DE3107533C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Kompensationsschaltung mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen.

Bei magnetischen Bandaufzeichnungen können Fehler oder Kratzer einen Signalverlust bei der Wiedergabe hervorrufen, und diese Erscheinung wird allgemein als Dropout oder Aussetzer bezeichnet. Im Falle von analog arbeitenden Videobandaufzeichnungsgeräten führt das Auftreten eines Dropout zum Verlust eines Teiles einer Bildzeile, wodurch in Fersehbild ein horizontaler Streifen erscheint. Eine übliche Methode zur Dropout-Kompensation besteht darin, daß ein Teil der fehlerhaften Zeile durch einen Mittelwertz benachbarter Abtastzeilen ersetzt wird; jedoch kann ein solcher Ersatz zu einer sichtbaren Störung in Bildern führen, die sehr scharfe vertikale oder ringförmige Intensitätsänderung haben. Bei einer digitalen Videobandaufzeichnung haben Dropouts den Verlust von Daten zur Folge. Wenn die digitalen Daten auf dem Band in derselben Reihenfolge aufgezeichnet sind, wie sie sich aus dem ursprünglichen analogen Videosignal ergeben, dann hat ein Dropout dieselben Auswirkungen wie bei einem analog arbeitenden Gerät: es geht etwas von der horizontal zusammenhängenden Datenfolge einer Abtastzeile verloren, was durch Kombination von vertikal benachbarten Daten abgeschätzt werden muß.

Aus der US-PS 41 22 489 ist es bekannt, das Ersatzsignal für den ausgefallenen Abtastwert benachbarten Abtastsignalen der vorhergehenden und der nachfolgenden Bildzeile zu bilden. Auf solche Weise gebildete Ersatzwerte können im Wiedergabebild aber durchaus noch störend in Erscheinung treten, wenn nämlich speziell diese benachbarten Abtastwerte sich stark von dem ausgefallenen Abtastwert unterscheiden.

Der im Anspruch 1 angegebenen Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde so wenig wie möglich auffallende Ersatzwerte zu bilden.

Durch die Untersuchung mehrerer um den ausgefallenen Abtastwert herumliegender Abtastwerte zur Bildung eines Ersatzwertes bietet die Erfindung den Vorteil, den Ersatzwert aus jeweils solchen benachbarten Abtastwerten zu bilden, die dem ausgefallenen Abtastwert möglichst nahe kommen, so daß die Chancen zur Bildung eines möglichst unauffälligen Ersatzwertes wesentlich besser werden. Speziell wird bei der Erfindung beim Auftreten eines Dropoutfehlers während der Wiedergabe eines aufgezeichneten Informationssignals die Differenz zwischen Abtastwerten in einer Richtung vom ausgefallenen Abtastwert aus gesehen berechnet, und es wird auch die Differenz zwischen Abtastwerten in mindestens einer anderen Richtung vom ausgefallenen Abtastwert aus gesehen berechnet, und der geringere Unterschied bestimmt dann die Richtung der Daten, aus denen der Mittelwert für den Ersatz des ausgefallenen Abtastwertes berechnet wird.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

In den Zeichnungen zeigt

Fig. 1 ein abgetastetes Videosignal mit Fehlern;

Fig. 2 ein Aufnahme/Wiedergabe-Gerät, bei dem die Erfindung Anwendung findet;

Fig. 3A ein Aufzeichnungsformat bzw. -schema;

Fig. 3B aufeinanderfolgende Abtastwerte, von denen einige fehlerhaft sind; und

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer Kompensationsschaltung nach der Erfindung.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird entweder eine horizontale oder vertikale Mittelwertbildung für den Ersatz ausgefallener Daten aus einem digitalen Fernsehsignal angewendet. Da benachbarte Horizontalinformation und benachbarte Vertikalinformation durch die Wahl eines geeigneten Bandschemas verfügbar gemacht werden kann, können Abschätzungen der fehlenden Daten von oben, von unten, von links und von rechts (T, B, L, R) erfolgen und sind nachfolgend mit _T , _B , _L bzw. _R bezeichnet. Die horizontale Abschätzung der Daten ergibt sich dann zu

_H = ½ ( _L + _R ),

während die vertikale Abschätzung erfolgt nach

_V = ½ ( _B + _T ).

Der tatsächliche Ersatz der verlorenen Daten, f, ergibt sich dann aus f = _H , wenn

| _L - _R | | _B - _T |,

oder andernfalls

= _V .

