DE2918423A1 - Geraet zum abtasten von kurzschlussfehlern in wechselstrom-versorgungsleitungen - Google Patents
Geraet zum abtasten von kurzschlussfehlern in wechselstrom-versorgungsleitungenInfo
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- G01R31/52—Testing for short-circuits, leakage current or ground faults
Description
NATIONAL RESEARCH DEVELOPMENT CORPORATION, London, England
Gerät zum Abtasten von KurzSchlußfehlern
in Wechselstrom-Versorgungsleitungen
Die Erfindung bezieht sich auf ein Gerät zum Abtasten von KurzSchlußfehlern in Wechselstrom-Versorgungsleitungen
und betrifft insbesondere, aber nicht ausschließlich den Schutz von Wechselstromnetzen oder Wechselstromversorgungseinrichtungen,
die zum Speisen dreiphasiger Kurzschlußläufermotoren dienen, die bereits beim Starten direkt mit dem Netz
verbunden sind.
Die Erfindung resultiert aus der Betrachtung eines besonderen Problems, das beim Starten von direkt mit dem
Speisenetz verbundenen Induktions- oder Asynchronmotoren mit Käfigläufern in Kohlebergwerken auftritt, aber auch auf andere
Anwendungsgebiete verallgemeinert werden kann.
Das oben angesprochene besondere Problem besteht darin, daß man ein Dreiphasennetz gegenüber Kurzschlüssen
zwischen den einzelnen Phasenleitungen oder zwischen einem Nullpunkt und den Phasenleitungen in geeigneter Weise schützen
muß und daß die getroffenen Schutzmaßnahmen gleichzeitig die Möglichkeit eröffnen müssen, von dem Dreiphasennetz gespeiste
dreiphasige Kurzschlußläufermotoren auch bei direkter
Verbindung mit den Leitungen des Netzes starten zu können. Diese Forderung ist schwierig zu realisieren, da der beim
Starten des Motors in jeder Netzleitung gezogene Strom ein Vielfaches des Stromes ist, den der unter Vollastbedingungen
laufende Motor benötigt. Bei einem solchen Direktstart des Motors tritt beispielsweise die vier- bis zehnfache Stromamplitude
auf. Folglich kann man den Schutz des Speisenetzes gegenüber Kurzschlußfehlern nicht ausschließlich auf das Abtasten
oder Abfühlen der auftretenden Stromamplitude gründen.
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Bei Kurzschlußfehlern können nämlich Ströme auftreten, die kleiner als der Motorstartstrom sind. Ein herkömmlicher
Motorüberlastungsschutz spricht zwar auf Kurzschlußströme
in diesem unteren Bereich an, ist jedoch mit einer so großen Verzögerungszeit verbunden, daß der Kurzschluß zu Schaden am
Netz und möglicherweise auch am Motor führen kann.
Dreiphasige Kurzschlußläufermotoren, die im Bergbau eingesetzt werden, sind auch beim Anfahren oder Starten direkt
mit den Speiseleitungen verbunden, da diese Art des Motorstarts in der explosionsgefährdeten Umgebung am einfachsten,
sichersten und zweckmäßigsten ist. Es besteht jedoch fortlaufend die Gefahr, daß die Netzleitungen versehentlich beschädigt
oder durchgeschnitten werden. Das damit verbundene Risiko des durch einen elektrischen Lichtbogen verursachten
Auftretens eines Feuers oder einer Explosion sollte so klein wie möglich und ggf. vollständig vermieden werden. Es besteht
daher ein Bedürfnis nach Einrichtungen oder Geräten, die ein Dreiphasennetz von irgendeinem Kurzschlußfehler an
den Netzleitungen trennen.
Ein Gerät zum Abtasten von Kurzschlußfehlern in Wechselstrom-Versorgungsleitungen
ist nach der Erfindung gekennzeichnet durch Einrichtungen zum Abfühlen des Leitungsstromes
in einer Wechselstrom-Versorgungsleitung und zum Erzeugen von Signalen, die die Amplitude und Phase des beim Betrieb fließenden
abgefühlten Leitungsstromes darstellen, Einrichtungen zum Abfühlen der zwischen den Leitungen auftretenden, verketteten
Spannung oder der zwischen der Leitung und dem Nullpunkt auftretenden Phasenspannung der Versorgungsleitung und
zum Erzeugen eines Signals, das die Phase der verketteten Spannung oder der Phasenspannung darstellt, Differenzeinrichtungen,
die so angeschlossen und ausgebildet sind, daß sie die Signale empfangen, die die Phase des abgefühlten Stromes und
die Phase der abgefühlten Spannung darstellen, und aufgrunddessen ein Signal mit einem Maß erzeugen, das sich im wesent-
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lichen direkt mit der Differenz zwischen diesen Phasen
ändert, und Einrichtungen, die eine Beziehung aus dem die abgefühlte Stromamplitude darstellenden Signal und- dem von
den Differenzeinrichtungen erzeugten Signal mit einer vorbestimmten Amplituden-Phasendifferenz-Beziehung vergleichen
und aufgrund dessen ein Ausgangssignal erzeugen, das angibt,
ob die abgefühlte Stromamplitude größer als die durch die
vorbestimmte Beziehung für diese Differenz zwischen den genannten Phasen bestimmte entsprechende Amplitude .'·'"
ist oder nicht. Vorzugsweise enthält das Gerät noch Einrichtungen zum Unterbrechen oder Trennen wenigstens der genannten
Versorgungsleitung in Abhängigkeit von dem" genannten Ausgangssignal, das dafür repräsentativ ist, ob die abgefühlte
Stromamplitude größer als die genannte entsprechende Amplitude ist, wobei diese Unterbrechungs- oder Trenneinrichtungen
an die Vergleichseinrichtungen angeschlossen sind, um das genannte Ausgangssignal zu empfangen.
Zum Schütze eines Dreiphasennetzes ist nach der Erfindung
ein Gerät gekennzeichnet durch Einrichtungen zum Abfühlen Jedes Leitungsstromes in den drei Phasenleitungen und
zum Erzeugen von Signalen, die die Amplituden und Phasen der beim Betrieb fließenden abgefühlten Leitungsströme darstellen,
Einrichtungen zum Abfühlen der verketteten Spannungen oder
der Phasenspannungen der Versorgungsleitungen und zum Erzeugen von Signalen, die die Phasen der verketteten Spannungen
oder der Phasenspannungen darstellen, Differenzeinrichtungen, die zum Empfangen der die Phasen darstellenden Signale angeschlossen
sind und die so ausgebildet sind, daß sie in Abhängigkeit von den empfangenen Signalen drei Signale erzeugen,
von denen jedes ein Maß aufweist, das sich im wesentlichen direkt mit der Differenz in der Phase zwischen dem Leitungsstrom
und der verketteten Spannung oder der Phasenspannung von einer zugeordneten der drei Phasenleitungen verändert,
Einrichtungen, die für 3ede Phasenleitung eine Beziehung
aus dem betreffenden Signal der Signale, die die abge-
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fühlten Stromamplituden darstellen, und dem betreffenden
Signal der Signale, die die Differenzeinrichtungen erzeugen, mit einer vorbestimmten Amplituden-Phasendifferenz-Beziehung
vergleichen und aufgrund dessen ein Ausgangssignal erzeugen, das angibt, ob irgendeine oder mehrere der
abgefühlten Stromamplituden größer als die durch die vorbestimmte Beziehung für die betreffende Differenz in der
Phase zwischen dem betreffenden Leitungsstrom und der betreffenden
verketteten Spannung oder Phasenspannung bestimmte
entsprechende Amplitude ist oder nicht, und Einrichtungen zum Unterbrechen oder Trennen der drei Versorgungsleitungen
in Abhängigkeit von dem genannten Ausgangssignal, das angibt, ob eine oder mehrere der abgefühlten
Stromamplituden größer als die genannte entsprechende Amplitude ist, wobei die Unterbrechungs- oder Trenneinrichtungen
an die Vergleichseinrichtungen angeschlossen sind, um das genannte Ausgangssignal zu empfangen.
Bei einem für drei Phasen gedachten Ausführungsbeispiel^der
Erfindung, mit dem ein Dreiphasennetz geschützt werden soll, das einen dreiphasigen Kurzschlußläufermotor
speist, der beim Starten direkt mit den Netzleitungen verbunden isty hat die vorbestimmte Beziehung für jede Phase
die folgende Form:
- Sr * mK Φ -
Sr
i5
Dabei ist IL die Amplitude des betreffenden Leitungs stromes
in Ampere,
m eine dimensionslose Konstante,
K eine weitere Konstante mit der Einheit Volt pro Grad,
R„ ein Bürdenwiderstand in Ohm,
η ein dimensionsloses Verhältnis eines Stromwandlers, d.h. das Verhältnis der Sekundärwindungen
zu den Primärwindungen,
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<£ die Phasendifferenz zwischen der betreffenden Phasenspannung und dem betreffenden Leitungsstrom gemessen in Grad und
Φ_ eine Phasenkonstante gemessen in Grad.
Vorzugsweise handelt es sich bei den die Phase darstellenden Signalen um Rechteckschwingungen. Die Differenz
in der Phase kann dann mit Hilfe von Logikschaltungen in den Differenzeinrichtungen festgestellt werden.
Bei einer bevorzugten Weiterbildung der Erfindung,
bei der die Signale, die die Phasen darstellen, Rechteckschwingungen sind und die Differenz in der Phase durch Verwendung
von Logikschaltungen in den Differenzeinrichtungen erfaßt wird, werden Logiksignale in Form von Spannungssignalen
erzeugt, deren über eine Periode gemittelte algebraische Summe sich direkt mit der Phasendifferenz ändert. Die
Differenzeinrichtungen enthalten weiterhin bei dieser Weiterbildung eine Vielzahl von Summierwiderständen, die gemeinsam
mit einem Eingangsanschluß eines in den Vergleichseinrichtungen enthaltenen Operationsverstärkers verbunden
sind. Das von den Differenzeinrichtungen erzeugte und den Vergleichseinrichtungen zugeführte Signal ist daher ein
Stromsignal, dessen über eine Periode gemittelter Betrag sich im wesentlichen direkt mit der Phasendifferenz ändert.
Bei dem Operationsverstärker handelt es sich vorzugsweise um einen Differential- oder Differenzenverstärker, der an
seinem umkehrenden Eingang dieses Stromsignal empfängt und an seinem nicht umkehrenden Eingang ein Referenzsignal empfängt,
das gemäß der genannten vorbestimmten Beziehung ausgewählt ist.
Vorzugsweise sind auch in Verbindung mit Unterbrechungs- oder Trenneinrichtungen eine Hochstrom- oder Überstrom-Übersteuerungsanordnung
vorhanden, die schneller als die Vergleichseinrichtungen auf die Unterbrechungseinrichtungen
einwirkt, wenn die Amplitude des abgetasteten Lei-
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tungsstroms größer als die Amplitude des Motorstartstroms ist.
Im installierten Zustand befinden sich die bei einem erfindungsgemäßen Gerät ggf. vorhandenen Unterbrechungseinrichtungen
an einer solchen Stelle, daß sie die Versorgungsleitung oder die Versorgungsleitungen zwischen dem Netz und
den Abfühleinrichtungen unterbrechen können, d.h. vor den Abf ühleinrichtungen.
