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Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines piezoelektrischen Wandlers nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs.
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Vorrichtungen zur Ultraschallschwellenerzeugung gelangen seit einiger Zeit auf verschiedenen industriellen Gebieten immer stärker zur Anwendung. Angestrebt werden Ultraschallwellenerzeuger mit hohem Wirkungsgrad, die stark belastbar sind und sehr große Schwingungsamplituden liefern können. Insbesondere gelangen piezoelektrische Wandler zum Einsatz.
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Eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines piezoelektrischen Wandlers der eingangs genannten Art ist aus der US-PS 34 43 130 bekannt. Die Konstantstromschaltung dieser bekannten Schaltungsanordnung enthält einen Transistorverstärker, welcher abhängig von einer Referenzspannung den Ausgangsstrom auf einen konstanten Wert regelt.
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Bei sich ändernder Last durch den piezoelektrischen Wandler muß die von diesem nicht benötigte Energie in der Konstantstromschaltung verbraucht werden, so daß bei stark schwankender Last große Energieverluste im Transistorverstärker auftreten, die auch zu einer unterschiedlichen thermischen Beeinflussung und damit einer instabilen Betriebsweise der Konstantstromschaltung führen.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine elektrische Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art derart weiterzubilden, daß die Energieverluste verringert werden, der Wirkungsgrad verbessert und eine stabile Arbeitsweise gewährleistet wird. Außerdem soll eine individuelle Bemessung im Hinblick auf eine Optimierung der einzelnen Schaltungsteile möglich sein.
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Dies wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs erreicht, wonach als Stellglied ein periodisch betätigter Schalter vorgesehen ist und die Spannungsvergleicherschaltung die Einschaltdauer dieses Schalters steuert.
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Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nimmt die Konstantstromschaltung durch Steuerung der Einschaltzeit des periodisch betätigten Schalters im wesentlichen nur so viel Energie von der Gleichspannungsquelle auf, wie an den piezoelektrischen Wandler abgegeben wird, das heißt bei einer Belastung des Wandlers mehr Energie als im unbelasteten Zustand des Wandlers. Die Energieverluste der Konstantstromschaltung sind damit minimal und unabhängig vom Belastungszustand des Wandlers. Die Konstantstromschaltung ist damit einer wesentlich geringeren thermischen Belastung unterworfen, kann mithin kleiner ausgebildet werden und gewährleistet einen stabilen Betrieb.
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Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt
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Fig. 1 eine Schaltungsskizze einer ersten Ausführungsform einer Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines piezoelektrischen Wandlers,
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Fig. 2 eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung des Zusammenhangs zwischen der Frequenz und zugehörigen Reaktanzen in einer Schwingkreisschaltung,
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Fig. 3 den Aufbau eines piezoelektrischen Wandlers, wie er in der ersten Ausführungsform der Erfindung nach Fig. 1 verwendet wird, und
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Fig. 4 eine Schaltungsskizze einer zweiten Ausführungsform einer Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines piezoelektrischen Wandlers.
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Fig. 1 zeigt eine erste Ausführungsform einer elektrischen Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines piezoelektrischen Wandlers 13.
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Die Schaltungsanordnung enthält eine Gleichspannungsquelle (Netzteil) 10 zur Erzeugung einer Gleichspannung aus einer Wechselspannung, eine Konstantstromschaltung 11 zur Erzeugung eines konstanten Stromes, eine Schwingschaltung 12 zur Erzeugung von Hochfrequenzleistung und den piezoelektrischen Wandler 13, welcher als Teil der Schwingschaltung ausgebildet ist und Ultraschallwellen abgibt.
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Die Gleichspannungsquelle 10 enthält einen Leistungstransformator 20, eine Gleichrichterschaltung 22 und einen Ladekondensator 23. Die Wechselspannung aus dem Leistungstransformator 20 wird einer Doppelweggleichrichtung in der Gleichrichterschaltung 22 zugeführt, welche aus in Brückenschaltung angeordneten Dioden 21 besteht und eine am Ladekondensator 23 anliegende Gleichspannung liefert. Der Kondensator 23 sorgt für eine Glättung der Gleichspannung.
