DE3104231C2 - - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
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-
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- G09G1/04—Deflection circuits ; Constructional details not otherwise provided for
Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Verringerung des Quantisierungsfehlers nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und eine Vorrichtung
zur Durchführung des Verfahrens.
Bei der Ansteuerung einer Klasse-D-Vertikalendstufe in
Fernseh- oder Datensichtgeräten wird von einer Schaltung
ein sägezahnförmiger Strom erzeugt, welcher den vertikalen
Ablenkstrom bildet. Bei einer Ansteuerung durch
digital erzeugte Pulsbreiten treten, wie dies in der DE 28 05 691 A1 beschrieben ist, je nach dem zur Verfügung
stehenden Zeitraster, in dem die Einschaltdauer
geändert werden kann, am Ende der Periode Abweichungen
vom Sollwert auf, deren Ursache als Quantisierungsfehler
bezeichnet wird. Diese hängen von der gegebenen Taktfrequenz
des Systems und seiner Integrationskonstanten ab.
So ist es beispielsweise möglich, durch eine Verfeinerung
des die verschiedene Einschaltzeit erzeugenden Zeitrasters
den Quantisierungsfehler zu verringern. Da somit
die von einem Schwingquarz abgeleitete Frequenz das Zeitraster
erzeugt, welches für den Quantisierungsfehler verantwortlich
ist, kann man beispielsweise durch Frequenzverdopplung
den Quantisierungsfehler jeweils um die Hälfte
und davon abhängig die Abweichung des Stromes vom vorgegebenen
Sollwert reduzieren. Diese Frequenzerhöhung
bringt jedoch eine Reihe von Schwierigkeiten mit sich.
Zum einen muß der für die Erzeugung der Impulse erforderliche
Zähler für höhere Taktfrequenzen ausgelegt werden,
d. h. daß statt einer leistungssparenden MOS-Technologie
mit hoher Integrationsdichte, in der die Schaltung
in integrierter Form hergestellt werden könnte,
im allgemeinen eine platz- und leistungsintensive bipolare
Technologie erforderlich ist. Weiterhin werden auch mehr
Zählerstufen benötigt. Eine weitere Schwierigkeit ist
damit verbunden, daß beim Auftreten von hohen Frequenzen
zur Vermeidung von Störstrahlung usw. platz- und
kostenintensive Abschirmmaßnahmen erforderlich sind.
Aus der DE-OS 17 74 742 ist eine stufenweise
Grob- und Feinablenksteuerung für eine Kathodenstrahlröhre
bekannt, die eine verzerrungsfreie
Bilddarstellung erlaubt. Dazu wird das Ablenksignal
über ein stromsummierendes Netzwerk von einem Dezimalzähler für die
Grobablenkung und einem Binärregister für die Feinablenkung erzeugt,
wobei die von den einzelnen Zählerstufen des Dezimalzählers erzeugten Signale
zur Erzeugung äquidistanter Grobrasterpositionen auf dem Bildschirm
durch dem Zählerstand zugeordnete Widerstände korrigiert sind und innerhalb
einer Grobrastereinheit eine Feinrasteraufteilung durch die Signale
des Binärregisters erfolgt und wobei die Signalgröße der Binärregisterstufen
in Abhängigkeit von der Stellung des Dezimalzählers steuerbar ist.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Vorrichtung
der eingangs genannten Art anzugeben, wodurch bei einem gegebenen Zeitraster,
in dem die Einschaltdauer geändert werden kann,
sowie einer gegebenen Integrationskonstanten der Schaltung
der auftretende Quantisierungsfehler verringerbar ist.
Diese Aufgabe wird für ein Verfahren
durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
Eine Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist im Patentanspruch
2 beschrieben.
Eine Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens ist
durch die Merkmale der Ansprüche 3 und 4 beschrieben.