Mit anderen Worten ist das Kriterium für die Auswahl der Datenrekonstruktion die minimale Differenz der Komponenten aus den horizontalen und vertikalen Abschätzungen, jedoch versteht es sich, daß auch irgendein Teil dieser Abschätzungen benutzt werden kann (etwa derjenige Teil, der nur die Leuchtdichteinformation darstellt). Die Abtastfrequenz des digitalen Fernsehsignals ist vorzugsweise viermal so groß wie die Farbträgerfrequenz, also für ein NTSC-Videosignal 14,32 MHz. Bei einem solchen Signal enthält die Farbkomponente (C) die Summe aus zwei Signalen, die mit I und Q bezeichnet werden und zueinander um 90° phasenverschoben sind und die Farbträgerfrequenz aufweisen. Die Phasenlage der Abtastfrequenz wird vorzugsweise so gewählt, daß ein erster Abtastzeitpunkt dann erfolgt, wenn das Signal I ein Maximum hat. Dann ist das Signal Q wegen der 90°-Phasenverschiebung gleich Null. Das zum ersten Abtastzeitpunkt abgetastete Signal enthält das Leuchtdichtesignal und das Signal I (Y + I). Der zweite Abtastzeitpunkt tritt um einen Zeitraum von 1/14,32 MHz =70 ns nach dem ersten Abtastzeitpunkt auf. Dies ist ein Viertel der Farbträgerperiode und entspricht einer 90°-Phasenverschiebung des Farbträgers, so daß nun I = 0 ist und Q einen Maximalwert hat. Damit ist das abgetastete Signal zum zweiten Abtastzeitpunkt gleich Y + Q. Der dritte Abtastzeitpunkt entspricht einer Gesamtphasenverschiebung von 180° des Farbträgersignals gegenüber dem ersten Abtastzeitpunkt. Wiederum hat I einen Maximalwert, jedoch mit 180°-Phasenverschiebung, während Q = 0 ist. Das abgetastete Signal ist also Y-I. Der vierte Abtastzeitpunkt ist insgesamt um 270° gegenüber dem ersten Abtastzeitpunkt verschoben. Das Signal Q hat ein negatives Maximum, während I = 0 ist. Damit ist das abgetastete Signal Y-Q. Der fünfte Abtastzeitpunkt ist um 360° gegenüber dem ursprünglichen Abtastzeitpunkt verschoben, das abgetastete Signal befindet sich also in Phase mit dem zum ersten Zeitpunkt abgetasteten Signal, und ist Y + I. Damit sind die aufeinanderfolgenden Abtastwerte Y + I, Y + Q, Y-I, Y-Q, Y + I, Y + Q, Y-I usw. für insgesamt 63,5 µs/70 ns oder 910 Abtastungen pro Zeile eines NTSC-Signals. Es versteht sich jedoch, daß die Abtastung mit irgendeiner Phasenlage gegenüber dem Farbsynchronsignal erfolgen kann (also nicht entlang der I- und Q-Achsen), wobei man äquivalente Ergebnisse erhält.

Fig. 1 veranschaulicht durch Pfeile dargestellte Abtastwerte für drei vertikal benachbarte Fernsehzeilen eines Abtastrasters. Die geraden Linien 116, 118 und 120 stellen das Leuchtdichtesignal Y dar, das über die Fig. 1 veranschaulichten Bereiche konstant ist. Die Sinuswellen 122, 124 und 126 sind für die obere, mittleren und unteren Zeilen des betrachteten Bereiches gezeigt. Sie stellen das Farbträgersignal dar, dessen Größe die Farbsättigung und dessen Phasenlage den Farbton bestimmt. Sättigung und Farbton sind über den in Fig. 1 betrachtten Bereich konstant. Es sei darauf hingewiesen, daß für dieselbe Farbe die Phasenlage der Sinuswelle 124 um 180° gegenüber den Sinuswellen 122 und 126 verschoben ist, weil die Farbträgerphase bezüglich des Horizontalsynchronimpulses zwischen benachbarten Zeilen innerhalb eines Halbbildes sich umkehrt. Die in irgendeiner Zeile vorhandene Gesamtspannung ist die Summe aus dem Leuchtdichtesignal und dem sinusförmigen Farbsignal. Bei den nachfolgenden Erörterungen ist "v" die Spannung an irgendeinem Abtastpunkt, und die Indexe "t", "m" und "b" bedeuten obere, mittlere bzw. untere Zeile, während der Buchstabe "n" mit einer Zahl den betreffenden Abtastpunkt bezüglich eines ausgewählten Mittenabtastpunktes bezeichnet. Es sei nun der mittlere Abtastpunkt V _M (n) in Zeile 118 betrachtet. Das Signal an diesem Punkt ist Y-Q. Für die Abtastpunkte links und rechts vom Punkt V _M (n) ändert sich die Art (I oder Q) und Polarität der Farbkomponente, wie oben bereits angedeutet. Die obere Zeile 116 und die untere Zeile 120 sind bis auf eine Phasenumkehr der Farbkomponente gleich.