Nach der Erfindung wird somit ein Gerät zum Abtasten von Kurzschlußfehlern in Wechselstrom-Versorgungsleitungen
geschaffen. Ein Stromwandler fühlt in einer Wechselstrom-Versorgungsleitung den Leitungsstrom ab. Die Sekundärwicklung
des Stromwandlers arbeitet mit einem Bürdenwiderstand und mit weiteren Widerständen sowie einem Transistor zusammen,
um Signale zu erzeugen, die die Amplitude und die Phase des beim Betrieb fließenden Leitungsstromes darstellen. Eine
Infrarotlicht emittierende Diode dient zum Abfühlen der verketteten Spannung oder der Phasenspannung der betreffenden
Versorgungsleitung und arbeitet mit einem Fototransistor zusammen, um ein Signal zu erzeugen, das die Phase der verketteten
Spannung oder der Phasen spannung darstellt. Die .Signale,
die die Stromphase und Spannungsphase darstellen, werden einer Logikgattereinrichtung zugeführt, die in Abhängigkeit
von den ihr zugeführten Signalen ein Signal mit einem Maß angibt, das sich im wesentlichen direkt mit der
Differenz zwischen den genannten Phasen ändert. Ein Operationsverstärker vergleicht eine Beziehung aus dem die Stromamplitude
darstellenden Signal und dem von der Logikgattereinrichtung erzeugten Signal mit einer vorbestimmten Amplituden-Phasendifferenz-Beziehung
und erzeugt aufgrund dieses Vergleiches ein Ausgangssignal, das angibt, ob die abgefühlte
Stromamplitude größer als eine entsprechend zugeordnete Amplitude ist, die sich aus der vorbestimmten Beziehung
für die genannte Differenz zwischen den genannten Phasen er-
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-is- ■■ ■'
gibt. Das erfindungsgemäße Gerät eignet sich insbesondere zur Verwendung in Verbindung mit Dreiphasennetzen, die in
einer explosionsgefährdeten Umgebung, beispielsweise in Kohlebergwerken, direkt anfahrende Kurzschlußläufermotoren
speisen.
Im folgenden wird die Erfindung beispielshalber an Hand von Zeichnungen erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 ein Schaltbild mit den zu einem Dreiphasenstator
eines Asynchronmotors führenden Netzverbindungen,
F i g . 2 ein Blockschaltbild eines Teils eines Ausführungsbeispiels
der Erfindung, .
F i g . 3 eine grafische Darstellung einer Spannung in Abhängigkeit von einer Phasendifferenz,
F i g , 4 eine grafische Darstellung einer Leitungsstromkennlinie eines Asynchronmotors,
F i g . 5 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung,
Fig. 6 eine grafische Darstellung mit Signalverläufen, die während des Betriebs des Ausführungsbeispiels nach der Fig. 5 auftreten,
F i g . 7 eine grafische Darstellung weiterer Signalverläufe, die zur Erläuterung der Arbeitsweise des Ausführungsbeispiels
nach der Fig. 5 dienen,
F i g . 8 eine grafische Darstellung einer Spannung in Abhängigkeit von einer Phasendifferenz zur Erläuterung
der Arbeitsweise eines Teils des Ausführungsbeispiels nach der Fig. 5,
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F i g . 9 ein Schaltbild einer Prüfschaltung für
das Ausführungsbeispiel nach der Fig. 5,
Fig. 10 eine grafische Darstellung von Signalen,
die die Prüfschaltung nach der Fig. 9 beim direkten Starten eines dreiphasigen Asynchronmotors liefert,
Fig . 11 eine grafische Darstellung von Signalen,
die die Prüfschaltung nach der Fig. 9 beim Auftreten eines zweiphasigen Kurzschlußfehlers liefert, wenn der Motor
läuft, ·
Fig . 12 und 13 grafische Darstellungen, die der
Darstellung nach der Fig. 11 ähnlich sind,
F i g . 14 eine grafische Darstellung von Signalen, die die Prüfschaltung nach der Fig. 9 während des Auftretens
eines zweiphasigen Kurzschlußfehlers liefert, wenn der Motor nicht angeschlossen ist, und
Fig. 15 (a), (b) und (c) zwei Schaltbilder mit abgewandelten Teilen des Ausführungsbeispiels nach der
Fig. 5 und eine grafische Darstellung einer bei den abgewandelten Teilen auftretenden Spannung.
In der folgenden Beschreibung wird unter einem
dreiphasigen Induktions- oder Asynchronmotor stets ein dreiphasiger Käfigläufer- oder Kurzschlußläufermotor
verstanden.
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In der Fig. 1 sind schematisch die Verbindungen zwischen einem elektrischen Dreiphasennetz 10 und den Statorwicklungen
11 eines Dreiphasenasynchronmotors dargestellt, der mit einem Anlaßschalter angefahren bzw. unter direkter
Verbindung mit dem Netz gestartet wird. Die dreiphasigen Verbindungen umfassen eine Gruppe von Leistungsschalterkontakten
X, die geschlossen sind, wenn der Motor läuft.
Beim Normalbetrieb liegen zwischen den drei Phasenleitungen, bei denen es sich um die rote, gelbe und blaue
Phase handelt, und einem Nullpunkt drei gleiche Phasenspannungen mit Amplituden VR, Vy und Vg. Diese Spannungen
VR, Vy und Vg sind in der Fig. 1 als zwischen den drei
Phasenleitungen und dem Nullpunkt N liegend dargestellt.
Den drei Phasenspannungen entsprechen drei Phasenoder Leitungsströme mit Amplituden IR, Iy und Ig, die durch
die einzelnen Phasenleitungen fließen. Diese drei Ströme haben bei normalen Bedingungen die gleiche Amplitude.
Wenn jedoch eine Störung oder ein Fehler auftritt, bei der die Trennung zwischen zwei der Phasenleitungen mehr
oder weniger unwirksam wird, fließt zwischen diesen beiden Phasenleitungen ein Fehlerstrom, beispielsweise ein Strom
Ip, wie es in der Fig. 1 dargestellt ist. Die Leitungsströme
dieser beiden Phasenleitungen nehmen höhere Werte an, da sie zusätzlich zu den Statorströmen den Fehlerstrom führen. Das
Vorhandensein des Fehlers ändert die Impedanz zwischen den beiden Leitungen, die vom Fehler erfaßt sind, so daß der
Phasenwinkel zwischen den betreffenden Leitungsströmen und den betreffenden Phasenspannungen von jeder dieser beiden
Leitungen gegenüber dem unter Normalbedingungen, d.h. bei nicht vorhandener Störung, herrschenden Phasenwinkel herabgesetzt
ist. Das Vorhandensein eines Fehlers oder einer Störung führt somit zu einer Erhöhung der Amplituden der Leitungsströme
und zu einer Verminderung des Phasenwinkels
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zwischen diesen Leitungsströmen und den betreffenden Phasenspannungen·
Die Phasenwinkelbeziehung zwischen einem Leitungsstrom und der zugeordneten Phasenspannung kann man dadurch erhalten,
daß man zunächst zwei Signale erzeugt, von denen das eine den Leitungsstrom darstellt und das andere die entsprechende
Phasenspannung darstellt. Diese beiden Signale werden dann einem Phasendiskriminator zugeführt. Eine Einrichtung
zum Erzeugen eines Spannungssignals, das den Leitungsstrom
der roten Phase oder, einfacher gesagt, den roten Leitungsstrom darstellt, ist in der Fig. 1 dargestellt und enthält
einen Stromwandler G, der den roten Leitungsstrom abfühlt und dessen Sekundärwicklung mit einem Bürdenwiderstand B
verbunden ist. Das Spannungssignal fällt am Bürdenwiderstand B ab und ist dem roten Leitungsstrom proportional und
mit ihm in Phase. Ein weiteres Spannungs signal, das mit der zugeordneten roten Phasenspannung in Phase ist, kann von
einem geeigneten, nicht dargestellten Spannungswandler geliefert werden oder bei geringerem Kostenaufwand von einer
elektro-optisehen.Trennanordnung.
Die Fig. 4 zeigt eine grafische Darstellung der Amplitude Ι« des roten Lei tungs stromes in Abhängigkeit von der
Phasendifferenz zwischen dem roten Leitungsstrom und der roten Phasenspannung, wobei ein der Spannung nacheilender
Strom als positive Phasendifferenz dargestellt ist. Die rote Leitungsstromamplitude, die für einen Dreiphasenasynchronmotor
charakteristisch ist, ist durch eine Kurve 12 mit drei Punkten S, F und Z wiedergegeben. Der Punkt S
entspricht den Bedingungen für die rote Lei tungs stromamplitude und die rote Phasendifferenz bei blockiertem oder
startendem Motor. Wenn sich der Rotor (nicht dargestellt) des Motors beschleunigt, verschieben sich die Betriebsbedingungen
entlang der Kurve 12 nach unten vom Punkt S zum Punkt F, der dem Betrieb unter voller mechanischer BeIa-
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stung entspricht. Der Motor arbeitet jetzt mit maximaler
Effizienz. Falls der Motor nicht voll belastet ist, bleiben die Betriebsbedingungen nicht beim Punkt F, sondern wandern
längs der Kurve 12 vom Punkt F in Richtung auf den Punkt Z,
der dem Betrieb unter mechanischer Nullast oder bei mechanischem Leerlauf entspricht. Der tatsächliche Punkt auf der
Kurve 12, bei dem der Motor arbeitet, hängt von der mechanischen Belastung des Motors ab und liegt beim Punkt F oder
beim Punkt Z oder zwischen diesen beiden Punkten, und zwar unter der Voraussetzung, daß der Motor nicht überbelastet
ist. Wenn die mechanische Belastung konstant ist, wie es für ein Gebläse der Fall ist, liegt der Betriebspunkt fest.
Wenn sich die mechanische Belastung zwischen Grenzen ändert, wie es bei einer Kohlenschrämmaschine der Fall ist,
wandert der Punkt auf der Kurve 12 hin und her.
Der zwischen dem Punkt S und dem Punkt F liegende Abschnitt der Kurve ist im wesentlichen geradlinig und gegenüber
der positiven Phasendifferenzachse um einen spitzen
Winkel geneigt.
Sowohl die blaue Leitungsstromamplitude als auch die
gelbe Leitungsstromamplitude verhalten sich in der gleichen Weise und haben daher Betriebskurven, die der Kurve 12 entsprechen.
Die Start- und Vollastpunkte definieren eine gerade Linie mit der gleichen Steigung und erstrecken sich
wie der Abschnitt SF der Kurve 12.
Die Stromamplitude beim Punkt S, d.h. der Startstrom, ist bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel sechsmal größer
als die Amplitude des Stroms beim Punkt F, d.h. die Stromamplitude bei voller mechanischer Belastung. -
Wie es in der Fig. 4 dargestellt ist, kann man eine Linie 13 einzeichnen, die in einem geringen Abstand parallel
zum Abschnitt SF der Kurve 12 verläuft und durch die folgende Gleichung definiert ist:
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Dabei ist (jT die Phasendifferenz, IL die Leitungsstrom-
amplitude, S- · mK die Steigung, (jic eine Konstante, die
B
die Schnittstelle auf der Phasendifferenzachse definiert, und n, Rg, m sowie K sind Konstanten, die noch erläutert werden.
die Schnittstelle auf der Phasendifferenzachse definiert, und n, Rg, m sowie K sind Konstanten, die noch erläutert werden.
Jede Bedingung oder jeder Zustand, der in dem Diagramm
aus der Phasenstromamplitude und der Phasendifferenz einen Punkt zwischen der Amplitudenachse und der Linie 13 definiert, ist ein Fehler- oder Störungszustand und kann gemäß
der Erfindung durch Vergleich der Leitungsstromamplituden- und Phasendifferenzwerte bei dem fraglichen Punkt mit denjenigen
der Linie 13 erfaßt werden. In der Praxis wird dieser Vergleich für alle Phasenleitungen durchgeführt.
Die Fig. 2 zeigt eine Anordnung zum Vergleichen der Leitungsstromamplituden- und Phasendifferenzwerte für eine
Phase mit einer definierten linearen Beziehung zwischen dem Leitungsstrom und der Phasendifferenz. Ein von einer nicht
dargestellten Einrichtung geliefertes Spannungssignal mit
einer Amplitude V ist in Phase mit der Phasenspannung (Spannung zwischen einer Leitung und dem Nullpunkt) einer
Phase eines einen (nicht dargestellten) Induktions- oder Asynchronmotor speisenden Netzes, 1st jedoch nicht notwendigerweise
mit dieser Phasenspannung proportional. Ein von einer nicht dargestellten Einrichtung geliefertes weiteres
Spannungssignal mit einer Amplitude I ist in Phase mit dem Leitungsstrom der betreffenden Phase und diesem Leitungsstrom proportional. Die Signale mit den Amplituden V und I
werden einem Phasendiskriminator 14 zugeführt, der als Ergebnis ein Spannungssignal f liefert, das der Phasendifferenz
zwischen den Signalen mit den Amplituden V und I proportional ist. Dies bedeutet: <jj = Κ·|, wobei <]) die
Phasendifferenz ist und K ein Proportionalitätsfaktor mit der Einheit Volt pro Grad ist.
