Form und die Amplitude der Phasenmodulationsfunktion.
Bekannt sind Verfahren, bei denen die Phase des Meßsignals sägezahnförmig über der
Zeit moduliert wird. Entscheidenden Einfluß auf die Meßgenauigkeit haben bei diesem
Verfahren die Linearität der Phasenmodulation, die möglichst gute Realisierung eines
theoretisch unendlich schnellen Phasenrücklaufs und die genaue Einstellung eines
Phasenhubes von 2 #. Insbesondere in der Mikrowellentechnik sind die genannten hohen
Anforderungen an die Phasenmodulationsfunktion aufgrund der nicht idealen Phasenmodulatoren
nur näherungsweise zu erfüllen. Dabei bereitet es besondere Schwierigkeiten, die
genannten Parameter über der Frequenz konst-ant zu halten, wie es im Wobbelbetrieb
eines Netzwerkanalysators unbedingt erforderlich ist.
-
Weiterhin ist es bekannt, anstelle der sägezahnförmigen Phasenmodulationsfunktion
eine treppenförmige Funktion zu benutzen. Die Anforderungen bezüglich der Form der
Phasenmodulationsfunktion lassen sich noch weiter ab-
schwächen,
denn man kann zeigen, daß eine bezüglich eines bestimmten Zeitpunktes beliebige
ungrade-Phasenmodulationsfunktion genügt, wenn diese zu keinem weiteren Zeitpunkt
gerade ist. Die genaue Einstellung des Phasenhubes bzw. der Amplitude des phasenmodulierenden
Signals ist jedoch bei sämtlichen bekannten Verfahren von entscheidender Bedeutung,
um eine hohe Meßgenauigkeit zu erzielen.
-
Aufgabe der Erfindung ist es, ein homodynes Netzwerkanalyseverfahren
zu entwickeln, bei dem die vorerwähnten Nachteile vermieden werden.
-
Die Lösung dieser Aufgabe besteht in einem Verfahren, welches durch
folgende Maßnahmen gekennzeichnet ist: a) es wird ein einziger hochfrequenter Oszillator
mit abstimmbarer oder nicht abstimmbarer Frequenz benutzt, dessen Ausgangssignal
durch einen Signalteiler aufgespalten wird in Signale für einen Meßzweig und einen
Referenzzweig, b) das Signal im Referenzzweig wird durch einen weiteren Signalteiler
in zwei Signale aufgespalten, die als Lokaloszillatorsignale zur Ansteuerung zweier
Mischer benutzt werden, c) im Meßzweig wird das vom Signalteiler kommende Signal
durch einen Phasenmodulator, der von einem niederfrequenten Signalgenerator angesteuert
wird, in der Phase moduliert, d) das phasenmodulierte hochfrequente Signal wird
durch einen weiteren Signalteiler vor dem Meßobjekt aufgespalten in ein Signal,
das dem ersten Mischer zugeführt und dort durch Mischung mit dem Lokaloszillatorsignal
in ein niederfrequentes Ausgangssignal trans-
formiert wird, das
die Amplituden- und Phaseninformation des hochfrequenten Signals vor dem Meßobjekt
enthält, wobei die hochfrequenten Signalanteile weggefiltert werden, und e) der
das Meßobjekt durchlaufende Signalteil wird dem zweiten Mischer zugeführt und dort
durch Mischung mit dem Lokaloszillatorsignal in ein niederfrequentes Ausgangssignal
transformiert, das die Amplituden- und Phaseninformation des hochfrequenten Signals
hinter dem Meßobjekt enthält, wobei ebenfalls die hochfrequenten Signalanteile weggefiltert
werden.
-
Weitere Ausgestaltungen dieses Verfahrens ergeben sich aus den Unteransprüchen
2 bis 18.