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Die Konstantstromschaltung 11 ist als Schaltreglerteil ausgebildet und hat die Aufgabe, der die Last darstellenden Schwingschaltung 12, unter Benutzung des Ausgangssignals aus dem Netzteil 10, einen konstanten Strom zuzuführen. Die Konstantstromschaltung enthält einen Schalter 54 zur Steuerung des Ein-Aus-Betriebes der Schaltung, eine Spule 55 zur Speicherung der durch den Schalter 54 zugeführten elektrischen Energie und einen Stromüberwachungswiderstand 24 zum Erfassen des Stromflusses, wobei Schalter, Spule und Widerstand in Serie geschaltet und zwischen die Gleichspannungsquelle 10 und die Schwingschaltung 12 eingefügt sind. Die Konstantstromschaltung 11 enthält im weiteren eine Diode 56, welche zwischen Masse und dem Verbindungspunkt des Schalters 54 und der Spule 55 angeordnet ist und zur Entladung der in der Spule 55 gespeicherten Energie während der "Aus-Periode" des Schalters 54 dient, ferner eine Differentialverstärkerschaltung 57 zur Abgabe der an dem Widerstand 24 anliegenden Spannung, einen zwischen den Ausgangsklemmen der Gleichspannungsquelle 10 und Masse angeordneten Referenzspannungserzeuger 26, ferner eine Spannungsvergleichsschaltung 58 zum Vergleichen des Ausgangssignals des Referenzspannungserzeugers 26 mit dem Ausgangssignal des Differentialverstärkers 57 und zum Zuführen des Vergleichsergebnisses zum Schalter 54 und schließlich einen Kondensator 28, welcher der Eliminierung von Oberwellen der Ausgangsspannung und zur Ableitung von Hochfrequenzströmen dient.
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Im Schalter 54 sind der Emitter eines Transistors 59 und der Kollektor eines Transistors 61 an die Ausgangsklemmen der Gleichspannungsquelle 10 angeschaltet. Der Kollektor eines Transistors 60 steht über einen Widerstand 62 mit den Ausgangsklemmen der Gleichspannungsquelle 10 in leitender Verbindung. Die Basis des Transistors 59 steht mit dem Kollektor des Transistors 60 in Verbindung, dessen Basis wiederum an den Emitter des Transistors 61 angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors 59 wiederum steht in Verbindung mit einem Anschluß der Spule 55, wobei deren anderer Anschluß an den Emitter des Transistors 60 angeschlossen ist. Die Basis des Transistors 61 steht in Verbindung mit dem Ausgang der Spannungsvergleichsschaltung 58. In der Differentialverstärkerschaltung 57 steht der nichtinvertierende Eingang und der invertierende Eingang eines Operationsverstärkers OP über Widerstände 63 und 64 mit den beiden Anschlüssen des Stromüberwachungswiderstandes 24 in Verbindung. Der nichtinvertierende Eingang liegt über einem Widerstand 65 auf Masse. Ein Widerstand 66 ist zwischen dem invertierenden Eingang und dem Ausgang angeschaltet. In der Spannungsvergleichsschaltung 58 ist der nichtinvertierende Eingang eines Operationsverstärkers 67 über einen Widerstand 68 an den Ausgang des Schalters 54 angeschaltet und steht ferner über einen Widerstand 69 mit dem Verbindungspunkt eines Stabilisierungswiderstandes 70 und einer Zenerdiode 71 im Referenzspannungserzeuger 26 in Verbindung. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 67 steht mit dem Ausgang des Differentialverstärkers 57 in Verbindung.