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Das Signal mit der Amplitude I wird auch einer Umkehrstufe
15 zugeführt, an deren Ausgang das Signal -I auftritt, das I proportional und gegenüber dem Signal §v von entgegengesetzter
Polarität ist. Das Signal -I wird einem spannungsteilenden Potentiometer P1 zugeführt, das das Signal -I um
einen Faktor m teilt, um ein Spannungssignal -( /m)I zu
erzeugen.
An einen Verglexcher 16 ist eine Referenzspannung (5
gelegt, die durch ein Potentiometer P2 eingestellt wird, das von einem Anschluß 17 eine konstante Spannung erhält.
Der Vergleicher 16 überprüft die Signale <jjv und "-( /m)l mit
der Gleichung I = m ( <j>v - (j>cv ), indem er die Differenz
NL - ( M)M niit der Referenzspannung (jj vergleicht,
Fallsf5v - (1/m)£j>
<jjcv, liefert der Vergleicher 16 eine
Nullausgangs spannung·
Fallsj<jjv - ( /ia)Ij<
<j>cv>
liefert der Vergleicher 16 eine
Ausgangsspannung, die ausreicht, um eine Relaiseinheit 18 zu erregen. Diese Ausgangsspannung ist die einen Fehler oder
eine Störung anzeigende Ausgangsspannung.
Da Φν - K$* wobei K eine Konstante und (j) die Phasendifferenz
ist, kann man die Gleichung I = m((j[ - $cv) wie
folgt schreiben:
wobei 0. eine konstante Phasendifferenz ist. Da man weiterhin
I mit der Leitungsstromamplitude IL in Beziehung setzen
kann^ und zwar durch die Gleichung I = RIt » wobei R eine
Konstante mit der Dimension eines Widerstands ist, kann man die Gleichung für die Linie 13 wie folgt schreiben:
I1 - (J) BK ( J - }c ).
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Bei einem an Hand der Fig. 5 erläuterten Beispiel für eine Einrichtung zum Abfühlen des LeitungsStroms und
Erzeugen eines Signals, das die Leitungsstromamplitude
darstellt, gilt R = Rß/n, wobei Rg ein Bürdenwiderstand
und η ein Stromwandlerverhältnis ist, so daß man die Gleichung für die Leitungsstromamplitude wie folgt
schreiben kann:
IL-g- . mK (J-I0)..
Die Erregung der Relaiseinheit 18 wird herangezogen, um einen Leistungsschalter zu öffnen, dessen Kontakte in
den Versorgungs- oder Netzleitungen liegen, die zum (nicht dargestellten) Motor führen. Da es erforderlich
ist, die Verbindung in allen drei Phasen eines mit einem Dreiphasenasynchronmotor verbundenen Dreiphasennetzes zu
unterbrechen, wenn ein Fehler oder eine Störung auftritt, steuert die Relaiseinheit 18 einen Leistungsschalter mit
drei Kontaktgruppen an, und zwar Kontaktgruppen X wie bei der Darstellung nach der Fig. 1, und der Leistungsschalter
ist so angeordnet, daß er von der störungsanzeigenden Ausgangsspannung bzw. Störungsanzeigespannung von jedem der
drei Vergleicher erregt werden kann, von denen einer der in der Fig. 2 gezeigte Vergleicher 16 ist und die beiden
anderen entsprechende Vergleicher von zwei Gruppen von Anordnungen sind, wie sie an Hand der Fig. 2 unter Einschluß
des Vergleichers 16 beschrieben sind, und die so angeordnet sind, daß sie Spannungssignale empfangen, die
dem gelben bzw. blauen Leitungsstrom proportional und mit ihm in Phase sind, und die Spannungssignale empfangen, die
mit der gelben bzw. blauen Phasenspannung in Phase sind. Das Potentiometer P2 kann allen drei Vergleichern gemeinsam
sein.
Ein Beispiel einer für den Phasendiskriminator 14 geeigneten
Schaltung ist ein Phasenwinkel/Impulsbreiten-Umsetzer,
wie er auf der Seite 544 der Druckschrift
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"Electronic Measurements for Scientists", Howard V. Mahnstadt, Christie G. Enke und Gary Horlick, veröffentlicht 1974 von
W.A. Benjamin, Inc., Merlo Park, California und Reading,
Massachusetts, U.S.A., U.S. Library of Congress Catalog Card Nr. 73-17960 beschrieben ist, wobei an den Ausgang des Umsetzers
eine Integrierschaltung angeschlossen ist, um die Impulsbreite in eine Spannung umzuformen.
Die Umkehrstufe 15 kann einfacherweise eine Diode sein,
die so geschaltet ist, daß sie die Halbperioden des Signals mit der Amplitude I blockiert, die die gleiche Polarität wie
die Spannung <£ haben.
Bei dem Vergleicher 16 kann es sich um einai Differential-
oder Differenzenoperationsverstärker mit zwei Eingängen handeln, der zwei Summierwiderstände aufweist, wobei der Umkehreingang mit dem Diskriminator 14 bzw. dem Potentiometer
P1 verbunden ist und an seinen Ausgang ein Pegeldetektor angeschlossen ist, der eine alles oder nichts anzeigende
Ausgangsspannung als Antwort liefert.
Die direkte Proportionalität des Spannungssignals <|
zur Phasendifferenz zwischen den Signalen mit der Amplitude V und I ist in der Fig. 3 grafisch dargestellt, wobei auch
zu sehen ist, daß 3) symmetrisch zur 5_ -Achse verläuft, d.h.
das Spannungssignal (J) unterscheidet nicht zwischen einer voreilenden und nacheilenden Phasendifferenz. Folglich überprüft
der Vergleicher 16 die beiden folgenden Gleichungen:
. I- * ( $v- ?cv >
und I » -m ( {v + Jcv ).
und I » -m ( {v + Jcv ).
Die letzte der beiden Gleichungen ist diejenige der Spannung analog der Gleichung, die in der Fig. 4 durch eine Linie 13«
dargestellt ist. Die Relaiseinheit 18 wird daher erregt, wenn der Betriebszustand zwischen den beiden Linien liegt, die
durch diese beiden Gleichungen definiert werden. Diese beiden
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Linien erreichen nicht ganz die Phasendifferenzachse, da der Phasendiskriminator 14 ein gewisses Minimum an Eingangsspannung
zum Arbeiten benötigt. Diese minimale Eingangsspannung entspricht einem Wert I^ der Amplitude des
Leitungsstroms.
Die linken Quadranten der Fig. 3 und 4 werden bei einigen Anwendungen des Ausführungsbeispiels nicht benutzt.
Sie sind jedoch beschrieben, da sie bei dem besonderen Beispiel der Anordnung, die an Hand der Fig. 2 erläutert ist,
in Erscheinung treten.
Zur Erzeugung eines Signals, das ein Maß für die Phasendifferenz zwischen einer Phasenspannung (Spannung zwischen
einer Leitung und dem Nullpunkt) und einem Leitungsstrom ist, arbeitet man zweckmäßigerweise mit Rechteckschwingungen,
da dann die Nulldurchgänge, zwischen denen die Phasendifferenz abgefühlt werden soll, sehr leicht erfaßt
werden können. Wenn man die entsprechenden Zustände zweier solcher Rechteckschwingungen, von denen die eine in
Phase mit der Phasenspannung und die andere in Phase mit dem Leitungsstrom ist, als Binärzustände mit einem hohen Pegel 1
und einem niedrigen Pegel 0 erfaßt, stellt der binäre logische Zustand 1.1 eine Überlappung der positiven Halbperioden
der Phasenspannung und des Phasenstroms dar, 0.0 eine Überlappung der negativen Halbperioden und 1.0 sowie 0.1
eine Überlappung der positiven und negativen Halbperioden sowie der negativen und positiven Halbperioden. Jeder der
vier binären logischen Zustände stellt während seiner Dauer das Ausmaß und damit den Phasenwinkel der Überlappung dar,
die von irgendeinem kleinen Wert bis zu einer vollständigen Halbperiode reichen kann. Weiterhin erkennt man, daß von
den vier logischen Zuständen die beiden Zustände 1.0 und 0.1 eine Dauer haben, die direkt der Phasendifferenz zwischen
der Phasenspannung und dem Leitungsstrom entspricht. Die Auswahl von 1.0 und 0.1 aus den vier möglichen logischen
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Zuständen entspricht einer Exklusiv-ODER-Operation an den
beiden logischen Signalen und kann daher in der Form von einem Exklusiv-ODER-Glied mit zwei Eingängen realisiert
werden, denen als logische Eingangssignale zwei Rechteckschwingungen zugeführt werden, von denen die eine in Phase
mit dem Phasenstrom und die andere in.Phase mit der Phasenspannung
ist. Es wird allerdings bevorzugt, anstelle eines Exklusiv-ODER-Glieds eine Anordnung aus vier identischen
NAND-Gliedern zu verwenden. Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel, bei dem vier NAND-Glieder eine Einrichtung zum
Erzeugen von Signalen bilden, die miteinander kombiniert werden können, um die Phasendifferenz darzustellen, ist
in der Fig. 5 gezeigt.
Bei der Darstellung nach der Fig. 5 ist ein Dreiphasenasynchronmotor
M mit einem Dreiphasennetz 50 verbunden. In der roten, gelben und blauen Phasenleitung 51» 52 und 53
befinden sich Leistungsschalter-Kontaktgruppen 54, um zwar jeweils eine Kontaktgruppe in jeder Leitung. Die Leistungsschalter-Kontaktgruppen
werden von einem magnetisch verriegelten Relais 55 angesteuert, das einen einzigen Umschaltkontakt
56 aufweist, der in der Netzschaltung mit der (nicht gezeigten) Wicklung des Leistungsschalters verbunden ist,
zu dem die drei Kontaktgruppen 54 gehören.
Wenn der Motor M vom Netz 50 normal versorgt wird, wird der Relaisumschaltkontakt 56 in einer solchen Lage
gehalten, daß die Kontaktgruppen 54 des Leistungsschalters
geschlossen sind.
Zwischen einem Nullpunkt N und jeder der Leitungen 51
bis 53 befindet sich eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R1, R2 bzw. R3 und einer IRE-Diode (Infrarotemissionsdiode)
DI9 D2 bzw. D3. Jeder der IRE-Dioden ist eine Diode
antiparallel geschaltet. Wenn die-rote Phasenspannung-gegenüber
dem Nullpunkt M negativ ist, leitet die zugehörige IRE-
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Diode D3. In ähnlicher Weise leiten die IRE-Dioden D2 und
D3, wenn die gelbe und die blaue Phasenspannung gegenüber dem Nullpunkt N negativ sind. Jede der IRE-Dioden D1, D2
und D3 beleuchtet einen zugeordneten Fototransistor. Von diesen Fototransistoren ist lediglich einer dargestellt,
nämlich der Fototransistor T2, der von der IRE-Diode D3 für die rote Phase beleuchtet wird. Jede IRE-Diode und
jeder Fototransistor bilden zusammen eine elektro-optische Trennanordnung.
Der Kollektor des Fototransistors T2 ist über einen Widerstand R7 mit einer positiven Speisespannungsleitung
von +15 V verbunden. Der Emitter des Fototransistors T2 ist direkt an eine O-V-Speisespannungsleitung angeschlossen.