-
Ein homodyner Netzwerkanalysator zur Durchführung des Verfahrens ist
erfindungsgemäß durch folgende Merkmale gekennzeichnet: a) es ist ein einziger hochfrequenter
Oszillator mit abstimmbarer oder nicht abstimmbarer Frequenz vorgesehen, dem ein
Signalteiler nachgeschaltet ist, der dazu dient, die Eingangssignale in Signale
für einen Meßzweig und einen Referenzzweig aufzuspalten, b) im Referenzzweig ist
ein weiterer Signalteiler angeordnet, der Lokaloszillatorsignale liefert und über
je einen Ausgang mit einem ersten Mischer und einem zweiten Mischer verbunden ist,
c) im Meßzweig ist dem Signalteiler ein Phasenmodulator nachgeschaltet, zu dessen
Ansteuerung ein niederfrequenter Signalgenerator vorgesehen ist,
d)
der Ausgang des Phasenmodulators ist mit dem Eingang eines weiteren Signalteilers
verbunden, der mit einem Ausgang an das Meßobjekt und mit dem zweiten Ausgang an
den ersten Mischer angeschlossen ist, e) der Ausgang des Meßobjektes ist mit dem
zweiten Eingang des zweiten Mischers verbunden und f) an die Ausgänge der Mischer
sind je ein Tiefpaßfilter angeschlossen, die ein Zwischenfrequenzsignal liefern.
-
Bei dem Verfahren nach der Erfindung ist es im Gegensatz zu bestehenden
Verfahren möglich, die Phaseninformation über das Meßobjekt durch Auswertung eines
Meßsignals zu bestimmen, dessen periodische Phasenmodulationsfunktion bereichsweise
monoton, ansonsten von beliebiger Kurvenform ist. Der Phasenhub muß hierbei einen
bestimmten Minimalwert überschreiten, ist jedoch ansonsten ebenfalls beliebig.
-
Von bekannten Verfahren dieser Art unterscheidet sich das erfindungsgemäße
Verfahren u.a. dadurch, daß kein niederfrequentes Signal erzeugt wird, welches in
Amplitude und Phase den entsprechenden Daten des Meßobjektes proportional ist, sondern
daß hier der funktionelle Zusammenhang zwischen einem beliebig phasenmodulierten
Signal vor einem Meßobjekt und dem das Meßobjekt durchlaufenden Signal hinter dem
Meßobjekt ausgenutzt wird, um daraus Betrag und Phase der Übertragungsfunktion des
Meßobjektes rechnerisch zu bestimmen.
-
Die Vorteile des Verfahrens nach der Erfindung sind vor allem darin
zu sehen, daß die Form der Phasenmodulation nicht in die Meßgenauigkeit eingeht
und deshalb beliebig ist und der Phasenhub nur einen bestimmten Grenzwert überschreiten
muß und ansonsten ebenfalls beliebig ist. Für ein praktisches Meßsystem ergeben
sich daraus die wichti-
gen Vorteile, daß auch Phasenmodulatoren
mit nicht-linearen Kennlinien und Hystereseerscheinungen benutzt werden können und
daß die genaue Einhaltung eines bestimmten Phasenhubes unnötig ist. Daraus resultiert
eine größere potentielle Bandbreite als bei den bestehenden Systemen.
-
Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung, in der Schaltungen
als Ausführungsbeispiele dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigt: Bild 1 ein
Prinzipschaltbild eines homodynen Netzwerkanalysators für beliebige Phasenmodulationen,
Bild 2 ein Blockschaltbild einer elektronischen Normierungsschaltung, Bild 3 Diagramme
einer linearen Phasenmodulationsfunktion und der durch cos-Bildung und anschließender
arccos-Bildung erhaltenen Bildfunktionen, Bild 4 ein Flußdiagramm zumFORTRAN-Unterprogramm
SUB-ROUTINE MONOTO, Bild 5 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines
mikrorechnergestützten Auswertungssystems und Bild 6 eine Prinzipzeichnung des homodynen
Netzwerkanalysators zur Ableitung der beiden Zwischenfrequenzsignale.
-
Das sinusförmige Ausgangssignal des Oszillators Osz 1 mit der Frequenz
# wird durch den Signal teiler ST 1 auf den oberen Meßzweig und den unteren Referenzzweig
aufgeteilt (vgl. Bild 1). Im Referenzzweig dient es als Lokaloszillatorsignal für
beide Mischer M1 und M2. Im Meßzweig wird
das Signal durch den
Signalgenerator Osz 2 und den Phasenmodulator PMod mit einem Signal der Frequenz
# in der Phase moduliert. Das Ausgangssignal des Phasenmodulators ist proportinal
zu cos [#t + #(#t)], dabei ist (@t)die durch den Phasenmodulator erzeugte
Phasenmodulation des hochfrequenten Signals. Dieses wird über den Signalteiler ST
2 zum Mischer M 1 ausgekoppelt und dort mit dem Lokaloszillatorsignal gemischt.