In Fig. 1 sind die Abtastwerte V _M (n), V _M (n + 4), V _M (n -4) usw. als fehlerhaft angenommen. Jeder vierte Abtastwert ist hierbei fallsch. Diese Abtastwerte treten in Zeitpunkten oder Lagen auf, in denen die durch die Abtastwerte dargestellten Daten die Form Y-Q haben. Die horizontal nebeneinanderliegenden Abtastwerte V _M (n - 1) und V _M (n + 1) stellen Signale der Form Y-I und Y + I dar, so daß bei ihrer Mittelung die Komponente I herausfällt und der abgeschätzte oder berechnete Wert, der sich für den Abtastwert V _M (n) ergibt, Y ist, weil das Bild im allgemeinen sich über den in Fig. 1 gezeigten Bereich wenig ändert. Es können auch andere Abtastwerte Y-I und Y + I in einen gewerteten oder gewichteten Mittelwert einbezogen werden, damit man eine bessere Abschätzung der Leuchtdichte Y erhält, wie dies in dem folgenden Beispiel gezeigt wird. Weil die Abtastwerte V _M (n - 2) und _M (n + 2) die Form Y + Q haben, ergibt eine Subtraktion des Mittelwertes dieser beiden Abtastwerte vom berechneten Wert für Y, wie er sich aus obigem ergibt, ein Signal mit einer Komponente -Q. Dieses kann dann zu Y hinzuaddiert werden zu einem Signal Y-Q, welches der Ersatzwert für den fehlerhaften Abtastwert V _M (n) ist.

Dieses wird nun für die drei benachbarten Zeilen angewandt. Für einen gegebenen Fehler werden die Leuchtdichtewerte oberhalb, unterhalb, links und rechts vom Punkt V _m (n) gemäß der folgenden Darstellung als gewichtete Summe (α und β sind feste Koeffizienten) der umgebenden Abtastwerte berechnet, welche die gewünschte Information enthalten:

y _T (n) = β v _T (n - 3)+α v _T (n - 1) + α v _T (n + 1) + β v _T (n + 3) (1)
y _B (n) = β v _B (n - 3)+α v _B (n - 1) + α v _B (n + 1) + β v _B (n + 3) (2)
y _L (n) = β v _M (n - 3) + α v _M (n - 1) (3)
y _R (n) = α v _M (n + 1) + β v _M (n + 3) (4)

Nun wird das Auswahlkriterium auf das Leuchtdichteergebnis angewandt, um die Richtung des weiteren Vorgehens auszuwählen. (Die gesamte Rekonstruktion, also sowohl die Y- als auch die C-Komponente, oder irgendein Teil davon, nämlich die Y- oder die C-Komponente, kann zum Auswählen der geeigneten Richtung herangezogen werden.) Wenn also 2 |Y _L -Y _R | |Y _T -Y _B | ist (der Faktor 2 wird benötigt, da in y _T und Y _B zweimal soviel Ausdrücke vorkommen wie Y _L und Y _R ), ändert sich das Bild in der Horizontalrichtung weniger als in der Vertikalrichtung, und man kann eine genauere Rekonstruktion erhalten, wenn man sie in Horizontalrichtung weiterführt:

_LR = Y _L + Y _R (5)
_LR = ½ [v _M (n - 2) + v _M (n + 2)]- _LR (6)
_M (n) = _LR - _LR = 2 _LR - ½ [v _M (n - 2) + v _-M (n + 2)] (7)

Wenn |Y _T -Y _B | < 2|Y _L -Y _R | ist, dann ändert sich das Bild vertikal weniger als horizontal, so daß man vertikal vorgeht:

_TB = ½(Y _T + Y _B ) (8)
_TB = ½ [v _T (n) - Y _T + v _B (n) - Y _B ] (9)
_M (n) = _TB - _TB = 2 _TB - ½ [v _T (n) + v _B -(n) ] (10)

Auf diese Weise ist eine angepaßte Rekonstruktion des fehlerhaften Abtastwertes V _M (n) durchgeführt worden.