Folglich befindet sich während jeder positiven Halbperiode der roten Phasenspannung der Kollektor des Fototransistors
T2 bei +15 V und während jeder negativen Halbperiode der roten Phasenspannung bei 0 V. Eine Periode der
mit V^ bezeichneten resultierenden Rechteckschwingung, die
am Kollektor des Fototransistors T2 auftritt, ist bei (b) in der Fig. 6 dargestellt, und zwar in Beziehung zu einer
Periode der in der Fig. 6 bei (a) dargestellten roten Phasenspannung. Die sinusförmige rote Phasenspannung wird
somit durch ein binäres Signal dargestellt, und zwar durch eine Rechteckschwingung V1, die in Phase mit der roten
Phasenspannung zwischen einem Spannungswert von 0 V und +15 V umschaltet.
In ähnlicher Weise werden zwei weitere Rechteck schwingungen
erzeugt, von denen die eine in Phase mit der zugeordneten gelben Phasenspannung und die andere in Phase mit
der zugeordneten blauen Phasenspannung ist.
Jede der drei Netzleitungen 51 bis 53 bildet die Primärseite eines zugeordneten Stromwandlers. In der Fig. 5
ist lediglich der Stromwandler" G1 für den roten Leltungs-
strom dargestellt» Die Sekundärwicklung des Stromwandlers G^
ist mit einem Bürdenwiderstand Rß abgeschlossen. Wenn der
Motor M mit dem Netz 50 verbunden ist, fließt durch den Bürdenwiderstand Rg ein Strom I3, der dem roten Leitungsstrom proportional und mit ihm in Phase ist. Darüber hinaus
ist das eine Ende der Sekundärwicklung des Stromwandlers
mit der Speisespannungsleitung von 0 V verbunden, und das andere Ende der Sekundärwicklung, das im folgenden aktives
Ende genannt wird, ist über zwei in Reihe geschaltete Widerstände R4 und R5 an die Basis eines NPN-Transistors T1 angeschlossen,
dessen Emitter direkt mit der Speisespannungsleitung von 0 V in Verbindung steht und dessen Kollektor
über einen Widerstand R8 zur Speisespannungsleitung von +15 V führt. Eine Zenerdiode Z1 ist zwischen die Basis und
den Emitter des Transistors T1 geschaltet, um den Basis-Emitter-Übergang gegen übermäßige Vorwärtsspannungen zu
schützen.
Eine Reihenschaltung aus einer Diode D4, einem Widerstand
R6 und einem Potentiometer P1 liegt parallel zum Bürdenwiderstand R5. Der Widerstand R6 und das Potentiometer
P1 bilden die Bauelemente von zwei weiteren gleichartigen Reihenschaltungen, die durch eine Diode D5 bzw. eine
Diode D6 vervollständigt werden. Die Reihenschaltung mit der Diode D5 bzw. der Diode D6 ist dem Bürdenwiderstand des
gelben bzw. blauen Stromwandlers parallelgeschaltet.
Es wäre auch möglich, für jede der drei Phasen in Verbindung mit den Dioden D5 bis D6 getrennte R6 und getrennte
Potentiometer P1 zu verwenden. Abgesehen von zusätzlichen Komponenten hätte eine solche Anordnung einen weiteren Nachteil,
der darin bestände, daß sie die Neigung hätte während der Anfahr- oder Startperiode des Motors, bei der infolge
der Übergangsströme eine beträchtliche Asymmetrie in den
drei Netzleitungen auftritt, eine fehlerhafte Anzeige bezüglich
einer Kurzschlußstörung zu liefern. Durch die Verwen-
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dung eines gemeinsamen Potentiometers P1 für alle drei
Phasen, wie es in der Fig. 5 gezeigt ist, werden die Einflüsse einer Stromasymmetrie über die 20-ms-Periode der
Netzfrequenz ausgemittelt.
Eine ÜberSteuerungsverbindung für hohe Ströme, die
eine Diode D11 in Reihe mit einem Widerstand R19 und einem
Kondensator C2 enthält, der seinerseits zwei Widerständen R20 und R17 parallel liegt, ist an das aktive Ende der
Sekundärwicklung des Stromwandlers G^ und an die Speisespannungsleitung
von 0 V angeschlossen.
In entsprechender Weise sind für die Sekundärwicklungen der beiden anderen Stromwandler zwei weitere ÜberstromüberSteuerungsverbindungen
vorgesehen, und zwar mit Dioden D12 und D13, die an den Verbindungspunkt zwischen der Diode
D11 und dem Widerstand R19 angeschlossen sind.
Beim Betrieb fließen die positiven Zyklen des Sekundärstromes des Stromwandlers G^ durch den Bürdenwiderstand Rß
und die Überstrom-ÜberSteuerungsverbindung D11, R19 und R20,
wohingegen die negativen Zyklen durch den Bürdenwiderstand Rg und die Reihenschaltung D4, Ro und P1 fließen.
Der Transistor T1 leitet lediglich während der positiven Halbperioden des Sekundärstroms und arbeitet in einer solchen
Weise, daß er während dieser Halbperioden gesättigt ist. Eine Rechteckschwingung Xj, die bezüglich der Phase des roten
Leitungsstroms IR von entgegengesetzter Phase ist und zwischen
0 V und +15 V umschaltet, wird somit am Kollektor des Transistors T1 erzeugt. In der Fig. 6 ist bei (d) eine einzige Periode
dieser Rechteckschwingung I1 gezeigt, und zwar in zeitlicher
Beziehung zu der entsprechenden Periode des roten Phasenstroms, der in der Fig. 6 bei (c) dargestellt ist.
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Das Signal V1 wird dem einen Eingang eines NAND- .
Glieds 1 zugeführt, das zwei Eingänge hat und ein NAND-Glied von insgesamt vier gleichartigen NAND-Gliedern 1, 2,
3 und 4 bildet. Der andere Eingang des NAND-Glieds 1 ist direkt mit der Speisespannungsleitung von +15 V verbunden,
so daß das NAND-Glied 1 als logisches Umkehrglied arbeitet und an seinem Ausgang ein Signal V1 abgibt.
Das Signal I1 ist an den einen Eingang des NAND-Glieds
2 gelegt, dessen anderer Eingang direkt mit der Speisespannungsleitung
von +15 V verbunden ist. Dieses NAND-Glied wirkt daher ebenfalls wie ein logisches Umkehrglied und
erzeugt an seinem Ausgang ein Signal I1. Der Ausgang des
NAND-Glieds 2 ist mit dem einen Eingang des NAND-Glieds verbunden, dessen anderer Eingang an den Kollektor des
Transistors T2 angeschlossen ist und von dort das Signal V1 empfängt. Dem NAND-Glied 3 werden daher die Signale V1
und I1 zugeführt und es liefert folglich an seinem Ausgang
ein Signal V1 · I1.
Der Ausgang des NAND-Glieds 1 ist mit dem einen Eingang des NAND-Glieds 4 verbunden, dessen anderer Eingang
an den Kollektor des Transistors T1 angeschlossen ist und folglich von dort das Signal I1 empfängt. An den
Eingängen des NAND-Glieds 4 liegen daher die Signale V1
und I1, so daß am Ausgang dieses NAND-Glieds ein Signal
V1 · I1 auftritt, d.h. V1 +I1.
Die Bedingungen V1 · I1 und V1 · I1 entsprechen den
Eingangsbedingungen für ein UND-Glied mit zwei Eingängen, um eine Exklusiv-ODER-Operation an V1 und I1 auszuführen.
Es ist allerdings nicht erforderlich, die Ausgänge der NAND-Glieder 3 und 4 mit einem UND-Glied zu verbinden, da
die algebraische Summe, im Gegensatz zum logischen Produkt, von V1 · I1 und (V1 + I-,) ein Signal ergibt, von denen der
Mittelwert analog ausgedrückt ein Maß der Phasendifferenz zwischen V1 und I1 ist, wie man es in der Fig. 7 erkennen
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In der Fig. 7 sind in Spalten von links beginnend fünf
mögliche Phasendifferenzen zwischen V1 und I1 dargestellt,
nämlich 0°, 45°, 90°, 135° und 180°. Wenn man sich jede
Spalte von oben nach unten ansieht, findet man die Darstellung einzelner Perioden von Jedem der Signale V1, I-.,
(V1 + I1) und V1 · I1 sowie die algebraische Summe von
(V1 + I1) und V1 · I1 · Den für das algebraische Summensignal
gegebenen Mittelwerten kann man entnehmen, daß bei jeder Zunahme von 45° in der Phasendifferenz zwischen V1 und I1
der Mittelwert der algebraischen Summe um 3,75 V zunimmt. Die Fig. 8 zeigt die linearen Beziehungen zwischen diesen
Variablen, wobei die bereits eingeführte Proportionalitätskonstante K einen Wert von 0,0833 V/0 hat«
Die Signale V1 · I1 und (V1 + I1) werden bei dem Ausführungsbeispiel
nach der Fig. 5 nicht als Spannungssignale gemittelt, sondern in einer mit einem Vergleicher 60 verbundenen
Summieranordnung als Stromsignale algebraisch summiert.
Der Vergleicher 60 ist an Widerstände R9, R10 und R11
angeschlossen. Im einzelnen ist das eine Ende des Widerstands R9 mit dem Ausgang des NAND-Glieds 4, das eine Ende des Widerstands
10 mit dem Ausgang des NAND-Glieds 3 und das eine Ende des Widerstands R11 mit dem Schleifer des Potentiometers P1 verbunden. Die anderen Enden der Widerstände R9, R10
und R11 sind an den Umkehreingang eines Differential- oder
Differenzenoperationsverstärkers 61 angeschlossen. Die Widerstandswerte der Widerstände R9, R10 und R11 sind alle
miteinander gleich.
Der Ausgang des Verstärkers 61 ist über einen Kondensator C1 auf seinen Umkehreingang zurückgekoppelt. Die an den
Ausgängen der NAND-Glieder 3 und 4 und am Schleifer des Potentiometers P1 auftretenden Spannungen werden folglich summiert
und integriert.
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Der nicht umkehrende Eingang des Verstärkers 61 ist an eine Referenzspannungsquelle aus zwei festen Widerständen
R14 und R15 sowie einem veränderlichen Widerstand
P2 angeschlossen, der mit den beiden anderen Widerständen in Reihe geschaltet ist. Dabei ist die Anordnung im einzelnen
so getroffen, daß der nicht umkehrende Eingang des Verstärkers 61 an den Verbindungspunkt zwischen den Widerständen
R14 und R15 angeschlossen ist und das freie Ende
des Widerstands R14 mit der Speisespannungsleitung von
+15 V und das freie Ende des veränderlichen Widerstands P2 mit der Speisespannungsleitung von 0 V verbunden ist»
Beim Betrieb nimmt der Ausgang des Verstärkers 61 ein
Potential von etwa 0 V an, wenn die über eine Periode gemittelte algebraische Summe der Spannungen an den Widerständen R9, R10 und R11 größer als die Spannung am nicht
umkehrenden Eingang des Verstärkers 61 ist. Demgegenüber steigt das Potential am Ausgang des Verstärkers 61 mit
einer Zeitkonstanten, die von den Werten der Bauelemente C1, R9, R10 und R11 bestimmt ist, auf +15 V an, wenn die
genannte Summe kleiner als die Spannung am nicht umkehrenden Eingang ist. Die Zeit, die dann der Vergleicher 60
braucht, um sein Ausgangssignal von etwa 0 V auf +15 V zu
ändern, hängt von der Zeitkonstanten und dem Betrag der Differenz zwischen dem Summenpotential an den Enden der
Widerstände R9, R10 und R11 sowie der Spannung am nicht
umkehrenden Eingang ab. .
Der Ausgang des Verstärkers 61 ist mit der Anode einer Trenndiode D7 verbunden, deren Katode an das eine Einde eines
Widerstands R16 angeschlossen ist, der in Reihe mit dem Widerstand
R17 liegt.