Die Erfindung sowie deren Vorteile werden anhand von Ausführungsbeispielen
näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 eine Schaltungsanordnung,
Fig. 2 den Stromverlauf in einer Schaltungsanordnung
nach Fig. 1,
Fig. 3 eine Vorrichtung zur digitalen Erzeugung von
Pulsbreiten,
Fig. 4 eine weitere Vorrichtung zur Erzeugung digitaler
Pulsbreiten,
Fig. 5 die Wirkungsweise der in der Fig. 4 dargestellten
Vorrichtung,
Fig. 6 eine Vorrichtung zum Ansteuern einer Klasse-D-
Endstufe und
Fig. 7 die Wirkungsweise der in der Fig. 6 gezeigten
Vorrichtung.
In der Fig. 1 ist eine Schaltung dargestellt, bei der
eine Konstantspannungsquelle U g, eine Drossel L g, ein
ohmscher Widerstand R g und ein Schalter S in Reihe angeordnet
sind. Der ohmsche Widerstand R g setzt sich aus
dem Innenwiderstand der Konstantspannungsquelle U g, dem
Verlustwiderstand der Drossel L g und dem Durchlaßwiderstand
des Schalters S zusammen. Aufgrund entsprechender
Dimensionierung der Bauteile und periodischer Ansteuerung
des Schalters S ist der induktive Widerstand der
Drossel L g groß gegenüber dem ohmschen Widerstand R g.
Weiterhin enthält die Schaltung einen als Ladungsspeicher
wirkenden Kondensator C und parallel dazu einen
Widerstand R und eine Induktivität L, welche die ohmsche
bzw. induktive Komponente eines Verbrauchers darstellen.
Ferner ist in der Schaltungsanordnung der Fig. 1 angegeben,
daß in ihr drei unterschiedliche Ströme fließen
können, nämlich der Strom i g durch die Drossel L g, der
Lade- bzw. Entladestrom i C des Kondensators C und der
Strom i L durch den Verbraucher.
In der Fig. 2 ist der Stromverlauf i g durch die Drossel
L g dargestellt, wenn der Schalter S geschlossen bzw. geöffnet
ist.
Dabei ist angenommen, daß der Schalter S zum Zeitpunkt
t 2n = n · a (n = 0, 1, 2 . . .) geschlossen wird. Dann beginnt
ein in seiner Steigung vom Ladezustand des Kondensators
C abhängiger sägezahnförmiger Strom i g durch die
Drossel L g zu fließen, welcher zum Teil das nicht mit
Masse verbundene Ende des Kondensators C negativ gegenüber
Masse auflädt (i C) und zum Teil einen Strom (I L)
durch den Verbraucher (R, L) verursacht.
Zum Zeitpunkt t 2n+1 = na+b wird der Schalter S wieder
geöffnet, wodurch der Strom i g durch die Drossel L g abreißt
und sich ein Verlauf des Stromes i L ergibt, welcher
folgender Differentialgleichung genügt:
Die Anfangsbedingungen ergeben sich aus der Spannung des
Kondensators C und des Stromes i L zum Zeitpunkt t 2n+1.
Zum Zeitpunkt t 2n = n · a wird der Schalter S wieder geschlossen,
und der Vorgang wiederholt sich von neuem. Die
Periodendauer dieses Vorgangs ist a, die Einschaltdauer
des Schalters S beträgt jeweils b und seine Ausschaltdauer
a-b. Sind Ein- und Ausschaltdauer von S über einen
längeren Zeitraum konstant, so ergibt sich nach Abklingen
eines Einschwingvorgangs ein mit einer bestimmten
Restwelligkeit versehener Gleichstrom durch den Verbraucher.
Diese Restwelligkeit innerhalb einer Periode
wird in der übrigen Betrachtung vernachlässigt.
Weiterhin kann bei konstanter Periodendauer a die Einschaltzeit
b variieren. Durch Änderung von b kann somit
bei entsprechender Schaltungsdimensionierung und Periodendauer
jeder beliebige Stromverlauf im Verbraucher für
i L < 0 realisiert werden. Es können somit bei Vorgabe
eines Stromverlaufs im Verbraucher Einschaltzeiten b n
angewendet werden, welche jeweils am Ende jeder Periode
den gewünschten Strom i L erzeugen.