Das Ausgangssignal des hinter dem Mischer M 1 angeordneten Tiefpaßfilters F 1 ist
das Zwischenfrequenzsignal ZF 1, das zur weiteren Signalverarbeitung benötigt wird.
-
Der andere Teil des Ausgangssignals des Phasenmodulators gelangt über
den Signalteiler ST 2 und das Meßobjekt MO, dessen Übertragungsfunktion gemessen
werden soll, zum Mischer M 2. Es wird dort mit dem Lokaloszillatorsignal gemischt
und ergibt nach Filterung das Zwischenfrequenzsignal ZF 2, das ebenfalls zur Weiterverarbeitung
gebraucht wird.
-
Das Signal hinter dem Meßobjekt hat die Form A . cos[#t + #(#t) +
#] ; dabei ist A der Betrag und # die Phase der Übertragungsfunktion des Meßobjektes.
Die beiden Zwischenfrequenzsignale sind somit von folgender Form: cos = k1 cos [#(#t)]
(1) ZF2 = k2A cos [#(#t) + # ] . (2) Durch Eichmessungen mit einer Durchverbindung
als Meßobjekt (Aeich= 1) kann man die beiden Systemkonstanten kl und k2 durch Vergleich
der Amplituden der beiden Zwischenfrequenzsignale angleichen: kl = k2 (3)
Der
Betrag der Übertragungsfunktion eines beliebigen Meßobjektes läßt sich wie bei üblichen
Netzwerkanalysatoren aus dem Verhältnis der Amplituden der beiden Zwischenfrequenzsignale
bestimmen. Dazu werden die Zwischenfrequenzsignale logarithmisch verstärkt und anschließend
die Scheitelwerte bestimmt. Die Differenz der logarithmierten Scheitelwerte ist
direkt proportional zur Transmissionsdämpfung des Meßobjektes. Hierauf wird im folgenden
nicht näher eingegangen.
-
Die Phase # des Meßobjektes wird durch rechnerunterstützte Signalverarbeitung
der beiden Zwischenfrequenzsignale bestimmt. Diese Signalverarbeitung beinhaltet
die folgenden Schritte.
-
1. Normierung Beide Zwischenfrequenzsignale (ZF-Signale) werden auf
konstante positive und negative Scheitelwerte gebracht. Dieses kann durch eine besondere
elektronische Klemmschaltung oder in einem rechnerischen Verfahren erreicht werden.
-
Bild 2 zeigt das Prinzip der elektronischen Schaltung.
-
Das Eingangssignal gelangt zunächst auf einen DC-Block 1, der Gleichspannungsanteile
vom Vorverstärker 2 fernhalten soll. Der nachfolgende Schaltungsteil dient zur Einstellung
eines festen Amplitudenhubes. Dazu werden der positive und der negative Scheitelwert
der Wechselspannung durch Scheitelwertdetektoren 3, 4 gemessen, die mit einem Subtrahierer
5 gebildete Differenz der beiden Signale ist der aktuelle Amplitudenhub. Dieser
wird in einem Komparator 6 mit einer fest eingestellten Spannung Uo verglichen.
Das Ausgangssignal des Komparators 6 mit nachgeschaltetem Regelfilter 7 regelt dann
die Verstärkung des Wechselspannungssignals in einem geregelten Verstärker 8 so,
daß dessen Amplitudenhub mit der eingestellten Spannung Uo überein-
stimmt.
Durch die anschließende DC-Klemmung 10 wird dann ein bestimmter und konstanter positiver
Scheitelwert des Wechselspannungssignals eingestellt. Die Verstärker 9, 11 dienen
als Puffer. Beträgt der Amplitudenhub gerade das Doppelte des Scheitelwertes, dann
erhält man ein bezüglich der Masse symmetrisches Wechselspannungssignal mit definierten
und konstanten positiven und negativen Scheitelwerten, die unabhängig von der Amplitude
und dem Gleichspannungsgehalt des Eingangssignals sind. Diese Normierung wird für
beide Zwischenfrequenzsignale ZF 1 und ZF 2 durchgeführt.