Fig. 2 zeigt einen Teil eines Gerätes, der zur Realisierung des oben erläuterten Konzeptes benutzt wird. Eine nicht dargestellte Videosignalquelle, etwa eine Fernsehkamera, liefert an den Anschluß 200 ein analoges Videosignal. Dieses Signal wird abgetastet und mit Hilfe eines Digitalisierers 201 in einem 8-Bit-Code quantisiert, der 256 Graupegel ergibt. Für die weitere Diskussion werden die 8-Bit-Abtastwerte vom Digitalisierer 201 der Reihe nach in der Reihenfolge ihres Auftretens am Ausgang des Digitalisierers 201 numeriert, also 1, 2, 3 usw. Diese Abtastwerte werden einem Serien/Parallel-Konverter 202 zugeführt, so daß vier aufeinanderfolgende Abtastwerte gleichzeitig vorliegen, also die 8 Bits jedes Abtastwertes 1, 2, 3 und 4 gleichzeitig erhalten werden, dann die Abtastwerte 5, 6, 7, 8 usw. Am Ausgang 204 a des Konverters 202 werden die Abtastwerte 1, 5, 9, 13 usw. einem Parallel/Serien-Konverter 205 a zugeführt, und von da gelangen die Abtastwerte zu einem Aufzeichnungskopf 206 a zur Aufzeichnung der Spur 1 auf einem Magnetaufzeichnungsband 301, das in Fig. 3a genauer dargestellt ist. Der Ausgang 204 b des Konverters 202 liefert Abtastwerte 2, 6, 10, 14 usw. an eine Verzögerungsleitung 211 a, etwa ein 8-Bit-Schieberegister, das in der speziell dargestellten Ausführung eine Verzögerung von 6 Abtastperioden ergibt. Die genaue Verzögerung ist nicht kritisch, jedoch sollte sie länger als die längste Dauer eines zu erwartenden Aussetzers oder Dropoutfehlers sein. Die Verzögerungsleitung 211 a liefert die Abtastwerte 2, 6, 10, 15 etc. an einen Parallel/Serien-Konverter 205 b, und von dort gelangen die Abtastwerte zu einem Aufzeichnungskopf 206 b, welcher die Spur 2 aufzeichnet, die wegen der Verzögerungsleitung 211 a in Längsrichtung gegen die Spur 1 versetzt ist, wie dies Fig. 3a zeigt. Der Konverter 202 liefert an seinem Ausgang 204 c die Abtastwerte 3, 7, 11, 15, 19 etc. an eine Verzögerungsleitung 211 b, die eine Verzögerung um 12 Abtastperioden bewirkt. Der Kopf 206 c zeichnet diese Abtastwerte auf die Spur 3 auf, die wegen der Verzögerungsleitung 211 b gegenüber der Spur 2 versetzt ist. Vom Ausgang 204 d werden die Abtastwerte 4, 8, 12, 16, 20 etc. an eine Verzögerungsleitung 211 c geliefert, die eine Verzögerung von 18 Abtastperioden bewirkt und von der die Abtastwerte einem Parallel/Serien-Konverter 205 d zugeführt wird. Ein Aufzeichnungskopf 206 d zeichnet diese Abtastwerte in der Spur 4 auf, die gegenüber der Spur 3 versetzt ist. Die Parallel/Serien-Konverter 205 a, b, c und d werden benötigt, weil in jeder der Spuren 1, 2, 3 oder 4 immer nur ein Bit zu einem Zeitpunkt aufgezeichnet werden kann. Die Zeitverzögerungsunterschiede zwischen den Verzögerungsleitungen 211 a, b, und c sind genügend groß, um sicherzustellen, daß der Verzögerungszeitunterschied zwischen benachbarten Spuren größer als die erwartete Dropoutlänge ist. Aus Kostengründen sind ganzzahlige Vielfache zu bevorzugen.

Die Spuren 1, 2, 3 und 4 werden mit Hilfe von Wiedergabeköpfen 210 a, b, c bzw. d wiedergegeben, und die von diesen erhaltenen Signale werden jeweils Serien/Parallel-Konvertern 213 a, 213 b, 213 c und 213 d zugeführt, deren jeder alle acht Bits eines einzelnen Abtastwertes von den jeweiligen Spuren gleichzeitig zur Verfügung stellt. Das Ausgangssignal des Konverters 213 a wird einer Verzögerungsleitung 212 a zugeführt, die bei der hier beschriebenen Ausführung eine Verzögerung von 18 Abtastperioden ergibt, also eine gleiche Verzögerung, wie sie die Verzögerungsleitung 211 c ergibt. Das Signal vom Konverter 213 b wird einer Verzögerungsleitung 212 b zugeführt und um eine Dauer verzögert, die gleich derjenigen der Verzögerungsleitung 211 b ist, also um 12 Abtastperioden. Das Signal vom Konverter 213 c wird einer Verzögerungsleitung 212 c zugeführt, deren Verzögerung gleich derjenigen der Verzögerungsleitung 211 a ist, also 6 Abtastperioden. Die Ausgangssignale der Verzögerungsleitung 212 a, 212 b und 212 c, die als 8-Bit-Schieberegister ausgeführt sein können, werden einem Parallel/Serien-Konverter 214 zugeführt, während das Signal von dem Serien/Parallel-Konverter 213 d direkt dem Konverter 214 zugeführt wird. Es sei festgehalten, daß die Signale von den Spuren 1, 2, 3 und 4 bei ihrer Zuführung zum Konverter 214 in derselben zeitlichen Koinzidenz vorliegen, wie sie vom Serien/Parallel-Konverter 202 zur Verfügung gestellt worden waren. Das Ausgangssignal des Parallel/Serien-Konverters 214 enthält die Abtastwerte in ihrer ursprünglichen Reihenfolge, wie dies aus Fig. 3b ersichtlich ist. In Fig. 3a ist ein Aussetzungsbereich 312 innerhalb gestrichelter Linien gezeigt: Aus diesem Bereich werden keine Abtastwerte geliefert, und die fehlenden Abtastwerte sind in Fig. 3b eingekreist.