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Im weiteren wird die Arbeitsweise der Konstantstromschaltung beschrieben. Wenn der Schalter 54 geschlossen ist, kann von der Gleichspannungsquelle 10 über die Spule 55 und den Widerstand 24 zur Schwingschaltung 12, welche die Belastung für die Konstantstromschaltung 11 darstellt, Strom fließen. Folglich wird in der Spule 55 elektrische Energie gespeichert und eine dem zur Schwingschaltung fließenden Strom proportionale Spannung über dem Widerstand 24 aufgebaut. Da der im Widerstand 24 fließende Strom wegen der Induktivität der Spule 55 zeitabhängig vergrößert wird, vergrößert sich ebenso die Spannung am Widerstand 24. Diese Spannung wird in eine Spannung geeigneter Größe mittels des Operationsverstärkers OP in der Differentialverstärkerschaltung 57 verstärkt und diese verstärkte Spannung dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 67 in der Spannungsvergleichsschaltung 58 zugeführt. In dieser wird das Ausgangssignal des Referenzspannungserzeugers 26 über den Widerstand 69 dem nichtinvertierenden Eingang zugeführt, wobei der Widerstand 69 zur Erzeugung einer Hysterese-Funktion für den Komparator dient und die Referenzspannung mit dem Ausgangssignal aus dem Differentialverstärker 57 verglichen wird und ferner dieser Spannungswert dem Stromfluß im Widerstand 24 proportional ist. Abhängig vom Ergebnis des Vergleichs wird der Schalter 54 ein- oder ausgeschaltet. Wenn nach dem Schließen des Schalters 54 eine gewisse Zeitspanne vergangen ist, wird das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 57 größer als das Ausgangssignal des Referenzgenerators 26, worauf der Ausgang der Spannungsvergleichsschaltung 58 auf Massepotential gelegt und der Schalter 54 in den Aus-Zustand gebracht wird. Die in der Spule 55 gespeicherte elektrische Energie wird dann über die Diode 56 entladen, so daß über den Widerstand 24 ein Stromfluß zur Schwingschaltung 12 zustande kommt. Dieser Stromfluß nimmt wegen der Induktivität der Spule zeitabhängig ab, wobei dies wiederum eine Verringerung der Spannung am Widerstand 24 bedeutet. Dies wiederum bewirkt eine Verringerung des Ausgangssignals des Differentialversträrkers 57. Das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 57 nimmt einen kleineren Wert an als das Ausgangssignal des Referenzspannungserzeugers 26 und das Ausgangssignal des Vergleichers 38 wird vergrößert. Folglich wird der Schaltkreis in seinen "Ein-Zustand" geschaltet und der vorher beschriebene Betriebszustand wiederum erhalten.
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Der Schalter 54 wiederholt den oben beschriebenen Ein- Aus-Betrieb, wobei sich der hierdurch ermöglichte Stromfluß aus der Gleichspannungsquelle 10 mit diesem Ein-Aus-Betrieb in Synchronisation befindet, so daß die elektrische Energie zyklisch in die Spule 55 geladen und aus dieser entladen wird. Auf diese Weise wird der Strom über den Widerstand 24 der Last, d. h. der Schwingschaltung 12, zugeführt. Die Größe dieses Stromes wird dauernd erfaßt, so daß dieser in den durch die Widerstände 68 und 69 der Spannungsvergleichsschaltung 58 definierten Hysteresebereich fällt. Bezogen auf einen mittleren Wert des Stromflusses läßt sich eine notwendige Größe des Laststromes durch eine Variation des Widerstandswertes des Widerstandes 24 gewinnen oder aber es besteht die Möglichkeit, ein Konstantstrom-Ausgangssignal mit einer Variationsbreite zu erhalten.
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Die Schwingschaltung 12 ist eine relativ einfache, selbsterregte Schwingschaltung vom Colpitts-Typ, welche die Aufgabe hat, dem Wandler 13 Hochfrequenzleistung mit einer Frequenz zuzuführen, die im wesentlichen der Eigenfrequenz des Wandlers 13 entspricht. In der durch die Schwingschaltung 12 und den Wandler 13 gebildeten Schaltungsanordnung besteht der Wandler 13 aus einem piezoelektrischen Wandler zur Ultraschall-Zerstäubung, welcher die Last für die Schwingschaltung 12 darstellt und der die Schwingbedingungen bestimmt.