-
Eine Normierung kann ebenso durch einen Digitalrechner erfolgen. Dazu
werden die analogen ZF-Signale zu N äquidistanten Zeitpunkten innerhalb einer Periode
T = 2 abgetastet und digitalisiert. Die digitalen Daten werden numerisch ausgewertet
(vgl. FORTRAN-Unterprogramm SUBROUTINE NORMIR). Zunächst werden die Datensätze von
einem eventuell störenden Gleichanteil befreit. Danach werden der Maximalwert MA
und der Minimalwert MI eines Datensatzes bestimmt. Zusätzlich wird das Auftreten
von Meßausreißern (Spikes) kontrolliert. Dann werden die Daten durch Bildung des
Ausdrucks
auf die Scheitelwerte von # 1 geklemmt und damit normiert.
-
2. Rekonstruktion der Phasenmodulationsfunktion Die weitere Auswertung,
d.h. die Bildung des arccos der normierten ZF-Signale erfolgt sinnvollerweise numerisch.
-
Dieses kann durch den Aufruf einer entsprechenden Rechnerprozedur
oder schneller durch Lesen der Daten z.B. aus einer in einem Festwertspeicher (ROM)
gespeicherten Funktionswertetabelle geschehen. Um den Einfluß von Meßunge-
nauigkeiten
bei der Bildung des arccos zu reduzieren, werden nur solche Daten berücksichtigt,
deren Betrag sich deutlich von 1 unterscheidet. Zu beachten ist der begrenzte Eindeutigkeitsbereich
der arccos-Funktion von Oo bis 1800. Diese Eigenschaft soll an folgender Skizze
(vgl.
-
Bild 3) veranschaulicht werden.
-
Der Einfachheit halber ist hier als Phasenmodulationsfunktion #(#t)
= ot eine lineare Funktion gewählt worden. Wie man aus Bild 3 entnehmen kann, läßt
sich der ursprüngliche Verlauf der Phasenmodulationsfunktion cp durch Bildung des
Ausdruckes #n = 2kn # arcos [cos (#n)] (5) bestimmen. Voraussetzung ist, daß die
Phasenmodulationsfunktion innerhalb eines bestimmten, zur Auswertung herangezogenen
Zeitbereichs monoton ist. Beginnend mit positivem Vorzeichen und k = 0, wird bei
jeder Änderung des Vorzeichens der Steigung der Funktion arccos [cos(#)] das Vorzeichen
in Gl. (5) gewechselt, und bei jeder Änderung von einer positiven zu einer negativen
Steigung der Funktion der Parameter k um 1 erhöht. Diese Prozedur soll durch das
folgende Flußdiagramm (vgl. SUBROUTINE MONOTO und Bild 4) näher erläutert werden.
-
Nach der Dateneingabe bei 15 des in den Grenzen L1 bis L22 zu bearbeitenden
Datensatzes F(L) und der Vorbelegung bei 16 der benötigten Konstanten Z und der
Hilfsvariablen M und K wird beginnend mit der Marke 1 bei 17 eine Programmschleife
durchlaufen, die zur Rekonstruktion der monotonen Phasenmodulationsfunktion dient.
In dieser Schleife 18 wird der Laufparameter N beginnend bei L1 bei jedem Durchlauf
inkrementiert. Wenn der Laufparameter den Maximalwert L22 angenommen hat, wird die
Schleife 18 ein letztes Mal durchlaufen. Sie wird danach verlassen und die Prozedur
wird beendet. Bei jedem Schleifendurchlauf wird zu-
nächst der
aktuelle Wert des Datensatzes F(N) auf der Hilfsvariablen FA bei 19 abgespeichert.
Danach erfolgt dieAbfrage der Hilfsvariablen M bei 20. Diese gibt an, ob der bisherige
Datensatz steigend oder fallend ist. Im ersten Fall (M = 1) erfolgt ein Programmsprung
zur Marke 2 bei 21, sonst zur Marke 4 bei 22. Der aufbereitete Funktionswert wird
über die angegebene Gleichung bei 23 bzw.
-
24 berechnet. Zum Abschluß der Schleife wird abgefragt, ob die nächste
Date größer oder kleiner als die aktuelle ist. In Abhängigkeit von dem Ergebnis
dieser Abfrage bei 25 bzw. 26 werden die beiden Hilfsvariablen M und K eventuell
neugesetzt bei 27 bzw. 28. Es erfolgt ein Rücksprung zur Marke 1 bei 17 und eine
Aufbereitung des nächsten Wertes des Datensatzes, solange bis der Laufparameter
den Maximalwert L22 erreicht hat. Dann ist die Prozedur beendet und der Datensatz
ist wie gewünscht monoton steigend.