Werden die Einschaltzeiten b n auf digitalem Signalverarbeitungsweg
bereitgestellt, ist diese Aussage allerdings
nicht mehr richtig. Je nach dem zur Verfügung stehenden
Zeitraster, in dem die Einschaltdauer b geändert
werden kann, treten am Ende der Periode Abweichungen vom
Sollwert auf, deren Ursache als Quantisierungsfehler bezeichnet
wird.
Wie bereits weiter oben ausgeführt wurde, geht die Erfindung
nun davon aus, bei einem gegebenen Zeitraster, in dem
die Einschaltdauer b geändert werden kann, und einer gegebenen
Integrationskonstanten der Schaltung den auftretenden
Quantisierungsfehler zu verringern.
Diese Möglichkeit ist deshalb wichtig, da zum einen bei
einer technischen Realisierung der Schaltung, welche die
Einschaltzeiten erzeugt, in Form einer integrierten
Schaltung, die hierfür in Frage kommende Technologie
u. a. von der maximal auftretenden Frequenz abhängt, wobei
der technologische Aufwand und damit die Unwirtschaftlichkeit
der Schaltung - auch im Hinblick auf Leistungsverbrauch
und Integrationsdichte - mit steigender
Frequenz zunimmt. Zum anderen sind es ebenfalls wirtschaftliche
Gesichtspunkte, die einer technisch eventuell
möglichen Vergrößerung der Integrationskonstanten im Wege
stehen.
Das Zeitraster wird dabei von einer mit einem Quarz stabilisierten
Frequenz oder von einem einfachen Schwingkreis
abgeleitet.
In der Fig. 3 ist eine Einrichtung dargestellt, welche
eine digitale Ansteuerung der Vertikalendstufe gestattet.
Sie besteht aus einem m-Bit-Rückwärtszähler 20, welcher
als Taktfrequenz die vom Quarz 22 abgeleitete Frequenz
am Zähleingang erhält. Zu Beginn jeder Periode n zum
Zeitpunkt t 2n = n · a wird der Zähler auf einen für die
jeweilige Periode erforderlichen Datenwert gesetzt, in
dem die an den Stelleneingängen P₁ bis P m anliegende Information
durch Auftreten eines Setzimpulses am S-Eingang
an die Zählerausgänge Q₁ bis Q m übernommen wird.
Diese Zählerausgänge Q₁ bis Q m sind mit einem Oder-Glied
21 mit m-Eingängen verbunden. Der Ausgang des Oder-Gliedes
21 ist mit dem Freigabeeingang FE des Zählers 20 verbunden.
Bei Übernahme des Datenwertes am Anfang einer
Periode auf die Q-Ausgänge und unter der Voraussetzung,
daß der Datenwert von Null verschieden ist, erscheint
am Ausgang des Oder-Gliedes H-Pegel, welcher den Zähler
20 freigibt. Dieser zählt die vom Quarz abgeleiteten Impulse
so lange rückwärts, bis der Zählerstand Null erreicht
ist, am Ausgang des Oder-Gliedes 21 L-Pegel erscheint
und der Zähler 20 gesperrt ist. Dies entspricht dem
Zeitpunkt t 2n+1 = n a + b.
Der Ausgang des Oder-Gliedes 21 stellt zugleich den
Ausgang der Schaltung dar und steuert den Schalter S in
Fig. 1. Unter der Annahme, daß der Schalter S bei H-Pegel
geschlossen und bei L-Pegel geöffnet ist, wird die
Schaltung gemäß Fig. 3 die Steuerung des Schalters S in
Fig. 1 bewirken.
Die vom Quarz 22 abgeleitete Frequenz erzeugt das Zeitraster,
welches für den Quantisierungsfehler verantwortlich
ist.
In der Fig. 4 ist eine Einrichtung dargestellt, mit deren
Hilfe bei vorgegebener Taktfrequenz der Quantisierungsfehler
verringert werden kann.