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Der Wandler 13 ist zwischen den Kollektor und die Basis eines in Emitterbasisschaltung arbeitenden Transistors 72 angeschaltet. Ein Kondensator 73 und eine Induktivität 74 bestimmen die Schwingverhältnisse; sie sind zwischen dem Kollektor des Transistors 72 und dem Ausgang der Konstantstromschaltung 11 eingefügt. Ein Transistor-Vorspannwiderstand 75 ist zwischen der Basis des Transistors 72 und dem Ausgang der Konstantstromschaltung 11 eingeschaltet. Ein Schwingkondensator 76 und eine Induktivität 77 dienen zur Verbesserung des Wirkungsgrades und sind zwischen Basis und Emitter des Transistors 72 geschaltet. Der Verbindungspunkt des Kondensators 76 und der Induktivität 77 liegt auf Masse. Für den Erhalt der Schwingungsbedingungen der Schwingschaltung 12 und des Wandlers 13 besteht die Voraussetzung, daß die Reaktanz zwischen der Basis des Transistors 72 und Masse und die Reaktanz zwischen dem Kollektor des Transistors 72 und der Konstantstromschaltung 11 jeweils kapazitiv ist und daß die Reaktanz zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors 72, das heißt die Reaktanz des Wandlers 13, induktiv ist. Die an den Kollektor des Transistors 72 angeschaltete Parallelschaltung des Kondensators 73 und der Induktivität 74 sollte so bemessen sein, daß bei einer Frequenz nahe der Eigen-Resonanzfrequenz des Wandlers 13 der absolute Wert der Reaktanz des Kondensators 73 kleiner ist als der absolute Wert der Reaktanz der Induktivität 74, d. h. die Parallelschaltung sollte bei dieser Frequenz kapazitiv sein.
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Den Zusammenhang zwischen der Frequenz und der Reaktanz einer aus einer Parallelkapazität und einer dazu parallelgeschalteten LCR- Reihenschaltung bestehenden elektrischen Ersatzschaltung zeigt Fig. 2, in welcher f o die Eigenresonanzfrequenz oder die Serienresonanzfrequenz darstellt und f r die Parallelresonanzfrequenz kennzeichnet. Wie Fig. 2 zeigt, ist die Reaktanz in einem schmalen, durch f o und f r definierten Frequenzbereich positiv oder induktiv. Wenn der Transistor 72, wie in Fig. 6 dargestellt, in Emitterbasisschaltung betrieben wird, sind drei Bedingungen erfüllt, nämlich daß bei den Frequenzen zwischen der Eigenresonanzfrequenz f o und der Parallelresonanzfrequenz f r des Wandlers 13 die aus dem Kondensator 73 und der Induktivität 74 bestehende und zwischen den Kollektor des Transistors 72 und die Spannungsquelle eingefügte Parallelschaltung kapazitiv ist, der zwischen den Kollektor und die Basis eingefügte Wandler 13 eine induktive Komponente aufweist und der zwischen Basis und Masse geschaltete Kondensator 76 kapazitiv ist. Wenn für den Transistor 72 ein Transistortyp mit hinreichendem Verstärkungsfaktor verwendet wird, genügt die Schwingschaltung 12 den Schwingbedingungen einer Oszillatorschaltung vom Colpitts-Typ und erzeugt Schwingungen.
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Die Amplitude der diese Frequenz aufweisenden Schwingspannung wird vergrößert. Der Verstärkungsfaktor des Transistors 72 weist jedoch eine nichtlineare Kennlinie auf: deshalb wird mit anwachsender Amplitude der Verstärkungsgrad gemindert und es stellt sich bei einer bestimmten Amplitude ein Gleichgewicht ein, so daß sich ein konstanter Betriebszustand ergibt. Die Nichtlinearität des Verstärkungsfaktors des Transistors 72 hängt vom verwendeten Transistortyp ab. Falls jedoch der Verstärkungsfaktor eine hinreichende Größe aufweist, entspricht die Betriebsart des Transistors im wesentlichen einem Schaltbetrieb, wobei die Nichtlinearität des Verstärkungsfaktors durch die elektrische Versorgungsspannung in stärkerem Maß als der Verstärkungsfaktor des Transistors 72 beeinflußt wird, wobei der wirksame Verstärkungsfaktor verringert und unter dieser Betriebsbedingung der eingeschwungene Betriebszustand erreicht wird. Die auf diese Weise verfügbare elektrische Energie wird durch die Widerstandskomponente in der Ersatzschaltung des Wandlers 13 verbraucht. Der Wandler 13 ist als ein in seinen Eigenschaften notwendiges Element dieser Oszillatorschaltung ausgebildet und wird zusätzlich als Mittel zur Erzeugung der angestrebten mechanischen Schwingungen benutzt.