-
3. Bestimmung der Phase * Nach Rekonstruktion des monotonen Teils
der Phasenmodulationsfunktion vor und hinter dem Meßobjekt kann auf die Phase #
des Meßobjektes geschlossen werden.
-
W=arccos ZF2 - arccos ZF1 (6) # = =arccos [cos(# + #)] - arccos[cos(#)]
(7) Mit ZF1 und ZF2 sind die beiden normierten ZF-Signale gemeint. Die Differenz
des arccos der beiden normierten ZF-Signale ergibt für alle Datenpaare innerhalb
des Monotonie-Bereichs der Phasenmodulationsfunktion die Phase # des Meßobjektes.
Durch geeignete Mitteilung der redundanten Ergebnisse kann der Einfluß von Meßfehlern
reduziert werden.
-
Das erläuterte Verfahren wurde im Mikrowellenbereich experimentell
untersucht. Wichtige Anwendungsgebiete dieses
Verfahrens sind der
optische Bereich und der Millimeterwellenbereich. Insbesondere in der Millimeterwellentechnik
können mit Hilfe dieser Erfindung nun auf einfache Weise Netzwerkanalysatoren realisiert
werden.
-
Die Vorteile dieses Verfahrens sind: - Es wird nur ein Hochfrequenzoszillator
benötigt, an den nur schwache Forderungen bezüglich seiner Rauscheigenschaften und
der Frequenzstabilität gestellt werden.
-
- Eine Phasenmodulation kann, insbesondere im Millimeterwellenbereich,
einfach realisiert werden. Die Phasenmodulationsfunktion muß nur bereichsweise monoton
sein und der Phasenhub muß mindestens 2# betragen, um eine Normierung sinnvoll durchführen
zu können. Die Form und die Amplitude der Phasenmodulationsfunktion sind bis auf
die genannten, schwachen Einschränkungen beliebig.
-
Das bedeutet, daß beliebige, nichtlineare Phasenmodulatoren benutzt
werden können, deren Eigenschaften sich über der Frequenz und über der Zeit ändern
dürfen. Deshalb führen thermische Effekte nicht zu Fehlern. Auch Hystereseeffekte
haben keine störende Wirkung. Zu beachten ist, daß eine durch den Phasenmodulator
hervorgerufene parasitäre Amplitudenmodulation zu Meßfehlern führt. Numerische Untersuchungen
ergaben einen mittleren Phasenfehler von 40 bei einer angenommenen Amplitudenmodulation
von 3 dB. Der Phasenmodulator sollte deshalb eine möglichst geringe Amplitudenmodulation
bewirken. Leicht erreichbare Werte, z.B. durch eine Regelung der Amplitude, sind
typisch 0,2 dB Amplitudenmodulation, die dann auftretenden Phasenfehler liegen bei
0,2° und sind gewöhnlich vernachlässigbar.
-
- Ein weiterer Vorteil ist, daß an die beiden Mischer nur geringe
Anforderungen gestellt werden müssen. Ihr
Gleichlauf über der Frequenz
und über der Zeit geht nicht in die Genauigkeit der Auswertung ein. Die Dynamikgrenzen
des Systems sind durch das Eigenrauschen der Mischer und durch nichtlineare Verzerrungen
bei hohen Signalpegeln gegeben.
-
Bild 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel für ein mikrorechnergestütztes
Auswertesystem zum beschriebenen Netzwerkanalysator. Als Eingangssignale werden
die gefilterten Mischerausgangssignale benötigt. Zur Amplitudenmessung werden diese
Signale logarithmisch verstärkt und ihr Scheitelwert bestimmt. Nach anschließender
Analog-Digitalwandlung kann aus den Daten leicht die Amplitude durch einen Mikrorechner
berechnet werden. Zur Phasenmessung werden die gefilterten Mischerausgangssignale
durch eine elektronische Klemmschaltung auf definierte Scheitelwerte normiert. Über
ein Abtast-Halte-Glied und einen Analog-Digital-Wandler werden Signalproben entnommen,
aus denen der Mikrorechner die Phase bestimmt und zusammen mit dem Amplitudenwert
anzeigt.
-
Zusätzlich kann über einen Digital-Analog-Wandler das Ansteuersignal
für den Phasenmodulator erzeugt werden.
-
Leerseite