Sie besteht aus einem s-Bit-Rückwärtszähler 30, welcher
als Taktfrequenz die vom Quarz 32 abgeleitete Frequenz
am Zähleingang erhält. Die Stelleingänge P₁ bis P s des
Zählers 30 sind mit den Ausgängen C₁ bis C s eines 2×s-
Bit-Multiplexers 33 verbunden. Der Multiplexer 33
steuert in Abhängigkeit des Signals 1 an seinem Z-Eingang
entweder die Eingänge A₁ bis A s oder die Eingänge
B₁ bis B s auf die Ausgänge C₁ bis C s durch, und zwar bei
H-Pegel am Z-Eingang die A-Eingänge, bei L-Pegel die B-
Eingänge.
Zu Beginn einer Periode n zum Zeitpunkt t 4n = n · a weist
das Signal 1 H-Pegel auf, so daß an den C-Ausgängen des
Multiplexers 33 die A-Eingänge anliegen. Diese werden
mittels eines am Setzeingang S des Zählers 30 anliegenden
Impulses 2 auf die Q-Ausgänge des Zählers 30 übernommen
und - sofern die an den A-Eingängen liegende
Information von Null verschieden ist - erscheint am Ausgang
des Oder-Gliedes 31, dessen Eingänge mit den Q-Ausgängen
des Zählers 30 verbunden sind, H-Pegel. Der Freigabeeingang
FE des Zählers 30, welcher mit dem Ausgang
des Oder-Gliedes 31 verbunden ist, erhält ebenfalls H-
Pegel, und der Zähler beginnt die am Zähleingang liegenden
Impulse so lange rückwärts zu zählen, bis sämtliche
Q-Ausgänge Null sind und damit der FE-Eingang L-Pegel
annimmt. Der Zeitpunkt t 4n+1 = n a + b ist erreicht
und unter der Voraussetzung, daß der Ausgang des Oder-
Gliedes 31 den Schalter S in Fig. 1 steuert (H-Pegel:
Schalter geschlossen; L-Pegel: Schalter geöffnet) ist S
während der Zeit t 4n+1-t 4n = b geschlossen.
Kurz vor Ende der Periode n zum Zeitpunkt t 4n+2 = n · a+c
nimmt das Signal 1 am Z-Eingang des Multiplexers 33 L-
Pegel an, und die B-Eingänge werden mit den C-Ausgängen
des Multiplexers 33 verbunden und mittels eines zweiten
Setzimpulses am S-Eingang des Zählers 30 auf dessen Ausgänge
übernommen. Die Schaltung läuft nun entsprechend
zum ersten Zählvorgang ab: Zum Zeitpunkt t 4n+3 = n · a+c+d
wird der Zähler wieder gestoppt, am Ausgang des
Oder-Gliedes 31 ist ein zweiter positiver Impuls entstanden,
der ein nochmaliges Schließen des Schalters S
in Fig. 1 innerhalb der gleichen Periode bewirkt. Damit
sind zwei Möglichkeiten gegeben, die Größe des Stromes i L
durch den Verbraucher in Fig. 1 am Ende der Periode n zu
bestimmen, nämlich durch Variation der Einschaltdauern b
und d.
Die Einschaltdauer b wird nun durch Anlegen eines entsprechenden
Datenwertes an die A-Eingänge des Multiplexers
33 so gewählt, daß die Abweichung des Istwertes
des Stromes i L am Ende der Periode n vom Sollwert innerhalb
des von der gewählten Taktfrequenz abhängigen
Quantisierungsfehlers liegt, und zwar so, daß der Betrag
des Istwertes kleiner als der des Sollwertes bleibt. Der
verbleibende Fehler kann durch die zweite Einschaltdauer
d verringert werden, wobei d klein gegenüber b ist. Da
die Einschaltdauer jeweils der Zählzeit des Zählers 30
entspricht und diese gleich dem Produkt aus übernommenem
Datenwert und Periode der Zählfrequenz ist, muß der
Datenwert für die Einschaltdauer d nur r-bit breit sein,
wobei r<s ist.