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Fig. 3 zeigt den in der Schwingschaltung der ersten Ausführungsform der elektrischen Schaltung benutzten piezoelektrischen Wandler. Der Wandler 78 weist eine Elektrode 79 auf, welche zwischen zwei piezoelektrischen Elementen 80 und 80&min; eingefügt ist. An einem der piezoelektrischen Elemente ist ein Stützblock 81 zur Unterstützung der Resonanz angebracht, das andere piezoelektrische Element ist an einem Metallblock 82 befestigt, welcher wiederum mit einem Stützflansch eines der Amplitudenverstärkung dienenden abgestuften Horns 83 verbunden ist. Eine große Scheibe 84 dient zur Zerstäubung von großen Mengen Flüssigkeit; sie ist mit der durch das mechanische Ausgangsende des Horns 83 gebildeten Zerstäubungsoberfläche verbunden. Eine Flüssigkeitszuführung 85 verläuft entlang der Längsachse des Horns 83 in einer Weise, daß sich ihre Öffnung in dem Mittelpunkt der Scheibe 84 befindet.
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Führt man elektrische Energie aus der Schwingschaltung 12 dem so konstruierten Wandler zu, wird diese Energie mittels der piezoelektrischen Elemente 80 und 80&min; in vertikale mechanische Schwingung umgewandelt, wobei das Horn 83 die Amplitude der Schwingung mit der Eigenresonanzfrequenz des Gesamtsystems verstärkt und somit eine Schwingamplitude erzielt wird, die eine ausreichende Schwingung der Scheibe 84 zur Zerstäubung hervorruft.
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Es wird angenommen, daß die Schaltung der ersten Ausführungsform sich in einem eingeschwungenen Betriebszustand befindet. Wenn nun in dem Netzteil 10 Wechselspannung in Gleichspannung umgewandelt und der vorbestimmte Gleichstrom aus dem Netzteil der Konstantstromschaltung 11 und dann der Schwingschaltung 12 zugeführt wird, arbeitet die Schwingschaltung 12 in einem gleichförmigen Betriebszustand. Elektrische Energie mit einer Frequenz nahe der Eigenresonanzfrequenz des Wandlers 13 wird dem Wandler 13 zugeführt und mittels der piezoelektrischen Elemente 80, 80&min; des Wandlers 13 in mechanische Energie umgeformt. Wenn der scheibenförmige Schwinger 84 mit einer bestimmten Amplitude schwingt und eine geeignete Flüssigkeitsmenge durch die Flüssigkeitszuführung 85 austritt, wird diese Flüssigkeit durch den Schwinger 84 zerstäubt. Wenn die Flüssigkeitszufuhr gesteigert wird, steigt die Größe der Widerstandskomponente R der Ersatzschaltung des Wandlers 13, bezogen auf den elektrischen Eingang der piezoelektrischen Elemente 80, 80&min; des Wandlers 13 an. Da jedoch der Wandler Bestandteil der Schwingschaltung 12 ist und zugleich den Ausgang der Schwingschaltung darstellt und da die dem Wandler 13 zugeführte elektrische Energie im wesentlichen durch die oben beschriebene Versorgungsspannung bestimmt ist, arbeitet die Konstantstromschaltung so, daß unabhängig von der Variation der an die Konstantstromschaltung 11 angelegten Last, ein konstanter Strom fließt und die Betriebsspannung der Schwingschaltung 12 vergrößert wird.
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Die Spannung zwischen den Anschlüssen des Wandlers 13 hängt von dieser Spannung ab und wird folglich vergrößert, wobei eine größere Menge an elektrischer Energie dem Wandler zugeführt wird. Auf diese Weise wird die Amplitude des scheibenförmigen Schwingers 84 zu keiner Zeit kleiner als die vor der Vergrößerung der Flüssigkeitszufuhr wirksame Amplitude und es erfolgt, abhängig von der Flüssigkeitszuführung eine Zunahme an Zerstäubungswirkung. Mit anderen Worten, es wird die dem Wandler 13 zugeführte Energie und auch die Zerstäubungswirkung vergrößert, wenn die Menge an zugeführter Flüssigkeit anwächst. Auf diese Weise läßt sich eine Unterbrechung des Zerstäubungsvorganges verhüten und die Zerstäubung in einem stabilen Betriebszustand weiterführen. Diese Ausführungsform enthält einen Schalter. Folglich wird im Gegensatz zu einem kontinuierlich arbeitenden Serienregler, der Spannungsabfall zwischen der Gleichspannungsquelle der Konstantstromquelle und dessen Ausgang nicht durch die aktiven Elemente der Schaltung verbraucht, und der Energieverlust (Verlust an Steuerleistung) ist deshalb geringer. Da die Konstantstromschaltung 11 mit Ausnahme der elektrischen Stromzuführungen vollständig von der Schwingschaltung 12 getrennt ist, lassen sich diese Schaltungen individuell bemessen. Ein Vorzug der ersten Ausführungsform besteht darin, daß gerade bei Betrieb eines Wandlers mit hohem Gütefaktor "Q" bei unterschiedlichen Temperaturen und bei langandauerndem Betrieb die Schwingung bei einer Frequenz in der Nähe der Eigenresonanzfrequenz des Wandlers erfolgt, wobei sich stabile Betriebsbedingungen ergeben.
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Fig. 4 zeigt eine zweite Ausführungsform einer elektrischen Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines piezoelektrischen Wandlers, in welcher die Stromquelle in Form einer Batterie gegeben ist und die Energie wirksam und gleichförmig einem piezoelektrischen Wandler für Ultraschallzerstäubung zugeführt werden kann. Die Schaltung enthält eine Batterie 10 c, eine Konstantstromschaltung 11, eine Schwingschaltung 12 und einen piezoelektrischen Wandler 13.
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In der Konstantstromschaltung 11 wird die aus der Batterie 10 c gelieferte elektrische Energie in einen geeigneten konstanten Strom umgewandelt, welcher einer Last, hier der Schwingschaltung 12, zugeführt wird. Die Konstantstromschaltung 11 enthält einen Flyback-Transformator 86, einen Schalter 87 zur Zuführung von Energie aus der Batterie 10 c, eine Diode 88, die zur Gleichrichtung des vom Flyback-Transformators 86 gelieferten Ausgangssignals dient, einen Glättungs- und HF-Bypass-Kondensator 89, einen Stromüberwachungswiderstand 24, eine Spannungsvergleicherschaltung oder einen Differentialverstärker 90 zur Verstärkung der Differenz der Spannung am Widerstand 24 und der Ausgangsspannung eines Referenzspannungserzeugers 26 und schließlich einen Generator zur Erzeugung variabler Impulsbreiten 91, der zur Verarbeitung des Signals aus dem Differentialverstärker 90 und zur Ansteuerung des Schalters 87 dient.
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Im weiteren wird die Schaltungsanordnung und die Arbeitsweise der verschiedenen Schaltungselemente in der Konstantstromschaltung beschrieben. Der positive Pol der Batterie 10 c steht mit einem Anschluß der Primärwicklung 86 a des Flyback-Transformators 86, der andere Pol der Batterie steht mit dem Emitter eines Transistors 92 im Schaltkreis 87 in Verbindung, welcher neben dem Transistor 92 einen Transistor 93, beide in Darlington-Schaltung verbunden, und einen Widerstand 94 enthält. Der Emitter des Transistors 92 liegt auf Masse. Ein Ende der Sekundärwicklung 86 b, welches die gleiche Polarität wie das an die Batterie 10 c angeschlossene Ende der Primärwicklung 86 a des Flyback-Transformators 86 aufweist, liegt an Masse. Das andere Ende der Sekundärwicklung steht über die Gleichrichterdiode 88 mit der Schwingschaltung 12, welche die Last für die Konstantstromschaltung 11 darstellt, in Verbindung. Der Glättungs- und HF-Bypass-Kondensator 89 ist zwischen dem Ausgang der Konstantstromschaltung 11 und Masse angeschlossen. Der über die Gleichrichterdiode der Last zugeführte Strom wird in eine Spannung, die sich über dem Widerstand 24 aufbaut, umgewandelt. Diese Spannung wird dem nichtinvertierenden Eingang des Differentialverstärkers 90 zugeführt, welcher einen Operationsverstärker 95 und Widerstände 96 bis 98 enthält. Die Ausgangsspannung aus dem aus einem Stabilisierungswiderstand 70 und einer Zenerdiode 71 gebildeten Spannungsreferenzgenerator 26 wird dem invertierenden Eingang des Verstärkers zugeführt, wobei die Differenzspannung zwischen der Spannung, welche dem in die Last fließenden Strom proportional ist und der Referenzspannung am Ausgang des Differentialverstärkers 90 zur Verfügung steht.