Das Ausgangssignal des Konverters 214 wird einer Verzögerungsleitungskette 216 zugeführt, damit Abtastwerte von den verschiedenen Zeilen in zeitlicher Koinzidenz für das zuvor erörterte Dropout-Kompensationsschema geliefert werden. Der Ausgangsanschluß 218 ist direkt mit dem Konverter 214 verbunden und liefert Abtastwerte V _B (n + 3). Die Verzögerungsleitung 220 bewirkt eine Verzögerung von zwei Abtastperioden oder 140 ns bei einer Abtastfrequenz von 14,32 MHz, und damit ist das Signal am Ausgangsanschluß 222 der Abtastwert V _B (n + 1). Die Verzögerungsleitung 224 bewirkt eine Verzögerungszeit einer Abtastperiode (70 ns) und damit erhält man am Ausgangsanschluß 226 als Signal den Abtastwert V _B (n). Die Verzögerungsleitung 228 hat eine Verzögerungszeit einer Abtastperiode (70 ns), und damit ist das Signal am Ausgangsanschluß 230 der Abtastwert V _B (n - 1). Die Abtastleitung 232 bewirkt eine Verzögerung von zwei Abtastperioden (140 ns), und damit ergibt sich als Ausgangssignal am Anschluß 234 der Abtastwert V _B (n - 3). Die Abtastleitung 236 hat eine Verzögerung einer Horizontalzeile bezüglich sechs Abtastperioden (63,5 µs-420 ns), liefert so am Ausgang 238 den Abtastwert V _M (n + 3). Die Verzögerungsleitung 240 hat eine Verzögerung einer Abtastperiode und liefert am Anschluß 242 den Abtastwert V _M (n + 2). Die Verzögerungsleitung 244 hat eine Verzögerung einer Abtastperiode und liefert am Ausgang 246 den Abtastwert V _M (n + 1). Die Verzögerungsleitung 248 hat eine Verzögerung von einer Abtastperiode und liefert somit am Ausgang 250 den Abtastwert V _M (n), den zu korrigierenden Abtastwert. Der abgeschätzte Wert, der anstelle eines ausgefallenen Abtastwertes eingesetzt wird, hat eine mittlere zeitliche Verzögerung, die gleich derjenigen des Signals am Anschluß 250 ist, weil der Anschluß 250 sich in der Mitte der Verzögerungsleitungskette 216 befindet. Wenn also ein Aussetzer festgestellt wird, dann ist der abgeschätzte Wert koinzident mit dem Abtastwert am Anschluß 250, und daher wird der Anschluß 250 als Quelle für Ausgangsvideodaten benutzt, wenn kein Aussetzer auftritt, damit man eine Zeitverschiebung vermeidet, wenn zwischen richtigen und abgeschätzten Abtastwerten umgeschaltet wird.

Die übrige Hälfte der Verzögerungsleitungskette 216 ist symmetrisch zur oben beschriebenen ersten Hälfte. Die Abtastleitungen 252, 256, 260, 264, 268, 272, 276 und 280 haben Abtastperiodenverzögerungen von jeweils einer, einer, einer Horizontalzeile minus sechs Abtastwerten, zwei, einer, einer bzw. zwei Abtastperioden und liefern an den Ausgängen 254, 258, 262, 266, 270, 274, 278 bzw. 282 die angegebenen Signale für die mittlere und die oberste Zeile 118 bzw. 116.