Ein Verbindungspunkt 100 zwischen den Enden der Widerstände R16, R17 und R20 ist mit der Basis eines ersten NPN-Transistors
T3 verbunden, der zusammen mit einem Transistor T4 eine Darlington-Schaltung bildet.
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Der Kondensator C2, der der Reihenschaltung aus den Widerständen R17 und R20 parallelgeschaltet ist, schützt
die Darlington-Schaltung gegen hohe Stromstöße oder tfoerstromstöße,
die auftreten können, wenn der Stromwandler G^ oder einer der beiden anderen Stromwandler (nicht gezeigt)
Leitungsströme hoher Amplitude erfaßt.
Der Emitter des zweiten NPN-Transistors T4 der Darlington-Schaltung
ist mit der Katode einer Zenerdiode Z2 verbunden, deren Katode an die Speisespannungsleitung von
0 V angeschlossen ist. Die Kollektoren der beiden NPN-Transistoren T3 und T4 sind über die Arbeitswicklung 71
des magnetisch verriegelten Relais 55 und einen manuell betätigbaren einpoligen Zweistellungs-Setz-Rücksetz-Schalter
80 an die Speisespannungsleitung von +15 V angeschlossen. Bei der Darstellung nach der Fig. 5 befindet sich der
bewegbare Kontakt 81 des Schalters 80 in seiner Setzposition. Wenn der Kontakt 81 in die Rücksetzposition geschaltet
ist, sind die Wicklung 71 und die Darlington-Schaltung von der Speiseleitung von +15 V getrennt. Die Rücksetzwicklung
72 des Relais 55 ist dann direkt zwischen die beiden Speisespannungsleitungen von +15 V und 0 V geschaltet.
Ein Widerstand R18 ist der Reihenschaltung aus der Wicklung 71 und der Darlington-Schaltung parallelgeschaltet,
so daß die Zenerdiode 22 stromleitend ist und der Widerstand R18 die Emittervorspannung für den Transistor T4
liefert. Die Gesamtanordnung ist so getroffen, daß, sobald die Spannung am Punkt 100 +4 V überschreitet, die Darlington-Schaltung
hinreichend viel Strom leitet, um die Relaiswicklung 71 zu veranlassen, den Kontakt 56 zu einer Leistungsschalter-Betätigungsposition
zu schalten, bei der die Kontaktgruppen 54 geöffnet werden. Da das Relais magnetisch
verriegelt ist, wird der Kontakt 56 in der Leistungsschalter-Betätigungsposition
gehalten, bis die Wicklung 72 durch manuelle Betätigung des Schalters 80 erregt wird.
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Nach der durch Erregung der Wicklung 71 bewirkten Umschaltung des Kontaktes 56 in die Leistungsschalter-Betätigungsposition
wird der Kontakt 56 in dieser Position oder Stellung gehalten, selbst wenn anschließend die
Speisespannung von +15 Y ausfällt.
Die Diode D14 schützt die Darlington-Schaltung gegenüber
der Gegen-EMK der Wicklung 71, wenn der Kontakt 81 auf die Wicklung 72 umgeschaltet wird.
Wenn ein roter, gelber oder blauer Leitungsstrom, der größer als der Motorstartstrom ist, plötzlich erscheint,
wird die Darlington-Schaltung durch die entsprechende Überstrom-Übersteuerungsverbindung
getriggert, die den Kondensator C2 enthält, und zwar bevor die NAND-Glieder und der
Vergleicher der betreffenden Phase Zeit zum Handeln haben. Die Überstrom-Übersteuerungsverbindung stellt somit sicher,
daß das Netz 50 schnell geschützt wird, wenn ein Strom auftritt, dessen Amplitude die Anfahr- oder Startamplitude
beim Punkt S in der Kurve 12 überschreitet. Die Werte für die Komponenten der Überstrom- oder Hochstrom-Übersteuerungsverbindung
sind so gewählt, daß die Darlington-Schaltung von der Überstrom-ÜberSteuerungsverbindung nicht betätigt
werden kann, wenn die Leitungsströme beim Punkt S oder
darunter liegen.
Die Referenzspannungsquelle R14, R15 und P2 ist den
Vergleichern aller drei Phasen gemeinsam. Die betreffenden Operationsverstärker weisen an ihren Ausgängen die Dioden
D7, D8 bzw. D9 auf, die die Ausgänge der Operationsverstärker mit dem Widerstand R16 verbinden, der ebenfalls allen drei
Phasen gemeinsam ist. Der Schalter 80, das Relais 55, die Darlington-Schaltung, der Widerstand R18 und die Zenerdiode
Z2 sind ebenfalls allen drei Phasen gemeinsam.
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Die Verbindungen mit den nicht umkehrenden Eingängen der (nicht dargestellten) Operationsverstärker für die gelbe
und die blaue Phase sind bei Y und B gezeigt. Widerstände R12 und R13 verbinden den Schleifer des Potentiometers PI
mit den umkehrenden Eingängen der Operationsverstärker für die gelbe bzw· blaue Phase. Das Potentiometer P1 und der
Widerstand R6, die beide den drei Phasen gemeinsam sind, beeinträchtigen nicht die richtige Arbeitsweise der einzelnen
Vergleicher, da der Strom, der der Reihenschaltung aus dem Widerstand R6 und dem Potentiometer P1 zugeführt wird,
aus drei negativen Halbschwingungen mit Phasendifferenzen
von 120° zwischen den zugehörigen Gesamtschwingungen besteht«
Eine entsprechend der Darstellung nach der Fig. 5 ausgebildete praktische Ausführungsform zum Schutz eines angeflanschten,
explosionssicheren Dreiphasenasynchronmotors mit einer Leistung von 50 PS und einem Effektivwert von 50 A
für den Nennstrom bei Vollast, hatte die folgenden Bauelementwerte
:
22 k D. , 17 W, drahtgewickelt für eine Versorgungsspannung von 550 V
1 k D, 2,5 W, drahtgewickelt 470 il
2.2 kQ , 2,5 W, drahtgewickelt
30 kXX
150 kXl 22 k Π
10 kü
3.3 kil 6,8 k Q
4,7 kil, 0,5 W 56 k Xl 68 k fl
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Fl P2 C1 C2
180 Π , 5 W, drahtgewiekelt, bei einem
Effektivwert von 50 A für den Motorstrom unter voller mechanischer Belastung
470 H, drahtgewickelt 10 kfl, drahtgewickelt
0,1AiF + 20%, metallisierter Papierfilm 0,01 AiF ± 20%, metallisierter Papierfilm
Elektro-optische Trennanordnung
Kombination D3, T2 CNY33, General Electric, USA NAND-Glieder 1 bis 4 CMOS Quad NAND gate 4011, Mullard
Verstärker 61 741T Fairchild
Transistor T1, T3 η T4
Dioden D4, D5, Do,
D11, D12, D13 D14
Dioden D7, D8, D9,
D15, D16, D17
BC 107, Mullard BFY 50, Mullard
IN 4005 (600 V, 1 A)
OA 202 (150 V, 80 mA) Mullard
Zenerdioden Z1, Z2 BZX85 2V7 (2,7 V, 1,3 W)
Relais 55
HDS7 Hellerman Deutsch, Halbkristallhülse, 15-V-¥icklungen.
Stromwandler: Verhältnis 1 : 1000, gewickelte Kernbreite
25,4 mm, UNISIL 41-Streifen 0,28 mm stark, Innendurchmesser 44,5 mnij Außendurchmesser 66,68 mm, Sekundärwicklung
mit 1000 Windungen aus emalliertem Kupferdraht,
Drahtnormnummer 26(standard wire gage).
Falls nicht anders angegeben, haben alle Widerstände einen 0,25-W-Kohlenstoffilm hoher Stabilität.
Bei dem praktischen Ausführungsbeispiel nach der Fig. 5 sind sämtliche Komponenten für alle drei Phasen,
mit Ausnahme der elektro-optischen Trennanordnungen und
zugeordneten Komponenten mit Leitungspotential, der Stromwandler und Bürdenwiderstände sowie des manuell betätigbaren
Setz- und Rücksetz-Schalters, auf zwei gedruckten Schaltungsplatten befestigt, die ihrerseits in einem Einschubmodul
"Keyswitch P304 Plug-in Module" angeordnet sind.
Die Dioden D1, D2 und D3 emittieren im Infrarotbereich des Spektrums, und die Fototransistoren der elektro-optischen
Trennanordnungen sprechen folglich auf Infrarotstrahlung an. Bei einer Abwandlung des in der Fig. 5 dargestellten Ausführungsbeispiels
sind die drei elektro-optisehen Trennanordnungen
durch einen Dreiphasenspannungswandler und drei BC-107-Transistören
ersetzt, von denen jeder eine Basiseingangsschaltung hat, wie es für den Transistor T1 dargestellt ist,
und die die Transistoren T2 auch für die gelbe und blaue Phase ersetzen.
Die Konstanten m und (L in der Gleichung
I - m ( ϊν - $cv )
für jede der drei Phasen werden durch Einstellen des
Schleifers am Potentiometer P1 und durch Einstellen des veränderlichen Widerstands P2 festgelegt, wobei das Potentiometer
P1 die Konstante m und der Widerstand P2 die Konstante (j? bestimmt. Die summierten möglichen Werte der
Spannung, die f darstellt, reicht von +15 V bis +30 V, wie es in der Fig. 7 dargestellt ist. Der in dieser Spannung
enthaltene konstante Pegel von +15 V wird durch Vorspannen
der Operationsverstärker an ihren nicht umkehrenden Eingängen entfernt. Die Leitungsströme erstellen einen Bereich
möglicher Spannungsamplituden an den Bürdenwiderständen in Übereinstimmung mit dem Verhältnis der Stromwandler und der
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Impedanzen der Bürdenwiderstände· Das Einstellen des Schleifers am Potentiometer P1 legt an den gemeinsamen
Enden der Widerstände R11, R12 und R13 einen Bereich möglicher
Spannungswerte fest, die den möglichen Leitungsstromamplituden proportional sind und so bemessen sind, daß
sie in bezug auf die Werte der Phasendifferenz 0, die durch die Ausgänge der drei Gruppen der vier NAND-Glieder, wie
der NAND-Glieder 1 bis 4 in der Fig. 5 (1/m) darstellt.
Wenn man für den Leitungsstrom die Gleichung
1ς · -κ (J - £.)
in Betracht zieht und wenn für einen besonderen Motor die Steigung der Kennlinie SF (Fig. 4) in A/0 und den benötigten
Wert von J in Grad mißt, kann man den erforderlichen Wert von m aus der folgenden Gleichung berechnen:
Steigung der Kennlinie = n— · mK.
Dabei werden für n, Rg und K geeignete Werte ausgewählt.
Das Potentiometer PI kann man dann einstellen, um den erforderlichen Wert von 1/m zu gewinnen. In ähnlicher
Weise kann man die Einstellung der veränderlichen Widerstands P2 aus dem erforderlichen Wert von (J0 berechnen.
Die Fig. 9 zeigt eine Prüfschaltung zum Testen der Arbeitsweise des Ausführungsbeispiels nach der Fig. 5 unter
Berücksichtigung der in der Fig. 15 dargestellten Abwandlung,
Die Prüfschaltung enthält drei Phasenleitungen 101, 102 und 103 eines Dreiphasennetzes von 3t3 kV, drei Sätze
von Kontakten 104 eines (nicht dargestellten) Hauptleistungsschalters in den Verbindungen der Leitungen 101, 102 und
mit den Primärwicklungen eines dreiphasigen Anlagentransformators,
der 3f3 kV auf 500 V transformiert, und einen Stromwandler
106 zum Abfühlen des Stromes, der von der 550 V
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führenden roten Phasenleitung 111 des dreiphasigen Netzes in den Stator 107 eines angeflanschten, explosionssicheren
50-PS-Asynchronmotors mit einer Nennstromamplitude von 50 A
bei Vollast fließt. Das dreiphasige Netz von 550 V wird von den in Stern geschalteten Sekundärwicklungen 110 des Transformators
105 gebildet. Der Motor wird von einem Wirbelstromdynamometer (nicht gezeigt) vom Typ Heenan-Dynamatic
belastet. Eine Störung bzw. einen Kurzschluß mit einem Leistungsfaktor von 1 kann man durch Schließen eines Arbeitskontaktschalters
108 simulieren, der in Reihe mit einem veränderbaren Kurzschlußwiderstand 109 liegt. Die
Reihenschaltung aus dem Schalter 108 und dem Widerstand 109 befindet sich zwischen der roten Phasenleitung 111 und der
gelben Phasenleitung 112. Fehler mit einem Leistungsfaktor von 1 kann man zwischen der roten und der blauen Phasenleitung
sowie zwischen der gelben und der blauen Phasenleitung durch entsprechend vorgesehene Arbeitskontaktschalter
und Fehlerwiderstände simulieren, die jedoch nicht gezeigt sind. In der Kurzschluß- oder Fehlerleitung mit dem
Schalter 108 und dem Widerstand 109 befindet sich ein Stromwandler 114, der den Fehlerstrom zwischen den beiden fraglichen
Phasenleitungen bzw. den durch den Widerstand 109 fließenden Fehlerstrom abtastet. Die Fehlerströme zwischen
den anderen beiden Phasenleitungspaaren können in ähnlicher Weise abgetastet werden·
Das beim Ausführungsbeispiel nach der Fig. 5 vorgesehene Relais 55 dient bei der Anordnung nach der Fig. 9
zum Steuern des Öffnens der Sätze der Kontakte 104. Der
Rest des Ausführungsbeispiels nach der Fig. 4 ist in der Fig. 9 durch einen Block 115 dargestellt, der die Leitungsströme und die zwischen den Leitungen herrschenden Spannungen
der Versorgungs- oder Netzleitungen 111, 112 und 113 zwischen den Sekundärwicklungen 110 des Transformators 105
und dem durch den Schalter 108 und den Widerstand 109 simulierten Fehler abtastet.
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Wenn die Arbeitsweise des erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels aufgrund einer Störung oder eines Fehlers
zwischen der roten und der gelben Phasenleitung 111 und
112 überprüft werden soll, werden Anzeigesignale gewonnen,
die den Zustand des Relais 55 sowie des Fehler- und Motorstroms darstellen, und zwar vom Relais 55 und den Stromwandlern
114 und 106. Weiterhin wird die Spannung an den gemeinsamen Katoden der Dioden D7, DS und D9 (Fig. 5) angezeigt.
Diese Anzeigesignale werden auf dem Schirm eines
Katodenstrahloszillographen dargestellt.
Die Fig. 10 ist eine grafische Darstellung der Anzeigesignale, die in der Prüfschaltung beim normalen Starten
des direkt mit den Leitungen verbundenen Motors auftreten, wenn der Motor nicht belastet ist. Eine in der Fig. 10 horizontal
verlaufende Linie Tr1 zeigt an, daß im Zustand des Relais 55 keine Änderung aufgetreten ist. Eine horizontal
verlaufende Linie PU1 mit einem kurzen Abschnitt 200, in
dem positiv gerichtete Ausschläge auftreten, zeigt keine Veränderung des Spannungspegels an den gemeinsamen Katoden
der Dioden D7» D8 und D9. Der vom Stromwandler 106 abgetastete Motorstrom ist durch einen Kurvenzug M^ dargestellt,
der im Anschluß an einen Pegel von Null den Startstrom mit
einer Amplitude von 430 A zeigt. Dieser Startstrom verringert sich dann auf einen Betriebsstrom mit einer Amplitude
von etwa 35 A. Eine horizontal verlaufende Linie Fq stellt
einen Nullfehlerstrom dar.
Die in der Fig. 10 dargestellten Signale treten auf,
wenn der Motor vom Ruhezustand aus gestartet wird. Beim Anschließen
des Motors an das Netz tritt an den gemeinsamen Katoden der Dioden ein geringfügiger Übergangsvorgang auf,
wie es im Abschnitt 200 der Linie PtL, in der Fig. 10 dargestellt ist. Dieser Übergangsvorgang reicht jedoch nicht aus,
um das Relais 55 auszulösen. Der beim Starten wahrnehmbare
Übergangsvorgang wird dadurch hervorgerufen, daß die Leitungsströme
des Motors anfangs in bezug auf den Nullpunkt
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asymmetrisch sind. Die Dauer des Übergangsvorgangs steht in
einem Zusammenhang mit dem Zeitpunkt des Einschaltens des Motors innerhalb der Schwingungsperiode. Die Spannung an
den gemeinsamen Katoden der Dioden wird durch die Belastung des Motors nicht beeinträchtigt.
In der Fig. 11 sind die Anzeigesignale dargestellt, die man erhält, wenn der Motor im Leerlauf betrieben wird
und dann durch Schließen des Schalters 108 bei einer geeigneten Einstellung des veränderlichen Widerstands 109 ein
Fehl er strom F^ mit einem Effektivwert von 25,5 A hervorgerufen
wird. Nach etwa einer halben Periode des Leitungsstroms vom Einsatzzeitpunkt des FehlerStroms F^ an, beginnt
die Spannung an den gemeinsamen Katoden der Dioden anzusteigen, und zwar in Form einer Folge von sägezahnförmigen
Schwingungen etwa konstanter Amplitude, wie es bei PUp in
der Fig. 11 gezeigt ist. 180 ms nach dem Einsatzzeitpunkt des Fehlerstroms wird das Relais 55 ausgelöst. Dies kann man
an dem Schritt in der Kurve Tr2 der Fig. 11 erkennen. Etwa
11/2 Perioden des Phasenstroms nach dem Auslösen des Relais
55 werden die Kontakte 104 der Kontaktsätze des Leistungsschalters geöffnet. Die Spannung an den gemeinsamen Katoden
der Dioden kehrt dann sehr schnell auf den normalen Pegel zurück. Einige Zeit nach der Trennung des Motors vom Netz
durch die Leistungsschalterkontaktsätze arbeitet der Motor infolge des Trägheitsmomentes seines Rotors als Generator.
Die Amplitude und Frequenz des Motor- und Fehlerstroms nimmt allmählich mit der Verzögerung des Rotors bis zum Stillstand
ab. Dies kann man an Hand der Kurvenzüge M2 und F- der
Fig. 11 erkennen, die den Motorstrom und den Fehlerstrom
darstellen.
Die in der Fig. 11 dargestellten Signale erhält man,
wenn der Motor im Leerlauf betrieben wird. Dies ist bezüglich der Empfindlichkeit der in der Fig. 5 dargestellten
Anordnung der ungünstigste Fall. Der Fig. 4 kann man nämlich entnehmen, daß der Punkt Z, der den Leitungsstrom und die
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Phasendifferenz im Leerlauf des Motors repräsentiert, am weitesten von der Linie 13 entfernt ist, die durch die
folgende Gleichung definiert ist:
I1 = 5- - mK ( J -
LL
Ein Fehler strom mit einem Effektiwert von 25,5 A ist
etwa der kleinste Fehlerstrom, auf den die Anordnung nach der Fig. 5 unter diesen Bedingungen ansprechen kann. Bei
einem Fehlerstrom mit einem Effektivwert von 20,0 A wurde das Relais 55 bei leerlaufendem Motor nicht ausgelöst.
Der gemessene minimale Fehlerstrom, bei dem das Relais bei leerlaufendem Motor ansprach, hatte einen Effektivwert von
25,34 A.
In der Fig. 12 sind die Verhältnisse dargestellt, wenn der Motor im Leerlauf betrieben wird und ein Fehlerstrom
mit einem Effektivwert von 114 A auftritt. Dabei stellt die Kurve Tr3 das Auslösesignal, die Kurve PU, die
Spannung an den gemeinsamen Katoden der Dioden, die Kurve M^ den Motorstrom und die Kurve Fp den Fehlerstrom dar.
Die Spannung nach der Kurve PU-, beginnt nahezu unmittelbar
mit dem Einsetzen des Fehlerstroms anzusteigen. Die Relaisauslösung erfolgt 40 ms nach dem Einsetzen des Fehlerstroms.
Der in der Kurve PU, gezeigte Spannungsanstieg erfolgt so
schnell, daß die Spannung ihren oberen Pegel erreicht, bevor die Kontakte 104 der Leistungsschalterkontaktsätze öffnen.
Sobald diese Kontakte geöffnet sind, beginnt die Spannung an den gemeinsamen Katoden der Dioden in Richtung auf ihren
unteren Pegel abzunehmen. Der Motor arbeitet noch wie ein Generator mit abnehmender Ausgangsspannung und Frequenz.
Bei einem Fehlerstrom mit einem Effektivwert von
3200 A erhält man ähnliche Verhältnisse wie bei der Darstellung nach der Fig. 12, wenn die Überstrom-Übersteuerungsverbindungen
nach der Fig. 5 entfernt wären. Die Zeit,
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die vom Einsetzen des Fehlerstroms bis zum Auslösen des Relais vergeht und im folgenden mit Auslösezeit bezeichnet
wird, fällt für einen derart hohen Fehlerstrom auf 20 ms ab. Für die Auslösezeit hat man empirisch die folgende
Gleichung gefunden:
A (I4, - c)
-a
Dabei ist t die Auslösezeit in Sekunden, If der Effektivwert des Fehlerstroms in Ampere,
A eine positive Konstante mit einem Wert von 0,098, c der Effektivwert des minimalen Auslösestroms
mit 25,34 A und
a eine positive Konstante mit einem Wert von 0,197.
a eine positive Konstante mit einem Wert von 0,197.
Die Überstrom-Übersteuerungsverbindungen werden bei Fehlerstromamplituden wirksam, die über dem normalen Startleitungsstrom
liegen, und zwar unabhängig von den Phasenbeziehungen mit der Netz- oder Versorgungsspannung. In der
Fig. 13 sind die Signalverläufe Tr4 für das Relais, PU^ für
die Spannung an den gemeinsamen Katoden der Dioden, M^ für
den Motorstrom und F-* für den Fehlerstrom gezeigt, wenn bei
einem Fehlerstrom mit einem Effektivwert von 4200 A die Überstrom-Übersteuerungsverbindung für die rote Phase wirksam
wird. Die kürzeste Auslösezeit für diesen Strom beträgt 6 ms. Die kürzesten Auslösezeiten mit wirksamen Überstrom-Übersteuerungsverbindungen
bei Fehlerströmen mit Effektivwerten von 3200 A und 1500 A betragen 7 bzw. 8 ms. Die Auslösezeiten
für zweiphasige Kurzschlußfehler hängen bis zu einem gewissen Maße vom Zeitpunkt des Auftretens des Fehlerstroms
innerhalb der Schwingungsperiode ab.
In der Fig. 14 sind die mit Hilfe der Prüfschaltung
nach der Fig. 9 gewonnenen Ergebnisse dargestellt, wenn der Motor nicht angeschlossen ist und ein Fehlerstrom mit einem
Effektivwert von 0,7 A auftritt. Die Signalverläufe Tr5,
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2918A23
c, M1- und F^ stellen das Relaisanzeigesignal, die Spannung
an den gemeinsamen Katoden der Dioden, den Motorstrom für die rote Phase und den Fehlerstrom dar. Der Motorstrom ist augenscheinlich
Null. Die Auslösezeit beträgt 100 ms. Bei einem Fehlerstrom mit einem Effektivwert von 1,4 A verringert sich
die Auslösezeit auf 68 ms.
Die oben angegebenen Auslösezeiten enthalten alle die Ansprechzeit des Relais, die bei dem erläuterten Ausführungsbeispiel vom Hersteller mit maximal mit 3 ms angegeben wird.
Kürzere Auslösezeiten kann man erhalten, wenn man anstelle des Relais 55 gesteuerte Siliciumthyristören verwendet»
Wenn der Motor voll belastet ist, spricht das besondere Ausführungsbeispiel der Erfindung nach der Fig. 5 auf
Fehlerströme an, die ein Fünftel des Stromes betragen, den der Motor in einer Phase zieht.
Die Anordnung der Fig. 5 kann so modifiziert werden, daß sie die Kontakte 54 der Leistungsschalterkontaktsätze
bei Fehlerströmen mit einem Effektivwert von etwa 0,4 A öffnet, wenn der Motor mit dem Netz nicht verbunden ist.
Der Zweck dieser Modifikationen besteht darin, die Kollektorspannungen
der Fototransistoren in Phase mit den verketteten Spannungen, also mit den zwischen den Leitungen auftretenden
Spannungen, anstatt mit den Phasenspannungen, d.h. mit den jeweils zwischen einer Leitung und dem Nullpunkt auftretenden
Spannungen, zu bringen und sicherzustellen, daß an den Bürdentransistoren der Stromwandler eine rechteckförmige
Spannungsschwingung abfällt, selbst wenn der Leitungsstrom
nur durch einen niedrigen Fehlerstrom mit einem Effektivwert von 0,5 A hervorgerufen wird. Die Modifikation der elektrooptischen
Trennanordnung ist bei (a) in der Fig. 15 gezeigt. Kondensatoren C3, C4 und C5 sind mit den Widerständen R1,
R2 und R3 in Reihe geschaltet. Für ein Dreiphasennetz mit 550 V gilt:
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R1 = R2 = R3 = 19 kn. , 17 W
C3 = C4 = C5 = 0,3/UF.
C3 = C4 = C5 = 0,3/UF.
Für ein Dreiphasennetz mit 1100 V gilt:
R1 = R2 = R3 = 38 kn , 34 W
C3 = C4 = C5 = 0,15/UF.
C3 = C4 = C5 = 0,15/UF.
Die Modifikation der Stromwandlerschaltung ist bei allen Phasen die gleiche. In der Fig. 15 ist daher bei (b)
lediglich die modifizierte Stromwandlerschaltung für die rote Phase dargestellt. Die Modifikation besteht darin, daß
eine Diodenbrücke Dg in Reihe mit dem Bürdenwiderstand R„
zwischen die Enden χ und y der Sekundärwicklung des Stromwandlers G1 geschaltet ist. Die Diodenbrücke Dß besteht aus
vier Dioden, die die Zweige der Brücke bilden, sowie einer fünften Diode, die in denjenigen Diagonalzweig der Diodenbrücke
geschaltet ist, der nicht mit dem Bürdenwiderstand Rß
und der Speisespannungsleitung von 0 V verbunden ist. Wenn somit überhaupt irgendein Strom zwischen den Enden χ und y
durch den Bürdenwiderstand Rß und die Diodenbrücke Dß fließt,
kann die Spannung zwischen χ und y nicht kleiner als die Summe der drei Vorwärtsspannungsabfälle dreier in Reihe
liegender Dioden der Diodenbrücke Dß sein. Bei den fünf
Dioden der Brücke handelt es sich beispielsweise um fünf IN4005-Dioden. Bei (c) ist in der Fig. 15 die resultierende
Rechteckspannung 300 zwischen χ und y für einen Phasenstrom mit einem Effektivwert von etwa 0,5 A dargestellt. Diese
Spannung hat eine Amplitude von etwa 1,5 V, d.h. dreimal 0,5 V. Die Impulsbreite beträgt 10 ms und entspricht daher
der Netzfrequenz von 50 Hz.
1 Da die Kollektorspannungen der Fototransistoren der
elektro-optischen Trennanordnung in Phase mit den verketteten
Spannungen gebracht sind, eilen die Kollektorspannungen gegenüber den zugeordneten Phasenspannungen um 30° vor. Das
Ausführungsbeispiel muß man daher bezüglich der Prüfphasen-
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differenzen und Leistungsstromamplituden so ausbildet, daß
es die folgende Gleichung befriedigt:
= Iq -««[if+ 30) - (i + 30)]
Die algebraische Summe der Ausgangssignale der NAND-Glieder
3 und 4 für die Modifikationen nach der Fig. 15 ist (([T+ 30)
proportional. Folglich ist es erforderlich, den veränderlichen Widerstand P2 so einzustellen, daß er (<j>
+ 30) im Hinblick auf die Spannung liefert, die den nicht umkehrenden
Eingängen der Operationsverstärker der Vergleicher zugeführt wird.
Die Steigungskonstante w- · mK ist eine Kenngröße
KB
oder Charakteristik des Motors M, der mit dem Netz 50 zu verbinden ist, das von den Ausführungsbeispielen geschützt werden soll. Folglich besteht keine Veranlassung, das Potentiometer P1 neu einzustellen, wenn die Modifikationen nach der Fig. 15 vorgenommen werden. Das Potentiometer P1 ist in Abhängigkeit vom Motor M eingestellt und braucht nur dann nachgestellt zu werden, wenn der Motor M durch einen unterschiedlichen Motor ersetzt wird.
oder Charakteristik des Motors M, der mit dem Netz 50 zu verbinden ist, das von den Ausführungsbeispielen geschützt werden soll. Folglich besteht keine Veranlassung, das Potentiometer P1 neu einzustellen, wenn die Modifikationen nach der Fig. 15 vorgenommen werden. Das Potentiometer P1 ist in Abhängigkeit vom Motor M eingestellt und braucht nur dann nachgestellt zu werden, wenn der Motor M durch einen unterschiedlichen Motor ersetzt wird.
Die 15-V-Speisespannung, die man für das Ausführungsbeispiel nach der Fig. 5 benötigt, wird beispielsweise von
einer gleichgerichteten und geglätteten Wechselspannung geliefert,
die man vom Netz 50 erhält. Als Gleichspannungsquelle kann man auch eine Batterie oder eine Kombination
aus der Batterie und einer vom Netz gespeisten Gleichrichterschaltung
verwenden.
Es wurde bereits erwähnt, daß das Ausführungsbeispiel nach der Fig. 5 die Möglichkeit bereitstellt, den Betrieb
auch in einem zweiten Quadranten durchzuführen«, Die Linie 13'
in der Fig. 4 stellt dann die Test- oder Prüfgleichung dar.
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Den Betrieb im linken Quadranten mit der Linie 13* kann
man "benutzen, um Stromnetze oder andere Versorgungseinrichtungen gegenüber kapazitiven Belastungen zu schützen,
wobei ein Fehlerstrom den Leitungsstrom- und Phasendifferenzpunkt
auf die rechte Seite der Linie 13' schiebt.
Wenn ein zweiphasiger Kurzschlußfehler auftritt, ist die Verschiebung des Punktes, der den Leitungsstrom
und die Differenz in der Phase zwischen dem Leitungsstrom und der Spannung zwischen der Leitung und dem Nullpunkt
darstellt, in Richtung auf die in der Fig. 4 dargestellte Leitungsstromachse darauf zurückzuführen, daß der Fehlerstrom
nahezu in Phase mit der verketteten Spannung ist, d.h. der momentanen Spannung zwischen den beiden Versorgungs-
oder Netzleitungen, durch die der Fehlerstrom fließt, und daß der Kurzschlußstromweg wenig Reaktanz enthält. Im
Falle eines dreiphasigen symmetrisehen Kurzschlußfehlers
sind die Fehlerströme, die durch jede Netzleitung fließen,
nahezu in Phase mit den zugeordneten Phasenspannungen, d.h. den Spannungen zwischen den einzelnen Leitungen und
dem Nullpunkt. Die meisten, wenn nicht gar alle dreiphasigen Kurzschlußfehler beginnen jedoch als zweiphasige Kurzschlußfehler,
bei denen ein Kurzschluß zwischen lediglich zwei Netz- oder Versorgungsleitungen auftritt. Das Ausführungsbeispiel
nach der Fig. 5 ist dennoch so ausgelegt, daß es auch symmetrische dreiphasige Kurzschlußfehler erfassen
kann, und zwar deswegen, weil die Gegenwart eines solchen KurzSchlußfehlers ebenfalls die Differenz in der Phase
zwischen dem Leitungsstrom und der Phasenspannung vermindert und demzufolge bewirkt, daß der beim Ausführungsbeispiel
nach der Fig. 5 auftretende Arbeitspunkt bei der Darstellung nach der Fig. 4 entweder über die Linie 13
nach links oder über die Linie 13' nach rechts geschoben
wird.
§09846/0826
Leerseite
Claims (16)
1.) Gerät zum Abtasten von KurzSchlußfehlern in WechselstromnTersorgungsleitungen,
gekennzeichnet durch
gekennzeichnet durch
Einrichtungen (G1, D4, Re, P1, T1) zum Abfühlen des
Leitungsstromes in einer Wechselstrom-Versorgungsleitung (51) und zum Gewinnen von Signalen, die die Amplitude und Phase
des beim Betrieb fließenden Leitungsstromes darstellen,
Einrichtungen (R3, D3, T2) zum Abfühlen der (zwischen
den Leitungen auftretenden) verketteten Spannung oder der (zwischen der Leitung und dem Nullpunkt auftretenden) Phasenspannung
und zum Gewinnen eines Signals, das die Phase der verketteten Spannung oder der Phasenspannung darstellt,
Differenzeinrichtungen (1, 2, 3, 4, R9, R10), die so angeschlossen und ausgebildet sind, daß sie die die Phasen
des Stroms und der Spannung darstellenden Signale empfangen und in Abhängigkeit von ihnen ein Signal mit einem Maß erzeugen,
das sich im wesentlichen direkt mit der Differenz zwischen diesen Phasen ändert, und
Einrichtungen (61, C1, R11, P2, R15), die eine Beziehung
aus dem die Stromamplitude darstellenden Signal und dem von den Differenzeinrichtungen erzeugten Signal mit einer
vorbestimmten Amplituden-Phasendifferenz-Beziehung vergleichen und in Abhängigkeit von diesem Vergleich ein Ausgangssignal
liefern, das angibt, ob die abgetastete gegenwärtige Stromamplitude größer als die durch die vorbestimmte Beziehung
für diese Differenz zwischen diesen Phasen bestimmte entsprechende Amplitude ist oder nicht.
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2. Gerät nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zum Abfühlen des LeitungsStroms und
zum Erzeugen der Signale, die die Amplitude und Phase des beim Betrieb fließenden Leitungsstromes darstellen, einen
Stromwandlerkern und eine Sekundärwicklung (G1) enthalten, die so angeordnet ist, daß die Versorgungsleitung (51),
die den abzufühlenden Leitungsstrom leitet, die Primärseite des Stromwandlers bildet.
3. Gerät nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zum Abfühlen der Spannung eine elektrooptische Trennanordnung (D3, T2) aufweisen, die so angeordnet und ausgebildet ist, daß sie auf die verkettete Spannung oder die Phasenspannung anspricht.
dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zum Abfühlen der Spannung eine elektrooptische Trennanordnung (D3, T2) aufweisen, die so angeordnet und ausgebildet ist, daß sie auf die verkettete Spannung oder die Phasenspannung anspricht.
4. Gerät nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zum Abfühlen der Spannung so ausgebildet
sind, daß sie die Phasenspannung der Versorgungsleitung abfühlen und die elektro-optische Trennanordnung eine Infrarotemissionsdiode
(D3) aufweist, die zusammen mit einem Widerstand (R3) eine Reihenschaltung bildet, welche zwischen
die Versorgungsleitung (51) und einen Nullpunkt (N) geschaltet ist.
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_ 3 —
5. Gerät nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß die genannten Signale Spannungssignale sind und daß die Vergleichseinrichtungen enthalten:
eine Umkehrstufe (15), die ein Signal empfängt, das die Amplitude und die Phase des abgefühlten Leitungsstromes darstellt, und die aufgrund dessen ein Ausgangssignal
erzeugt, das die Amplitude des abgefühlten Leitungsstromes darstellt und gegenüber dem Signal, das der Differenz proportional ist, von entgegengesetzter Polarität ist,
einen Teiler (Pi), der das Ausgangssignal der Umkehrstufe
empfängt und den Betrag dieses Ausgangssignals um einen vorbestimmten Faktor teilt, und
einen Vergleicher (16), der an den Teiler (P1) angeschlossen ist und das von den Differenzeinrichtungen (14)
erzeugte Signal empfängt und der an eine Referenzspannungsquelle
(P2) angeschlossen ist,, die in Übereinstimmung mit der vorbestimmten Beziehung eine Referenzspannung mit einem
vorbestimmten Betrag und einer vorbestimmten Polarität liefert.
6. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Einrichtungen (G1, D4, R6, P1, T1) zum Abfühlen
des Leitungsstromes und zum Erzeugen der entsprechenden Signale sowie die Einrichtungen (R3, D3, T2) zum Abfühlen
der Spannung und zum Erzeugen des entsprechenden Signals
so ausgebildet sind, daß sie im Betrieb eine erste Rechteckschwingung
erzeugen, die in Phase mit dem abgefühlten Leitungsstrom ist, und eine zweite Rechteckschwingung
erzeugen, die in Phase mit der verketteten Spannung oder der Phasenspannung ist.
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7. Gerät nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzeinrichtungen Logikgatter (1, 2, 3, 4)
aufweisen, die die Rechteckschwingungen empfangen und in Abhängigkeit von ihnen Logiksignale erzeugen, die zusammen
die Differenz in der Phase zwischen dem abgefühlten Strom und der abgefühlten Spannung darstellen..
8. Gerät nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet, daß die Logikgatter (1, 2, 3, 4) so ausgebildet sind, daß
die von ihnen erzeugten Logiksignale Spannungssignale sind, deren über eine Periode gemittelte algebraische Summe sich
direkt mit der Differenz in der Phase ändert.
9. Gerät nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzeinrichtungen eine Vielzahl von Summierwiderständen
(R9, R10) aufweisen, die gemeinsam an einen Eingang eines Operationsverstärkers (61) angeschlossen
sind, der in den Vergleichseinrichtungen enthalten ist, so daß das von den Differenzeinrichtungen erzeugte Signal
ein Stromsignal ist, dessen über eine Periode gemittelter Betrag sich im wesentlichen direkt mit der Differenz in
der Phase ändert.
10. Gerät nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet, daß der Operationsverstärker (61) ein Differentialverstärker ist und der eine Eingang des Verstärkers ein umkehrender Eingang ist und daß eine Referenzspannungsquelle (R15, P2) mit einem nicht umkehrenden Eingang des Verstärkers (61) verbunden ist, um ihm in Übereinstimmung mit der vorbestimmten Beziehung ein Referenzsignal zuzuführen.
dadurch gekennzeichnet, daß der Operationsverstärker (61) ein Differentialverstärker ist und der eine Eingang des Verstärkers ein umkehrender Eingang ist und daß eine Referenzspannungsquelle (R15, P2) mit einem nicht umkehrenden Eingang des Verstärkers (61) verbunden ist, um ihm in Übereinstimmung mit der vorbestimmten Beziehung ein Referenzsignal zuzuführen.
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11. Gerät nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet,
daß die Logikgatter (1, 2, 3, 4) vier NAND-Glieder mit jeweils zwei Eingängen aufweisen und daß diese NAND-Glieder
so geschaltet sind, daß zwei (1, 2) der vier NAND-Glieder als logische Nicht-Glieder arbeiten, die mit
zugeordneten Eingängen der beiden anderen NAND-Glieder (3, 4) verbunden sind.
12. Gerät nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet,
daß die vorbestimmte Beziehung die folgende Form hat:
wobei I-r die Leitungsstromamplitude in Ampere,
η ein Stromwandlerverhältnis, Rg ein Bürdenwiderstand in Ohm,
m eine dimensionslose Konstante, K eine weitere Konstante in Volt pro Grad,
<j) die Phasendifferenz zwischen der Phase der Spannung
und des Leitungsstroms in Grad und J eine Phasenkonstante in Grad
13. Gerät nach einem der vorstehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß Einrichtungen (54, 55, 56) vorhanden sind, die wenigstens
die Versorgungsleitung (51) aufgrund des Ausgangssignals unterbrechen, wenn dieses angibt, daß die abgefühlte
Stromamplitude größer als die genannte entsprechende Amplitude ist, und daß die Unterbrechungseinrichtungen
(54, 55, 56) an die Vergleichseinrichtungen (61, C1, R11, P2) angeschlossen sind, um das Ausgangssignal zu empfangen.
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14. Gerät zum Unterbrechen dreiphasiger Versorgungsleitungen
beim Auftreten von Kurzschlußfehlern, gekennzeichnet durch
Einrichtungen zum Abfühlen jedes Leitungsstromes und zum Gewinnen von Signalen, die die Amplituden und Phasen der
beim Betrieb fließenden abgefühlten Leitungsströme darstellen,
Einrichtungen zum Abfühlen der verketteten Spannungen
oder der Phasenspannungen der Versorgungsleitungen und zum Erzeugen von Signalen, die die Phasen der verketteten Spannungen
oder der Phasenspannungen darstellen,
Differenzeinrichtungen, die so angeschlossen und ausgebildet
sind, daß sie die Signale empfangen, die die genannten Phasen darstellen, und in Abhängigkeit davon drei Signale
erzeugen, von denen jedes ein Maß aufweist, das sich im wesentlichen direkt mit der Differenz in der Phase zwischen dem
jeweiligen Leitungsstrom und der jeweiligen verketteten Spannung oder Phasenspannung von einer zugeordneten der drei Phasenleitungen
ändert,
Einrichtungen (61, C1, R11, P2), die für jede Phasenleitung
eine Beziehung aus jeweils einem der Signale, die die abgefühlten Stromamplituden darstellen, und jeweils einem entsprechenden Signal der Signale, die die Differenzeinrichtungen
liefern, mit einer vorbestimmten Amplituderi-Phasendifferenz-Beziehung
vergleichen und in Abhängigkeit davon ein Ausgangssignal erzeugen, das angibt, ob eine oder mehrere der
abgetasteten Stromamplituden größer als die durch die vorbestimmte Beziehung für die genannten Differenzen in der Phase
zwischen dem jeweiligen Leitungsstrom und der jeweiligen verketteten Spannung oder Phasenspannung bestimmten entsprechenden
Amplituden sind oder nicht, und
Einrichtungen (54, 55, 56), die in Abhängigkeit von diesem Ausgangssignal, wenn dieses angibt, daß eine oder mehrere
der abgefühlten Stromamplituden größer als die genannten entsprechenden Amplituden sind, die drei Versorgungsleitungen
unterbricht, wobei die Unterbrechungseinrichtungen (54, 55, 56) an die Vergleichseinrichtungen (61, C1, R11, P2) angeschlossen
sind, um das genannte Ausgangssignal zu empfangen.
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15* Gerät nach Anspruch 13 oder 14,
dadurch gekennzeichnet, daß Übersteuerungseinrichtungen (R19, C2, R20) vorhanden sind, die die Einrichtungen zum Abfühlen des Leitungsstromes oder (Jedes Leitungsstromes mit den Einrichtungen (54, 55, 56) zum Unterbrechen der Phasenleitung oder jeder Phasenleitung so verbinden, daß, falls die abgefühlte Stromamplitude oder eine oder mehrere der abgefühlten Stromamplituden einen vorbestimmten Wert überschreitet, die Übersteuerungseinrichtungen (R19, C2, R20) die Unterbrechungseinrichtungen (54, 55, 56) betätigen, bevor das Ausgangssignal, das die abgefühlte Stromamplitude oder eine oder mehrere der abgefühlten Stromamplituden darstellt, größer als die entsprechende Amplitude oder Amplituden ist.
dadurch gekennzeichnet, daß Übersteuerungseinrichtungen (R19, C2, R20) vorhanden sind, die die Einrichtungen zum Abfühlen des Leitungsstromes oder (Jedes Leitungsstromes mit den Einrichtungen (54, 55, 56) zum Unterbrechen der Phasenleitung oder jeder Phasenleitung so verbinden, daß, falls die abgefühlte Stromamplitude oder eine oder mehrere der abgefühlten Stromamplituden einen vorbestimmten Wert überschreitet, die Übersteuerungseinrichtungen (R19, C2, R20) die Unterbrechungseinrichtungen (54, 55, 56) betätigen, bevor das Ausgangssignal, das die abgefühlte Stromamplitude oder eine oder mehrere der abgefühlten Stromamplituden darstellt, größer als die entsprechende Amplitude oder Amplituden ist.
16. Gerät nach Anspruch 14,
dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zum Abfühlen Jedes Leitungsstromes und zum Erzeugen der Signale, die die abgefühlten Stromamplituden und Stromphasen darstellen, drei Stromwandlerkerne mit entsprechenden Sekundärwicklungen aufweisen, daß jeder der Kerne einer der drei Phasenleitungen (51, 52, 53) so zugeordnet ist, daß die Phasenleitung zusammen mit der Sekundärwicklung den Stromwandler bildet, daß an jede der Sekundärwicklungen der Kerne eine Reihenschaltung aus einem Widerstand (R„) und einer Diodenbrücke (DtJ in einer solchen Weise angeschlossen ist, daß für den kleinstmöglichen Strom, der in der Sekundärwicklung fließen kann, an der Reihenschaltung infolge der Vorwärtsspannungsabfälle an mehreren der Dioden eine Spannung mit einem rechteckförmigen Schwingungsverlauf abfällt, daß die Einrichtungen zum Abfühlen der Spannungen und Erzeugen der Signale, die die Phasen der Spannungen darstellen, drei elektro-optische Trennanordnungen aufweisen, von denen jede eine Infrarotemissionsdiode (D1, D2, D-x) enthält, die in Reihe mit einem Kondensator (C3, C4, C5) und einem Widerstand (R1, R2, R3) geschaltet ist und mit einer Elektrode mit einem Nullpunkt (N) verbunden ist, und daß die Impedanz der drei Reihenschaltungen, die aus den Infrarotemissionsdioden (D1, D2, D,), den ent-
dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zum Abfühlen Jedes Leitungsstromes und zum Erzeugen der Signale, die die abgefühlten Stromamplituden und Stromphasen darstellen, drei Stromwandlerkerne mit entsprechenden Sekundärwicklungen aufweisen, daß jeder der Kerne einer der drei Phasenleitungen (51, 52, 53) so zugeordnet ist, daß die Phasenleitung zusammen mit der Sekundärwicklung den Stromwandler bildet, daß an jede der Sekundärwicklungen der Kerne eine Reihenschaltung aus einem Widerstand (R„) und einer Diodenbrücke (DtJ in einer solchen Weise angeschlossen ist, daß für den kleinstmöglichen Strom, der in der Sekundärwicklung fließen kann, an der Reihenschaltung infolge der Vorwärtsspannungsabfälle an mehreren der Dioden eine Spannung mit einem rechteckförmigen Schwingungsverlauf abfällt, daß die Einrichtungen zum Abfühlen der Spannungen und Erzeugen der Signale, die die Phasen der Spannungen darstellen, drei elektro-optische Trennanordnungen aufweisen, von denen jede eine Infrarotemissionsdiode (D1, D2, D-x) enthält, die in Reihe mit einem Kondensator (C3, C4, C5) und einem Widerstand (R1, R2, R3) geschaltet ist und mit einer Elektrode mit einem Nullpunkt (N) verbunden ist, und daß die Impedanz der drei Reihenschaltungen, die aus den Infrarotemissionsdioden (D1, D2, D,), den ent-
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sprechenden Kondensatoren (C3, C4, C5) und den entsprechenden
Widerständen (R1, R2, R3) gebildet sind, so gewählt ist, daß bei Sternschaltung der drei Reihenschaltungen
und Anschluß an die drei Phasenleitungen die Infrarotemissionsdioden während Halbperioden gleicher Polarität
der betreffenden verketteten Spannungen eine Strahlung emittieren.
909846/0828
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