Die höherwertigen Eingänge B r+1 bis B s des Multiplexers
33 weisen deshalb konstanten L-Pegel auf. An den Eingängen
B₁ bis B r liegt somit der Datenwert für die Einschaltzeit
d.
Wenn der Schalter S in Fig. 1 innerhalb der Periode ein
zweites Mal geschlossen wird, beginnt nochmals ein Strom
i g von Null beginnend sägezahnförmig ansteigend zu fließen,
der zum Zeitpunkt des zweiten Abschaltens t 4n+3 =
n · a+c+d wegen d«b einen wesentlich geringenen Endwert
erreicht, als am Ende der ersten Einschaltdauer.
Dieses Schaltverhalten ist in Fig. 5 dargestellt, wobei
die mit 1, 2 bzw. 3 bezeichneten Kurven den an den entsprechenden
Stellen mit gleichen Zeichen bezeichneten
Impulsen in Fig. 4 entsprechen.
Bei Vergrößerung von d um die Zeitdauer einer Periode
der am Zähleingang anliegenden Taktfrequenz wird gegenüber
der gleichen Änderung von b eine entsprechend dem
Verhältnis der Stromendwerte wesentlich geringere Ladungsmenge
zusätzlich in den Kondensator C und durch
den Verbraucher fließen.
Am Ende jeder Periode kann damit die Abweichung des Ist-
vom Sollwert von i L entsprechend dem Stromendwertverhältnis
verringert werden.
Da für den Fehler nur das kleinste zur Verfügung stehende
Ladungsquant maßgeblich ist, das noch hinzugeführt
werden kann oder nicht, wird statt einer Verfeinerung
der Zeiteinheit der Weg einer Verringerung der Stromamplitude
gewählt.
Die Einschaltdauer b bewirkt eine Grob-, die Einschaltdauer
d eine Feinbestimmung des Stromendwertes i L einer
Periode. Damit der auftretende Quantisierungsfehler eine
bestimmte Größe nicht überschreitet, darf die Einschaltdauer
d nicht zu lang werden. Ist es jedoch erforderlich,
auch nach Erreichen eines festgelegten Grenzwertes
d um eine Zeiteinheit zu erhöhen, so muß zunächst
b um eine Zeiteinheit vergrößert werden. Von diesem zusätzlichen
Ladungsgrobquant sind nun durch Verringerung
von d so viele Feinquanten zu subtrahieren, bis die Auswirkungen
auf den Strom i L am Ende der Periode dieselbe
ist, als wenn d im erlaubten Bereich um eine Zeiteinheit
erhöht worden wäre.
Man kann dies als Überlauf der Feineinschaltdauer d auf
die Grobeinschaltdauer b definieren, wobei b bei Überlauf
von d um eine Zeiteinheit erhöht und d auf einen
Minimalwert zurückgesetzt wird. Entsprechend kann ein
Unterlauf auftreten, wenn d den Minimalwert unterschreitet.
Dann wird b um eine Zeiteinheit erniedrigt und dafür
d auf einen Datenwert gesetzt, der so festgelegt
ist, daß die Summe der Auswirkungen beider Änderungen
auf den Strom i L am Ende der Periode gleich der Auswirkung
ist, die sich im Mittel ergibt, wenn d um eine Zeiteinheit
im erlaubten Bereich verringert worden wäre.
In der Fig. 6 ist die prinzipielle Schaltung einer Klasse-
D-Vertikalendstufe für Fernseh- oder Datensichtgeräte
dargestellt, bei dem das erfindungsgemäße Verfahren der
Verminderung des Quantisierungsfehlers zur Anwendung gelangt.