Fig. 4 zeigt ein Blockdiagramm für die Durchführung der arithmetischen Berechnungen, die für die Kompensation von Aussetzungsfehlern erforderlich sind. 8-Bit-Eingangsanschlüsse (beginnend von oben) 482, 466, 478, 470, 462, 454, 446, 438, 434, 418, 430, 422, 474, 426, 458, 442 sind jeweils in Fig. 2 an die Ausgangsanschlüsse mit denselben letzten beiden Digits angeschlossen, also der Ausgangsanschluß 282 ist mit dem Eingangsanschluß 482 verbunden, der Anschluß 266 mit dem Anschluß 466 usw. Die Bezeichnung der an jedem Anschluß zugeführten Signale sind links vom Anschluß dargestellt.

Zur Berechnung des obersten Leuchtdichteschätzungs- oder Ersatzsignals Y _T , wie es in Gleichung 1 definiert ist, werden dem 8-Bit-Addierer 401 Signale von den Anschlüssen 482 und 466 zugeführt, und er liefert die resultierende Summe an den Multiplizierer 403, der diese Summe mit dem Faktor β multipliziert. Der Multiplizierer 403 liefert das sich ergebnde Produkt an den Addierer 405. Einem Addierer 407 werden an seinen Eingängen 478 und 470 Signale zugeführt, und die resultierende Summe wird einer Multiplizierschaltung 409 zugeführt, welche die Summe mit dem Faktor α multipliziert. Vom Multiplizierer 409 wird das sich ergebende Produkt dem Addierer 405 zugeführt. Die Ausgangssumme des Addierers 405 ist das Signal Y _T , welches dem Addierer 411 und einer den Absolutwert der Differenz bildenden ersten Differenzschaltung 413 zugeführt wird.

Für die Berechnung des linken Leuchtdichteabschätzungs- oder Ersatzsignals Y _L , wie es in Gleichung (3) definiert ist, wird das Signal am Anschluß 462 dem Multiplizierer 415 zugeführt, wo es mit dem Faktor β multipliziert wird, und das Produkt wird dem Addierer 417 zugeführt. Das Signal am Anschluß 454 wird dem Multiplizierer 419 zur Multiplikation mit dem Faktor α zugeführt, und das Produkt wird auf den Addierer 417 gegeben, dessen Ausgangssumme das linke Abschätzungssignal Y _L ist. Diese Summe wird der Addierschaltung 429 und auch der den Absolutwert der Differenz bildenden zweiten Differenzschaltung 421 zugeführt, welche von gleicher Art wie die Differenzschaltung 413 ist.

Zur Erzeugung des rechten Abschätzungssignals Y _R gemäß seiner Definition nach Gleichung (4) multipliziert der Multiplizierer 423 das Signal am Anschluß 446 mit dem Faktor a und führt das Produkt dem Addierer 425 zu, während der Multiplizierer 427, das Signal am Eingang 438 mit β multipliziert und das Produkt dem Addierer 425 zuführt. Die resultierende Summe vom Addierer 425 umfaßt das rechte Abschätzungssignal Y _R , das der zweiten Differenzschaltung 421 ebenso wie dem Addierer 429 zugeführt wird. Der Addierer 429 liefert sein Ausgangssignal als kombiniertes linkes und rechtes Abschätzungssignal Y _LR gemäß der Definition nach Gleichung (5) an den Multiplexer 441 und den Inverter 443 (unten in Fig. 4), und der Inverter liefert das invertierte Signal Y _LR an den Addierer 445.

Die zweite Differenzschaltung 421 enthält eine Größenvergleichsschaltung 431, deren Eingängen die Signale Y _L und Y _R zugeführt werden und die Steuersignale an den Multiplexer 433 und 435 liefert. Das Steuersignal bestimmt sich danach, welches der Signale Y _L und Y _R größer ist, und stellt sicher, daß der Multiplexer 433 das größere und der Multiplexer 435 das kleinere der Signale Y _L und Y _R an den Inverter 437 liefert. Damit liefert der Addierer 439 an seinen Ausgang an den Multiplizierer 447 immer ein Signal, das eine positive Zahl darstellt, welche die Differenz zwischen seinen Eingangssignalen ist, also |Y _L -Y _R |. Der Multiplizierer 447 multipliziert das Signal vom Addierer 439 mit 2 und liefert das Produkt an die Vergleichsschaltung 449.

Zur Berechnung des Leuchtdichteabschätzwertes Y _B für die untere Zeile wie er in Gleichung (2) definiert ist, werden Signale von den Anschlüssen 434 und 418 dem Addierer 451 zugeführt, und dessen Ausgangssumme wird in der Multiplizerschaltung 453 mit dem Faktor β multipliziert, und das Produkt wird auf den Addierer 455 gegeben. Dem Addierer 457 werden Eingangssignale von den Anschlüssen 430 und 422 zugeführt, seine Summe gelangt zum Multiplizierer 459, der die Summe mit dem Faktor α multipliziert und das Produkt dem Addierer 455 zuführt. Das Ausgangssignal des Addierers 455 ist der Schätzwert Y _B für die untere Zeile und wird dem Addierer 411 ebenso wie der ersten Differenzschaltung 413 in der oben beschriebenen Weise zugeführt, die ebenso wie die Schaltung 421 aufgebaut ist. Die Ausgangssumme des Addierers 411 wird im Multiplizierer 461 durch Ziffer 2 dividiert, und der sich daraus ergebende Quotient ist der Oben-Unten-Leuchtdichteschätzwert gemäß Gleichung (8), welcher dem Multiplexer 441) und dem Inverter 463 zugeführt wird und vom Inverter 463 zum Addierer 465 gelangt.

Die erste Differenzschaltung 413 liefert an ihrem Ausgang den Absolutwert der Differenz zwischen den Schätzwerten für die obere und untere Zeile |Y _T -Y _B |, welcher auf die Vergleichsschaltung 449 gegeben wird. Diese liefert ein Steuersignal für die Multiplexer 441 und 467, je nachdem, welche der Differenzen |Y _L -Y _R | oder |Y _T -Y _B | kleiner ist. Damit liefert der Multiplexer 441 an den Addierer 469 jeweils denjenigen Leuchtdichteschätzwert _TB oder _LR , welcher mit der Leuchtdichtekomponente V _M (n) des ausgefallenen Abtastpunktes besser übereinstimmt.

Zur Berechnung des Farbschätzwertes in Oben-Unten-Richtung gemäß Gleichung (9) werden dem Addierer 471 von den Anschlüssen 474 und 426 Signale zugeführt und die Summe wird auf den Multiplizierer 463 gegeben, welcher die Summe durch Ziffer 2 dividiert. Das erhaltene Produkt gelangt zum Addierer 465, dem vom Inverter 463 der negative Wert des Oben-Unten-Leuchtdichtesignals zugeführt wird. Das Summenausgangssignal des Addierers 465 ist der Farbabschätzwert _TB in Oben-Unten-Richtung, und dieser wird dem Multiplexer 467 zugeführt.

Für die Berechnung des Links-Rechts-Farbschätzwertes gemäß Gleichung (6) werden dem Addierer 475 Signale von den Anschlüssen 458 und 442 zugeführt, und das Summenspiel wird in dem Multiplizierer 447 mit ein Halb multipliziert. Das sich ergebende Produkt gelangt zum Addierer 445, dem vom Inverter 443 der negative Wert des Links-Rechts-Leuchtdichteschätzwertes zugeführt wird. Die am Addierer 445 erscheinende Summe ist der Links-Rechts-Farbschätzwert _LR , welcher dem Multiplexer 467 zugeführt wird.

Der Multiplexer 467 liefert unter Steuerung durch das Steuersignal von der Vergleichsschaltung 449 denjenigen Farbschätzwert (links-rechts oder oben-unten), welcher eine bessere Übereinstimmung mit dr Farbkomponente des ausgefallenen Punktes V _M (n) darstellt. Der Addierer 469 addiert das "beste" Leuchtsignal mit dem Negativwert des "besten" Farbsignals zur Bildung eines Signals - gemäß den Gleichungen (7) oder (10) am Ausgang 481, welches den besten Schätzwert für den ausgefallenen Abtastwert V _M (n) darstellt.

Die Dropout-Schätzwerte werden somit in der beschriebenen Weise kontinuierlich erzeugt. Wenn ein Dropout nach irgendeiner bekannten Methode festgestellt worden ist, dann kann der entsprechende Schätzwert für den ausgefallenen Abtastwert eingesetzt werden. Bei Digitalverarbeitung kann ein Dropout leicht als Fehlen eines Signalübergangs festgestellt werden, wenn man einen Phasenänderungscode benutzt.

Auch analoge Ausführungsformen sind möglich. Dann würde der Digitalisierer 201 lediglich einen Abtaster umfassen, und die verschiedenen Verzögerungsleitungen wären analoge Verzögerungsleitungen, also etwa ladungsgekoppelte Elemente.

Beim NTSC-System beträgt die Wiederholfolge der Farbträgerphase gegenüber dem Horizontalsynchronsignal vier Halbbilder, also ++, --, wobei + einen zu Beginn positiv gerichteten und - einen zu Beginn negativ gerichteten Farbträger bedeutet. Benutzt man einen Videorecorder mit Spiralabtastung für eine Wiedergabe im Stillstand oder mit variabler Geschwindigkeit, dann wird die normale Folge nicht übertragen, also im Stillstandsbetrieb tritt überhaupt kein Phasenwechsel auf. Ein solches Signal kann nicht übertragen werden. Führt man eine selektive Phasenumkehr des Farbträgers durch, dann erhält man ein Signal nach der NTSC-Norm. Bei Analogbandgeräten kann diese Funktion durchgeführt werden, indem aus Punkten invertierter Farbphase ein Mittelwert gebildet wird, der den Punkt der momentanen Phase ersetzt. Da die sich anpassende Dropout-Kompensationsschaltung gemäß der Erfindung Leuchtdichte- und Farbwerte berechnet, kann dasselbe adaptive Verfahren für die Farbinversion auf jede der beiden Weisen benutzt werden:

• 1. Verwendung des momentanen Abtastwertes oder Bildelementes vom Ausgang 250 abzüglich des berechneten Leuchtdichtewertes vom Ausgang des Multiplexers 441 für die Berechnung der Farbe, also C = v _m (n)-Y; v _M (n) = -C; oder
• 2. Verwendung des Mittelwertes benachbarter Bildelemente (entgegengesetzter Phasenlage) vom Ausgang des Multiplexers 467 zur Berechnung der Farbe und Änderung der abschließenden Subtraktion in eine Addition, also v _M (n) = + , durch Ersetzen des Inverters 499 durch eine direkte Verbindung zwischen dem Multiplexer 467 und dem Addierer 469.

Claims (6)

1. Kompensationsschaltung zur Erzeugung von Ersatzwerten ausgefallener Abtastwerte durch Mittelwertbildung aus jeweils diesen ausgefallenen Abtastwerten benachbarten Abtastwerten, bei der Wiedergabe von aufgezeichneten Datenabtastwerten, die einander in einem zweidimensionalen Format zugeordnet sind, mit einem Ausfalldetektor zur Erzeugung eines einen Aussetzer identifizierenden Steuersignals und einem Schalter, der in Abhängigkeit von dem Steuersignal die wiedergegebenen Abtastwerte oder die Ersatzwerte an den Ausganganschluß durchläßt, gekennzeichnet durch
eine erste Differenzschaltung (413) zur Bestimmung der Differenz zwischen Abtastwerten, welche Positionen in dem Format längs einer Richtung hinsichtlich des ausgefallenen Abtastwertes einnehmen,
eine zweite Differenzschaltung (421) zur Bestimmung der Differenz zwischen Abtastwerten, welche Positionen in dem Format längs mindestens einer anderen Richtung hinsichtlich des ausgefallenen Abtastwertes einnehmen,
und eine Diskriminatorschaltung, die bestimmt, welche Differenz kleiner ist und die diejenige von zwei Mittelwertschaltungen auswählt, die den Ersatzwert aus den längs der Richtung der kleinsten Differenz liegenden Abtastwerten enthält.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Daten Abtastwerte eiens Videosignals sind.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Videosignal ein Farbvideosignal ist und daß die Abtastung mti einer Rate des vierfachen Farbträgers erfolgt.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Richtungen senkrecht aufeinanderstehen.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Richtungen die Horizontal- und Vertikalrichtung sind.

6. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichntet durch eine mit einer Verzögerungseinrichtung (216) gekoppelte erste Mittelwertschaltung (401, 407, 405, 411, 451, 457, 455, 461) zur Erzeugung eines ersten Abschätzwertes ( _TB ) durch Verarbeitung der Abtastwerte aus horizontalen Zeilen, welche der den ausgefallenen Abtastwert enthaltenden Zeile vorausgehen und nachfolgen, und eine mit der Verzögerungseinrichtung (216) gekoppelte zweite Mittelwertschaltung (417, 425, 429) zur Erzeugung eines zweiten Abschätzwertes ( _LR ) durch Verarbeitung von Abtastwerten, welche dem ausgefallenen Abtastwert in der diesen enthaltenden Zeile vorausgehen und nachfolgen, und einen jeweils der Verzögerungseinrichtung (216) nachgeschalteten ersten Diskriminator (415, 419, 417, 423, 427, 425, 421) und einen zweiten Diskriminator (413, 451, 453, 457, 459, 455, 401, 403, 407, 409, 405) zur Bildung eines ersten Absolutwertes (|y _L -y _R |) und eines zweiten Absolutwertes (|y _T -y _B |), welche die Änderungen der Abtastwerte in er ersten und zweiten Richtung darstellen und welche einer Vergleichsschaltung (449) zur Ansteuerung einer Torschaltung (441, 467) zur Durchschaltung des ersten oder zweiten Abschätzwertes an einen Ausgangsanschluß (481) zugeführt werden.