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Der Generator zur Erzeugung variabler Impulsbreiten 91 besteht aus einem astabilen Multivibrator, welcher einen Operationsverstärkers 101, Widerstände 102 bis 104, einen Kondensator 105 und Mittel zur elektrischen Vorspannung einschließlich Widerstände 106, 107 und ferner eine Zenerdiode 108 enthält, die den Betrieb des Operationsverstärkers 101 an einer einzigen Stromquelle zuläßt. Der Generator 91 gibt Impulse mit Impulsbreiten ab, welche proportional sind der Differenzspannung zwischen der dem in die Last fließenden Strom proportionalen Spannung und der Referenzspannung. Im weiteren wird die Funktion des Generators zur Erzeugung variabler Impulsbreiten 91 beschrieben. Wenn der Ausgang des Differentialverstärkers 90 über einen Widerstand 100 an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 101 angeschlossen ist und die die Frequenz oder die Zeitgabe bestimmende Spannung am Kondensator 105 deshalb eine Änderung erfährt, wird die Breite des Ausgangsimpulses des Operationsverstärkers 101 geändert. Dieser Impuls wird dem Schaltkreis 87 so zugeführt, daß dieser abhängig von der Impulsbreite in einen leitenden oder nichtleitenden Zustand gebracht wird. Dieser Ein-Aus-Betrieb des Schalters 87 bewirkt, daß die der Primärwicklung des Flyback-Transformators 86 zugeführte elektrische Energie der Sekundärwicklung übertragen und die Energiemenge bestimmt wird von der Zeitdauer, für die der Schaltkreis 87 während einer Periode des erzeugten Impulses geschlossen ist.
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Wenn der Schalter 87 durch den Generator zur Erzeugung variabler Impulsbreiten 91 mit einer bestimmten Impulsbreite ein- und ausgeschaltet wird, kommt über die Diode 88 ein Stromfluß in die Last und deshalb auch ein proportionaler Stromfluß im Widerstand 24 zustande. Die Spannung am Widerstand 24 wird mit der durch den Referenzspannungserzeuger 26 erzeugten Referenzspannung verglichen und die resultierende Differenzspannung vom Differentialverstärker 90 abgegeben. Für den Fall, daß ein in der Last fließender Strom einen geringeren Wert aufweist als es dem vorgewählten Stromwert entspricht, wird die Ausgangsimpulsbreite des Generators 91 vergrößert, worauf die "Ein-Periode" des Schaltkreises 87 derart verlängert wird, daß die über den Flyback-Transformator 86 übertragende Energiemenge vergrößert und der Last ein größerer Strom zugeführt wird. Wenn der in die Last fließende Strom einen größeren Wert aufweist als der vorgewählte Stromwert, wird die Breite des Ausgangsimpulses aus dem Generator 91 verringert. Auf diese Weise wird der Last ein konstanter Strom zugeführt. Die Impulsbreite läßt sich durch Ändern des Wertes des Widerstandes 24 einstellen.
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Die Schwingschaltung 12 beruht auf demselben Prinzip, wie der mit Bezug auf Fig. 1 beschriebene selbsterregte Oszillator-Schaltkreis von Colpitts-Typ. Eine Darlingtonschaltung 72&min; enthält Transistoren 109 und 110, sowie Widerstände 111 und 112; sie findet anstelle des früher beschriebenen Transistors 72 Anwendung mit dem Ziel der Verbesserung des Verstärkungsfaktors. In Serie zur Basis des Transistors 110 ist eine Induktivität 113 geschaltet, wobei zwischen den Kollektor und den Emitter des Transistors 109 ein Kondensator 73 eingefügt ist, um den Wirkungsgrad der Schaltungsanordnung zu steigern. Über einen Gleichstrom-Abblockkondensator 114 und die Induktivität 113 ist ein Transformator 115 zwischen den Kollektor und die Basis von Transistor 110 angeschaltet; die Einschaltung des Transformators 115 dient der wirksamen Anpassung des Wandlers 13. Die Schwingbedingungen dieser Schwingschaltung 12 sind in vollem Umfang dieselben, wie jene der Schwingschaltung 12 in Fig. 1.