Von der Schaltung wird ein sägezahnförmiger Strom i L erzeugt,
der den vertikalen Ablenkstrom bildet. Da dieser
im allgemeinen keinen Gleichstromanteil enthält, ist die
Endstufe zur Realisierung positiver und negativer Werte
für i L als Gegentaktstufe ausgeführt. Sie besteht aus
den im Schalterbetrieb arbeitenden komplementären Transistoren
T₁ und T₂, den beiden Drosseln L g 1 und L g 2, den
Konstantspannungsquellen U g 1 und U g 2, dem Ladungsspeicherkondensator
C und den beiden in Serie geschalteten Vertikalablenkspulenhälften
1/2L abl.
Der mit dem Index 1 bezeichnete Teil der Enstufe, kann
Stromwerte für i L erzeugen, die kleiner als Null sind,
der mit dem Index 2 bezeichnete Teil dient zur Erzeugung
von Stromwerten für i L größer Null.
Da der Strom i L einen Sägezahnstrom mit positiver Steigung
(Kurve 4 in Fig. 7) darstellt, ist T₁ in der oberen
oder ersten Bildhälfte einer Bildperiode in Funktion und
T₂ in der unteren bzw. zweiten. Es ist ferner angenommen,
daß die Gegentaktendstufe ohne Überlappung betrieben werden
soll, was bedeutet, daß entweder nur der Transistor
T₁ oder nur der Transistor T₂ angesteuert wird, jedoch
nie beide gleichzeitig. Unter dieser Annahme ist der Leistungsbedarf
der Endstufe und der Ansteueraufwand minimal.
Die mit a bezeichnete Periodendauer beträgt in dem Ausführungsbeispiel
gemäß Fig. 6 eine Zeilenperiode, d. h.
64 µs nach der in Europa am weitesten verbreiteten Norm.
Am Ende jeder Zeilenperiode ist von der Schaltung ein
aufgrund des sägezahnförmigen Verlaufs entsprechender
Wert für i L zu erzeugen, welcher die Höhe der Ablenkung
y am Bildschirm (negative Werte bedeuten Ablenkung nach
oben, positive Werte Ablenkung nach unten) vom Bildmittelpunkt
aus bestimmt.
Werden die Endwerte für i L Periode für Periode aneinandergefügt,
so muß sich bis auf die Abweichungen infolge
des Quantisierungsfehlers der in Kurve 4 der Fig. 7 dargestellte
Sägezahnstrom ergeben. Dabei fallen in den ansteigenden
Teil des Sägezahnstroms (Bildhinlauf) bei der
625-Zeilennorm ca. 296 Zeilenperioden, in den abfallenden
Teil (Bildrücklauf) ca. 16 Zeilenperioden.
Die Anforderungen an die Genauigkeit des zu erreichenden
Wertes für i L am Ende jeder Periode sind aufgrund der
großen Empfindlichkeit des menschlichen Auges in bezug
auf Helligkeitsunterschiede sehr hoch. Wird als Zeitraster
beispielsweise eine Frequenz von 8 MHz gewählt,
welche vom Quarz 42 in Fig. 6 abgeleitet ist, und nur
einmal pro Periode geschaltet, so ergeben sich noch
deutlich wahrnehmbare unterschiedliche Zeilenabstände,
welche vom normalen Betrachtungsabstand aus, als Helligkeitsmodulationen
in vertikaler Richtung erscheinen.
Mittels des erfindungsgemäßen Verfahrens, insbesondere der zusätzlichen
Feineinschaltdauer, können die Abweichungen verringert
werden. Die Ansteuerschaltung dazu wurde im Ausführungsbeispiel
so ausgelegt, daß eine Reduktion des maximalen
Fehlers um den Faktor acht auftritt.
Der Demultiplexer 44 wird von einem Steuersignal, welches
von der Bildfläche abhängt, an seinem Z-Eingang so
betrieben, daß während der oberen Bildhälfte, in der
negative Werte für i L zu realisieren sind, der als
npn-Typ ausgebildete Transistor T₁ mit dem Ausgangssignal
des Oder-Gliedes 41 verbunden ist, dagegen in der unteren
Bildhälfte über einen zur Pegelanpassung erforderlichen
Pegelwandler 46, der als pnp-Typ ausgebildete Transistor
T₂. Am Ausgang des Oder-Gliedes 41, dessen neun
Eingänge mit den neun Ausgängen des neun-Bit-Rückwärtszählers
40 verbunden sind, wird das Steuersignal, bestehend
aus Grobeinschaltdauer b und Feineinschaltdauer d,
erzeugt (Kurve 3 in Fig. 7). Die Wortbreite von neun Bit
ergibt sich aus der maximal möglichen Zähldauer während
einer Zeilenperiode (64 µs) und der Zählfrequenz (8 MHz).
Der Multiplexer 43 steuert, wiederum abhängig vom Pegel
des Signals 1, an seinem Z-Eingang, entweder den maximal
neun-Bit breiten Datenwert für die Grobeinschaltdauer b
oder den hier maximal sechs-Bit breit gewählten Datenwert
für die Feineinschaltdauer d auf seine C-Ausgänge
und damit auf die Stelleingänge P₁ bis P₉ des Zählers 40
durch.
Die Datenwerte für die beiden Einschaltzeiten jeder Zeile
werden aus einem Festwertspeicher 45 entnommen, der
entsprechend den 312 Zeilen pro Halbbild zu 312×15 Bit
organisiert ist. Er wird an seinen Adreßeingängen A₁ bis
A₉ so gesteuert, daß zu Beginn jeder Zeile an seinen Ausgängen
Q₁ bis Q₉ der Datenwert für die Grobeinschaltdauer
b und an seinen Ausgängen Q₁₀ bis Q₁₅ derjenige für die
Feineinschaltdauer d zur Verfügung steht. Die entsprechenden
Datenwerte werden entweder nach einem empirischen
Verfahren - eventuell rechner-unterstützt - aufgrund
visueller Beurteilung am Bildschirm ermittelt oder
rein rechnerisch durch optimale Simulation der Gegentaktendstufe.
Da eine Verringerung des Quantisierungsfehlers um den
Faktor acht durch Einführung der Feineinschaltzeit d bewirkt
werden soll, ist bei der Datenwertermittlung folgendes
zu berücksichtigen: Ein Ladungsquant, das bei
Änderung von d um eine Zeiteinheit entsteht, darf maximal
⅛ desjenigen betragen, das bei Änderung von b um
eine Zeiteinheit verursacht wird. Deshalb darf auch der
Wert von i g 1 und i g 2 am Ende von d nur maximal ⅛ desjenigen
am Ende von b betragen.
Wird ein ideal sägezahnförmiger Verlauf von i g 1 bzw. i g 2
angenommen, kann auch der maximale Datenwert für d nur
⅛ desjenigen für b sein, d. h. anstatt neun Bit für b
werden nur sechs Bit für d benötigt. Entsprechend der
Änderung von b von Zeile zu Zeile ist auch i g 1 bzw. i g 2
am Ende von b zeilenabhängig, weshalb der Grenzwert für
d, dessen Überschreiten zu einem Überlauf auf b führt,
ebenso zeilenabhängig ausgebildet werden muß.
Zum besseren Verständnis kann man rein gedanklich die
Zeit d gemäß Fig. 7 aus zwei Zeiten zusammensetzen: Einer
zeilenabhängigen Vorlaufzeit d₁, welche den Grenzwert für
d bestimmt und einer variablen Zeit d₂, welche
zur möglichst genauen Annäherung des Istwertes von i L an
den Sollwert verändert werden kann. Die Variation von d₂
ist entsprechend dem oben gewählten Faktor acht auf acht
Zeiteinheiten zu begrenzen.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel ist eine Variation des
in der Fig. 6 dargestellten Beispieles, wobei die beiden
Transistoren T₁ und T₂ insofern gleichzeitig betrieben
werden können, als z. B. während der ersten Bildhälfte,
der mit Index 1 bezeichnete Endstufenteil die Grobbestimmung
des Stromwertes i L mittels einer Leitzeit b
übernimmt und gleichzeitig der mit Index 2 bezeichnete
Teil, die Feinbestimmung mittels einer Leitzeit d. In
der zweiten Bildhälfte gilt Entsprechendes mit vertauschten
Indices.
Im Gegensatz zum Ausführungsbeispiel der Fig. 6 werden
die Ladungsmengen beider Einschaltzeiten b und d subtrahiert
anstatt addiert.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel kann die Gegentaktendstufe
gemäß Fig. 6 auch mit Überlappung betrieben
werden. Dazu existiert eine im Bildhinlauf, um die
Bildmitte liegender Zeitbereich, in dem zur Vermeidung
von Übernahmeverzerrungen beide Endstufenseiten gleichzeitig
angesteuert werden.
Ein
derartiges Verfahren einer Gegentaktendstufe mit Überlappung
ist beispielsweise in der DE-OS 28 05 691 beschrieben.
Claims (4)
1. Verfahren zur Verringerung des Quantisierungsfehlers bei der
Erzeugung eines sägezahnförmigen vertikalen Ablenkstromes in
einem Fernseh- oder Datensichtgerät mit digital angesteuerter
Klasse-D-Endstufe, wobei die Ansteuerung mit einer vorgegebenen
Taktfrequenz erfolgt,
dadurch gekennzeichnet,
daß innerhalb einer Ansteuerperiode (a) durch zweimaliges
Schließen eines Schalters (T₁, T₂) zwei Zeitintervalle (b, d)
festgelegt werden, wobei die Länge des ersten Zeitintervalls
(b) die Grobeinstellung und die Länge des zweiten Zeitintervalls
(d) die Feineinstellung des vertikalen Ablenkstrom-Endwertes
(i L) bestimmt.
2. Verfahren nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß die zwei Zeitintervalle (b, d) hinsichtlich ihrer Längen so
gewählt werden, daß das zweite Zeitintervall (d) wesentlich
kürzer als das erste Zeitintervall (b) gewählt ist.
3. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1
oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein Rückwärtszähler (20; 30; 40) vorgesehen ist, dessen
Ausgänge (Q m; Q s) mit einem Oder-Glied (21; 31; 41) verbunden
sind und daß ein Multiplexer (33; 43) vorgesehen ist, dessen
Ausgänge (C s) mit den Stelleingängen (P s) des Rückwärtszählers
(20; 30; 40) verbunden sind.
4. Vorrichtung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Multiplexer (33; 43) erste Eingänge (A s) aufweist, an
denen der Datenwert für das erste Zeitintervall (b) anliegt,
und daß der Multiplexer (33; 43) ferner zweite Eingänge (B r)
aufweist, an denen der Datenwert für das zweite Zeitintervall
(d) anliegt, wobei die Zahl der zweiten Eingänge (B r) kleiner
ist als die Zahl der ersten Eingänge (A s).
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19813104231 DE3104231A1 (de) | 1981-02-06 | 1981-02-06 | Verfahren und einrichtung zur verringerung des quantisierungsfehlers |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19813104231 DE3104231A1 (de) | 1981-02-06 | 1981-02-06 | Verfahren und einrichtung zur verringerung des quantisierungsfehlers |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3104231A1 DE3104231A1 (de) | 1982-08-19 |
DE3104231C2 true DE3104231C2 (de) | 1990-06-28 |
Family
ID=6124243
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19813104231 Granted DE3104231A1 (de) | 1981-02-06 | 1981-02-06 | Verfahren und einrichtung zur verringerung des quantisierungsfehlers |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3104231A1 (de) |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3422304A (en) * | 1967-09-15 | 1969-01-14 | Ibm | Logic controlled deflection system |
DE2805691C3 (de) * | 1978-02-10 | 1983-11-03 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Digitale Steuereinheit in einem Farbfernseh-Empfänger zur Ansteuerung der Ablenkendstufen |
-
1981
- 1981-02-06 DE DE19813104231 patent/DE3104231A1/de active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3104231A1 (de) | 1982-08-19 |
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8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
D2 | Grant after examination | ||
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8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |