DE2826753A1

DE2826753A1 - Doppelweg-gleichrichter-schaltung

Info

Publication number: DE2826753A1
Application number: DE19782826753
Authority: DE
Inventors: Sen Denney Lee Wilson
Original assignee: NCR Corp
Current assignee: NCR Voyix Corp
Priority date: 1977-06-20
Filing date: 1978-06-19
Publication date: 1979-01-04
Also published as: GB2000391B; GB2000391A; FR2401547A1; US4118769A; JPS548860A; FR2401547B1

Description

Beschreibung:

Die Erfindung betrifft eine Doppelweg-Gleichrichter-Schaltung, an deren Eingang eine Eingangswellenform angelegt wird und deren Ausgang einen kapazitiven Speicher enthält und mit einer Last gekoppelt ist, mit einem ersten und zweiten Gleichrichter, die zwischen dem Eingang und dem Ausgang angeordnet sind und die für den kapazitiven Speicher eine gleichgerichtete Spannung liefern.

In einer aus der US-Patentschrift 3939394 bekannten Schaltung der vorangehend bezeichneten Art enthält der Schaltungseingang einen Übertrager mit einem Paar Sekundärwicklungen und erste und zweite Gleichrichter bestehend aus entsprechenden ersten und zweiten steuerbaren Silizium-Gleichrichtern. Bei dieser bekannten Schaltung ist es möglich, daß bestimmte an den Ausgang der Schaltung angeschlossene Verbraucher Strom mit einer Frequenz ziehen, die mit der Ladefrequenz eines der Gleichrichter übereinstimmt. Dies ist sehr nachteilig, da die gesamte Gleichrichter-Last auf einen der beiden Gleichrichter entfallen kann, so daß dieser überhitzt oder zerstört werden könnte.

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Doppelweg-Gleichrichter-Schaltung aufzuzeigen, die den vorangehend erwähnten Nachteil nicht aufweist und die somit wesentlich betriebssicherer als die bekannten Schaltungen ist.

Die Erfindung ist gekennzeichnet durch eine Steuerschaltung, die zwischen den Ausgang und den ersten und zweiten Gleichrichter geschaltet ist und die den ersten und zweiten Gleichrichter alternativ wirksam macht, so daß die gleichgerichtete Spannung dem kapazitiven Speicher zugeleitet wird.

Die Doppelweg-Gleichrichter-Schaltung gemäß der Erfindung weist den Vorteil auf, daß eine überbelastung eine der beiden Sekundärwicklungen des Übertragers ver-

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mieden wird. Dieser Vorteil wirkt sich zusätzlich aus.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird in folgendem anhand der beiliegenden Zeichnungen im einzelnen beschrieben. In diesen zeigen:

Fig. 1 eine Schaltung eines Doppelweg-Gleichrichters gemäß der vorliegenden Erfindung und

Fig. 2 Ausgangswellenformen zur Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 1 gezeigten Schaltung.

In dem Eingangsteil der in Fig. 1 gezeigten Schaltung ist ein Übertrager T1 vorgesehen, mit dessen Hilfe eine Spannungsuntersetzung durchgeführt wird, so daß für die Schaltung eine reduzierte Wechselspannung zur Verfügung steht. Die Schaltung weist Eingangsklemmen 10 und 12 auf, über die eine Wechselspannungsquelle an Primärwicklungen 14 und 16 angelegt wird. Die Primärwicklungen 14 und 16 sind zu den Eingangsklemmen 10 und 12 parallel geschaltet. Durch die Verwendung der beiden Primärwicklungen 14 und 16 wird eine Verwendung der Schaltung in verschiedenen Ländern, in denen Standardspannungen zwischen 110 V und 240 V üblich sind, möglich. Die Sekundärwicklung 15 des Übertragers T1 weist eine Mittelanzapfung auf, mit deren Hilfe ein Massepotential 18 gebildet wird.

Die Schaltung enthält zwei Thyristoren SCR1, SCR2. Diese wirken als Gleichrichter und bestehen aus steuerbaren Silizium-Gleichrichtern. Die Anode des Gleichrichters SCR1 ist mit einem Ende der Sekundärwicklung des Übertragers T1 über einen Verbindungspunkt 20 verbunden. Die Katode des Gleichrichters SCR1 ist über einen Verbindungspunkt 24 mit einem gemeinsamen Leiter 23 verbunden. Der gemeinsame Leiter 23 weist eine Sicherung 26 auf, die mit diesem in Serie liegt und die mit einer Ausgangsklemme 28 verbunden ist. Eine zweite Ausgangsklemme der Schaltung liegt an Masse und ist mit 30 bezeichnet.

Eine Vorspannungserzeugungsschaltung für den Gleichrichter SCR1 enthält eine Diode D1, einen Transistor Q1,

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einen Widerstand R4, eine Diode C4 und einen Widerstand R5. Die Diode D1 wirkt als Steuerdiode. Ihre Anode ist mit dem ersten Ende der Sekundärwicklung 15 des Übertragers T1 über den Verbindungspunkt 20 verbunden, während die Katode der Diode D1 über den Verbindungspunkt 32 am Kollektor des Transistors Q1 liegt. Ein Ende des Widerstands R4 ist an einem Verbindungspunkt 36 an eine Leitung 34 angeschaltet und sein anderes Ende ist mit der Basis des Transistors Q1 an Punkt 38 verbunden. Der Widerstand R4 liefert die Vorspannung für die Basiselektrode des Transistors Q1. Der Emitter des Transistors Q1 ist mit der Anode der Diode D4 verbunden und die Katode ist am Punkt 40 mit der Steuerelektrode des Gleichrichters SCR1 verbunden. Der Widerstand R5 liegt zwischen der Steuerelektrode des Gleichrichters SCR1 und dessen Katode.

Die Vorspannungsschaltung für den steuerbaren Silizium-Gleichrichter SCR2 ist ähnlich aufgebaut wie die für den Gleichrichter SCR1. Sie enthält eine Diode D2, einen Widerstand R6, einen Transistor Q3, eine Diode D5 und einen Widerstand R7. Die Anode des Gleichrichters SCR2 ist mit dem zweiten Ende der Sekundärwicklung 15 des Übertragers T1 über den Punkt 22 verbunden und die Katode ist am Punkt 42 mit der Leitung 23 verbunden. Die Anode der Diode 2 liegt am Punkt 22 und die Katode ist am Punkt 44 mit der Leitung 34 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q3 und ein Ende des Widerstandes R6 sind über den Punkt 44 mit der Leitung 34 verbunden und das andere Ende des Widerstandes R6 ist mit der Basis des Transistors Q3 am Punkt 26 verbunden. Der Emitter des Transistors Q3 ist mit der Anode der Diode D5 verbunden und die Katode mit der Steuerelektrode des Gleichrichters SCR2 über den Punkt 48. Der Widerstand R7 liegt zwischen der Steuerelektrode des Gleichrichters SCR2 und dessen Katode.

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Die Ausgänge der Gleichrichter SCR1 und 2 liefern einen gleichgerichteten Strom bzw. eine gleichgerichtete Spannung, die der Schaltung zugeführt wird. Die Schaltung enthält einen kapazitiven Speicher C2. Der kapazitive Speicher 02 ist ein Kondensator mit sehr hoher Speicherkapazität. Der Kondensator wird als Speichervorrichtung und nicht als Filter verwendet. Der Kondensator C2 ist mit einer positiven Elektrode am Verbindungspunkt 50 mit der Leitung 2 3 und mit seiner negativen Elektrode mit Masse verbunden.

Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung enthält einen Steuerteil, durch den sichergestellt wird, daß abwechselnd eine der steuerbaren Siliziumgleichrichter SCR1 und SCR2 eine gleichgerichtete Spannung am Ausgang der Schaltung erzeugt. Der Steuerteil enthält eine Spannungsabfühlvorrichtung, die aus einer Zener-Diode D6 und einem Widerstand R12 besteht. Die Zener-Diode D6 ist mit ihrer Katode am Verbindungspunkt 52 an den Leiter 23 angeschaltet, während die Anode über den Punkt 54 an einem Ende des Widerstandes R12 liegt. Das andere Ende des Widerstandes R12 liegt an Masse. Jedesmal, wenn die von einem der Gleichrichter SCR1 oder SCR2 gelieferte Spannung einen Wert erreicht, der über der Durchbruchsspannung der Zener-Diode D6 liegt, entsteht eine Steuerspannung über dem Widerstand R12.

Der Steuerteil enthält desweiteren einen Schmitt-Trigger U2, ein Flip-Flop Ul und Steuertransistoren Q2 und Q4 mit den zugeordneten Kupplungskomponenten. Die Widerstände R3 und R2 sind am Verbindungspunkt 56 seriell zusammengeschaltet. Mit dem Punkt 56 ist auch der A (Trigger) Eingang des Schmitt-Triggers U2 verbunden, so daß ein Spannnngsteilernetzwerk gebildet wird. Das andere Ende des Widerstandes R3 ist am Punkt 60 mit der Leitung 58. Die Leitung 58 ist mit der Anode der Diode D6. am Punkt 54 verbunden. Das andere Ende des Widerstandes R2 liegt an Masse. Der Y-Ausgang des Schmitt-Triggers U2 wird dem Takt bzw.

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CK-Eingang des Flip-Flops Ul zugeführt. Das Flip-Flop U1 ist ein herkömmliches "D"-Flip-Flop. Der D-Eingang des Flip-Flops U1 ist mit seinem Q-Ausgang verbunden. Der PR (setzen)-Eingang und der CLR(löschen)-Eingang des Flip-Flops U1 ist mit einem Ende des Widerstandes RIO verbunden, dessen anderes Ende mit der Basis des Steuertransistors Q2 am Punkt 61 verbunden ist. In ähnlicher Weise ist der Q-Ausgang des Flip-Flops U1 mit einem Ende des Widerstandes R9 verbunden, dessen anderes Ende mit der Basis des Steuertransistors Q4 am Punkt 62 verbunden ist. Der VCC-Eingang des Schmitt-Triggers U2 und des Flip-Flops Ul werden mit einer positiven Gleichspannung über die Leitung 64 in noch zu beschreibender Weise beaufschlagt. Der CLR- und der PR-Eingang des Flip-Flops Ul werden über den Widerstand R13 mit einer positiven Spannung beaufschlagt. Der Widerstand Rl 3 ist am Punkt 66 mit der Leitung 64 verbunden. Sowohl der Schmitt-Trigger U2 als auch das Flip-Flop U1 sind mit Masse verbunden.

Der Q- und der Q-Ausgang des Flip-Flops Ü1 werden zur Erzeugung der Vorspannung in Vorwärtsrichtung für die Basis des Steuertransistors Q2 und die Basis des Steuertransistors Q4 verwendet, die wiederum die steuerbaren Silizium-Gleichrichter SCR1 und SCR2 in entsprechender Weise steuern. Der Kollektor des Steuertransistors Q2 ist mit der Basis des Transistors Ql am Punkt 38 verbunden. In ähnlicher Weise ist der Kollektor des Steuertransistors Q4 am Punkt 46 mit der Basis des Transistors Q3 verbunden. Die Emitter der Steuertransistoren Q2 und Q4 liegen an Masse, wie aus Fig. 1 ersichtlich ist.

Der Q- und der Q-Ausgang des Flip-Flops U1 dienen zur Sicherung des abwechselnden Arbeitens der Gleichrichter SCR1 und SCR2, die abwechselnd leitend werden, so daß sie einen Ladestrom für den Kondensator C2 liefern, der durch die Last (nicht gezeigt) festgelegt wird. Eine solche Be-

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lastung in Form eines Verbrauchers kann an die Ausgangsklemmen 2 8 und 30 angeschlossen werden. Dieses Merkmal wird im nachfolgenden im Detail beschrieben.

Ein anderes Merkmal des hier beschriebenen Steuerteils besteht darin, daß die Gleichrichter SCR1 und SCR2 solange unwirksam bleiben, wie eine über einen vorbestimmten Pegel liegende Gleichspannung am Ausgang 2 8 anliegt. Dies ist auch der Fall an dem Widerstand R11, der zwischen den Punkt 60 der Leitung 5 8 und die Basis des Transistors Q2 geschaltet ist und am Widerstand R8, der zwischen den Punkt 68 der Leitung 58 und die Basis des Steuertransistors Q4 geschaltet ist. Durch die Widerstände R11 und R8 wird eine Vorspannung für die Basis des Steuertransistors Q2 und für die Basis des Steuertransxstors Q4 erzeugt, wodurch bewirkt wird, daß diese Transistoren leiten. Dadurch werden die Basis des Transistors Q1 und die Basis des Transistors Q3 nach Masse gezogen. Dieses wird im nachfolgenden noch im einzelnen beschrieben.

Die VCC-Spannung für das Flip-Flop U1 und den Schmitt-Trigger U2 auf der Leitung 64 wird durch den Widerstand R1, den Kondensator C1 und die Zener-Diode D7 erzeugt. Ein Ende des Widerstandes R1 ist an Punkt 70 mit der Leitung 34 verbunden und das andere Ende an Punkt 72 mit der Leitung 64. Die positive Elektrode der Kapazität C1 liegt an Punkt 72 und die negative Elektrode ist mit Masse verbunden,Die Katode der Zener-Diode D7 steht über dem Anschluß 74 mit der Leitung 64 in Verbindung und die Anode liegt ebenfalls an Masse. Der Widerstand R1, der Kondensator C1 und die Zener-Diode D7 bilden in herkömmlicher Weise ein grobes Filternetzwerk und eine Regelschaltung für die VCC-Spannung des Flip-Flops Ul und des Schmitt-Triggers U2.

Im folgenden wird die Arbeitsweise der in Fig. 1 gezeigten Schaltung beschrieben. Zunächst wird angenommen, daß

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sich das Flip-Flop U1 zu Beginn in einem zurückgesetzten Zustand befindet. Bei diesem weist der Q-Ausgang einen hohen Pegel und der Q-Ausgang einen niedrigen Pegel auf. Es wird außerdem angenommen, daß von dem Übertrager T1 eine nach positiv gehende Stromamplitude über die Sekundärwicklung 15 an die Anode des Gleichrichters SCR1 und an die Anode der Diode D1 geliefert wird. Desweiteren wird davon ausgegangen, daß die Spannung an der Katode des Gleichrichters SCR1 Null Volt beträgt oder einen niedrigen Spannungswert aufweist. Wenn eine positiv ansteigende Spannung an die Diode D1 angelegt wird, so wird die Basis des Transistors Q1 vorgespannt, wodurch die positive Spannung an der Steuerelektrode des Gleichrichters SCR1 über die Steuerdiode D4 ansteigt. Sobald die Spannung an der Steuerelektrode des Gleichrichters SCR1 den an der Katode anliegenden Spannungswert erreicht, beginnt der Gleichrichter SCR1 zu leiten und der Kondensator C2 wird mit einem Ladestrom beaufschlagt. Wenn die Spannung am Kondensator C2 infolge der Aufladung durch den Gleichrichter SCR1 kontinuierlich ansteigt, so wird bei einem vorbestimmten Spannungspegel die Zener-Diode D6 leitend und über dem Widerstand R12 eine Spannung erzeugt. Die über dem Widerstand R12 entstehende Spannung bewirkt, daß die beiden Steuertransistoren Q2 und Q4 leitend werden. Dadurch wird die Basis des Transistors Q1 und die Basis des Transistors Q3 an Masse geschaltet. Dies verhindert, daß die steuerbaren Silizium-Gleichrichter SCR1 und SCR2 eingeschaltet werden. Die Gleichrichter SCR1 und SCR2 bleiben solange gesperrt, wie über dem Kondensator C2 eine über der Durchbruchspannung der Diode D6 liegende Spannung vorhanden ist. Wenn die Zener-Diode D6 leitend wird, so entsteht über dem Widerstand R12 eine Spannung, die für das Spannungsteilernetzwerk verwendet wird. Dieses besteht aus den Widerständen R2 und R3. Dadurch wird der Schmitt-Trigger Ü2 angesteuert. Er erzeugt an seinem Ausgang ein Ausgangssignal Y, das dem Flip-Flop

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U1 zugeleitet wird, wodurch dessen Zustand geändert wird. In Fortsetzung des zuvor angegebenen Beispieles erfolgt eine Erhöhung des Pegels am Ausgang Q des Flip-FlopsU1 und eine Absenkung des Pegels am Ausgang Q. Ein hoher Pegel am Q-Ausgang des Flip-Flops U1 hält die Basis des Transistors Q1 über den leitenden Transistor Q2 auf Masse. Dadurch kann der Gleichrichter SCR1 nicht einschalten. Jedoch kann der Gleichrichter SCR2 leitend werden, wenn die Spannung am Kondensator C2 unter die Durchbruchsspannung der Zener-Diode D6 absinkt. Desweiteren wird beim Absinken der Spannung am Kondensator C2 unterhalb der Durchbruchspannung der Zener-Diode D6 die Basis des Steuertransistors Q2 und die Basis des Steuertransistors Q4 nicht mehr über die Widerstände R11 und R9 mit Spannung versorgt. Da die Basis des Steuertransistors Q2 aber noch von dem Q-Ausgang des Flip-Flops Q1 mit einer hohen bzw. mit einer positiven Spannung beaufschlagt wird, kann der Transistor Q1 gesperrt bleiben, so daß der Gleichrichter SCR1 nicht einschalten kann. Der Q-Ausgang des Flip-Flops U1, der sich auf einem niedrigen Pegel befindet, verhindert ein Vorspannen des Steuertransistors Q4, so daß der Transistor Q3 leitend bleibt, wenn der nächste positive Zyklus die Diode D2 durchläuft. Sobald der Transistor Q3 eine Vorspannung erhält, steigt die Spannung an der Steuerelektrode des Gleichrichters SCR2 an, wodurch dieser leitend wird und keinen Ladestrom an den Kondensator C2 anlegt. Sobald die Spannung am Kondensator C2 die Durchbruchspannung der Zener-Diode D6 übersteigt, entsteht wieder über dem Widerstand R12 eine Spannung. Durch diese Spannung wird das Flip-Flop U1 in der vorangehend beschriebenen Weise umgesehaltet und die über dem Widerstand R12 entstehende Spannung der Basis des Steuertransistors Q2 und der Basis des Steuertransistors Q4 zugeführt. Dies verhindert die Einschaltung der Gleichrichter SCR1 und SCR2 in der bereits beschriebenen Weise.

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Durch die Verwendung des Flip-Flops Ul wird sichergestellt, daß weder der Gleichrichter SCR1 noch der Gleichrichter SCR2 in aufeinanderfolgenden Lade-Zyklen die Ladung des Kondensators C2 durchführen muß. Somit muß der Übertrager T1 von abwechselnden Hälften den Ladestrom erzeugen, wodurch eine Sättigung des Übertragers und dessen Zerstörung ausgeschlossen wird. Wie bereits eingangs dargelegt wurde, können somit durch Anwendung des der Erfindung zugrundeliegenden Prinzips Übertrager und Gleichrichter verwendet werden, die eine minimale Größe aufweisen und mit denen trotzdem auf sichere Weise die Ladung der Kapazität der Schaltung durchgeführt werden kann. Da sichergestellt ist, daß die Gleichrichter SCR1 und SCR2 den Ladestrom abwechselnd erzeugen, wird deren Überlastung vermieden. Somit kann gemäß der Erfindung eine billige Vorregelungsschaltung oder ein billiges Netzgerät hergestellt werden. Da die Belastung der Gleichrichter SCR1 und SCR2 ausgewogen ist, können die Erwärmungsprobleme bzw. die Wärmeabführprobleme mit einfachen Mitteln beseitigt werden.

Bei typischen Vollweggleichrichtern, in denen Brücken-Gleichrichterschaltungen verwendet werden, werden Anstrengungen erbracht, um die Ausgangsspannung der Schaltung auf einem bestimmten Maximalwert zu halten. Durch die verwendeten Gleichrichter ergeben sich wesentliche Streuungen. Weitere Streuungen ergeben sich durch die Art der verwendeten Last, die mit der Schaltung verbunden wird, da die Gleichrichterschaltung stets im oder in Nähe des Maximalwertes arbeitet. Dadurch wird die Schaltung sehr empfindlich gegen Spannungsschwankungen. In der vorangehend beschriebenen Schaltung wird ein Arbeiten gewährleistet, solange die Netzspannung am Übertrager Tl oberhalb eines bestimmten Minimalpegels bleibt. Bei dieser Schaltung wurde angestrebt, daß mit einfachen Mitteln die Ausgangsspannung oberhalb eines bestimmten Minimalfeldes gehalten werden kann, wohingegen es nicht angestrebt wurde, daß die Ausgangsspannung auf einem Maximalwert gehalten werden kann. Der maximale Ausgang der Schal-

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tung wird auf der Spannungsleitung aufrechterhalten, die von dem übertrager T1 verwendet wird. Durch die Sicherung wird der übertrager Tl und die Gleichrichter SCR1 und SCR2 vor überlastung geschützt, wenn diese eine vorbestimmte Grenze überschreitet. Zusätzliche (nicht gezeigte) Sicherungen können jeweils mit jeder Hälfte der Sekundärwicklung 15 des Übertragers T1 seriell verwendet werden.

Im folgenden wird anhand einer Liste eine Quantifizierung der verschiedenen Komponenten angegeben, die in einem Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung verwendbar sind. Diese Komponenten können jedoch gemäß verschiedenen Anforderungen für spezielle Situationen geändert werden.

Bauteile

C1: Filter für +VCC, die an das Flip-Flop U1 und den Schmitt-Trigger U2 (100« fd ^ 25V) geliefert wird,

C2: Speicherkondensator: C2 "^¹L = (20.000 u fd),

2fAV

worin: I₁. = Leitungsstrom

f = Frequenz des Leitungsstroms und

Av = V - V . (wird noch erklärt) max rain

D1 & D2: IN4000 Serien Dioden

D4 & D5: IN914 Serien Dioden

D6: Zener-Diode, ausgewählt für die gewünschte

Durchschnittsspannung V. - 1.3V oder Minimum V . + 1V(10V im Beispiel )

D7: Zener-Diode für VCC des Flip-Flop U1 &

Schmitt-Trigger U2 (4.7V)

Q1, Q2, Q3 & Q4: NPN Transistoren (2N222 od. 2N4400) SCR1 & SCR2: Allgemeine SCR's mit 8-10 Amper-Rate

T1: Übertrager für V_Qut (24 VCT); V = V + 1V

max ausg. RMS
R1: 220 Ohms; begrenzt den Strom in der Zener-Diode D5

R2: 500 Ohms

R3: 6 80 Ohms

R4, R6, R8, R9, R10, und R11: 10K Ohms

R5, R7, R12, und R13: 1K Ohms

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Werte für die Wellenform in Fig. 2

V „ ^V (des üb. ertragers T1) + 1 Volt

JUcJJs. KiYIo

V_z = Durchbruchspannung der Zener-Diode D6

⁺ Mi*¹*¹™™ Spannung -*V„ - 1 Volt

^Vout ^{= Durchscnnitt} (RMS) Ausgangspegel T_Q = Zeit zwischen aufeinanderfolgenden Spitzen,

variiert mit der Last am Ausgang 2 8 und 30

mit

T^min = 1 ; worin f_T = Netzfrequenz ⁰ 2f£ ^L

T₁ = Ladezeit J zu 1

Unter Bezugnahme auf die vorangehende Auflistung der Werte der Elemente und der Ausgangsspannungen zu der in Fig. 2 gezeigten Wellenform wird im nachfolgenden die Schaltung der Silizium-Gleichrichter SCR1 und SCR2 beschrieben. Die Spannung am Kondensator C2 wird durch die Kombination aus der Zener-Diode D6, den Widerstand R12 und den Widerstand R3 abgefühlt. Wenn die Spannung über dem Kondensator C2 (V_r) niedriger als die Durchbruchspannung der Zener-Diode D6 ist, so wird über dem Widerstand R12 keine oder nur eine geringe Spannung erscheinen. Unter dieser Bedingung steuert das Flip-Flop U1 die Steuertransistoren Q2 und Q4. Einer dieser Steuertransistoren Q2 und Q4 wird in einem leitenden Zustand, und der andere in einem gesperrten Zustand gehalten. Beispielsweise wird der Steuertransistor Q4 durch einen hohen Spannungspegel am Ausgang Q des Flip-Flops leitend gehalten, wodurch durch diesen Transistor verhindert wird, daß der Transistor Q3, der mit diesem verbunden ist, leitend wird. Wenn der Kollektor des Transistors Q1 einen positiven Wert annimmt (wie dies seine Basis tut) , bei der die Spannung vom Kollektor größer ist als 2 Dioden Spannungswerte (Dl + D4) über der Spannung, die über der Kapazität C2 liegt, so wird SCR1

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eingeschaltet, wodurch die Kapazität C2 geladen wird, bis die Spannung an C2 die Spannung an der Anode von SCR1 erreicht und diesen ausschaltet. Dies setzt sich fort, bis die Spannung über dem Kondensator C2 größer als die Durchbruchspannung der Zener-Diode D6 ist. Wenn dies auftritt und mindestens 0,6 bis 0,8 V über dem Widerstand R12 entstehen, so werden die beiden Transistoren Q2 und Q4 eingeschaltet, wodurch die Leitung durch die Transistoren Ql und Q3, die den Gleichrichtern SCR1 und SCR2 zugeordnet sind, unterbrochen wird. Da die Spannung über dem Kondensator C2 auf Vpjyjg + 1 V angehoben wird, erreicht die Spannung über dem Widerstand R12 etwa 2 Volt oder mehr Volt. Wenn die üb,..er den Widerstand R12 entstehende Spannung etwa 2 - 3V erreicht, wird über den Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen R3 und R4 und dem Schmitt-Trigger U2, das Flip-Flop U1 angesteuert, so daß es seinen Zustand ändert. Wenn die Spannung über dem Kondensator C2 unter die Durchbruchspannung (V„) fällt, so wird der entgegengesetzte steuerbare Silizium-Gleichrichter (SCR2) wirksam. Durch diese Technik wird sichergestellt, daß die Last durch die Gleichrichter SCR1 und SCR2 gleichmäßig getragen wird.

Die Spannung über dem Kondensator C2 wird vorsichtig zwischen den Grenzen gehalten, die für die Gleichrichter SCR1 und SCR2 naturgemäß vorgegeben sind. Durch eine geeignete Auswahl des Kondensators C2, der Zener-Diode D6 und des Übertragers T1 kann eine Regulierung über einen breiten Lastbereich und Netzschwankung erzielt werden. Der in Fig. 1 gezeigte Kondensator C2 kann etwa 20.000 .a fd aufweisen und die Durchbruchspannung der Zener-Diode D6 kann bei 10V liegen. Der übertrager T1 kann 24V erzeugen, wobei von der Mitte!anzapfung 11,3V über eine Last von 2,5 Ohm geliefert werden. Die Last von 2,5 Ohm kann an den Ausgangs-

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klemmen 28 und 30 anliegen. Bei einer Leistung von 71W, die der Primärwicklung des Übertragers Dl zugeführt werden, wird ein Wirkungsgrad von 72% erreicht, wobei eine Maximalspannung von 13,2V und eine Minimalspannung von 9V erreichbar ist. Da die Last zwischen den Gleichrichtern SCR1 und SCR2 in der in Fig. 1 gezeigten Schaltung ausbalanciert ist, genügt für jeden Gleichrichter eine Wärmesenke aus einem Aluminiumstreifen von etwa 1,6 mm Dicke und einer Breite von 13 mm, bei 76 mm Länge. Dadurch wird für die Gleichrichter eine ausreichende Kühlung erzielt.

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e e r s e ι ι e

Claims

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NCR CORPORATION Dayton, Ohio (V.St.A.)

Unser Az.: Case 2526/GER P ate nt anme1dun g

DOPPELWEG-GLEICHRICHTER-SCHALTUNG Patentansprüche:

f 1 .J Doppelweg-Gleichrichter-Schaltung, an deren Eingang eine Eirigangswe Ilen form angelegt wird und deren Ausgang einen kapazitiven Speicher enthält und mit einer Last gekoppelt ist, mit einem ersten und zweiten Gleichrichter, die zwischen dem Eingang und dem Ausgang angeordnet sind und die für den kapazitiven Speicher eine gleichgerichtete Spannung liefern, gekennzeichnet durch eine Steuerschaltung (D6, U1, U2, Q2, Q4), die zwischen den Ausgang (30, 50) und den ersten und zweiten Gleichrichter (SCR1, SCR2) geschaltet ist und die den ersten und zweiten Gleichrichter (SCR1, SCR2) alternativ wirksam macht, so daß die gleichgerichtete Spannung dem kapazitiven Speicher (C2) zugeleitet wird.

2. Doppelweg-Gleichrichter-Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Gleichrichter (SCRl, SCR2) diesen zugeordnete entsprechende erste und zweite Torschaltungen aufweisen und daß die Steuerschaltung folgende Teile enthält: eine Abtastschaltung (D6, R2, R3, R12) zur Abtastung der Spannung an den kapazitiven Speicher (C2) und Schalter (U1, U2, Q2, Q4), die mit der Abtastschaltung und der ersten und zweiten Torschaltung verbunden sind, wobei während des Betriebes die Schalter (Q1, U2, Q2, Q4) beide Gleichrichter (SCR1, SCR2) unwirksam machen, wenn die Spannung am kapazitiven Speicher (C2) über einem vorbestimmten Pegel liegt.

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3. Doppelweg-Gleichrichter-Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter (U1, U2, Q2, Q4) den von den beiden Gleichrichtern wirksam machen, der zuletzt nicht wirksam war, wenn die Spannung am kapazitiven Speicher (C2) unter einen vorbestimmten Pegel fällt.

4. Doppelweg-Gleichrichter-Schaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter eine bistabile Schaltung (U1) enthalten, die von einem bistabilen Zustand in den anderen schaltet , wenn die Spannung an dem kapazitiven Speicher (C2) einen vorbestimmten Pegel übersteigt.

5. Doppelweg-Gleichrichter-Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter einen Schmitt-Trigger (U2) enthalten, dessen Eingang mit der Abtastschaltung (D6, R2, R3, R12) und dessen Ausgang mit dem Eingang der bistabilen Schaltung (U1 ) verbunden sind.

6. Doppelweg-Gleichrichter-Schaltung nach Anspruch oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter erste und zweite Schaltelemente (Q2, Q4) aufweisen, deren entsprechende erste und zweite Eingänge mit den entsprechenden ersten und zweiten Ausgängen der bistabilen Schaltung (Ql) verbunden sind und deren entsprechende erste und zweite Ausgänge mit dem ersten und zweiten Gleichrichter verbunden sind.

7. Doppelweg-Gleichrichter-Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Ausgang mit den genannten ersten und zweiten Eingängen (R8, R11) der ersten und zweiten Schaltelementen(Q2, Q4) verbunden sind.

8. Doppelweg-Gleichrichter-Schaltung nach Anspruch und 7, dadurch gekennzeichnet, daß die genannten ersten und zweiten Schaltelemente (Q2, Q4) erste und zweite Transistoren sind.

9. Doppelweg-Gleichrichter-Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche 3 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Gleichrichter (SCR1 , SCR2) steuerbare Silizium-Gleichrichter sind und daß erste und

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zweite Vorspannungsschaltungen (z.B. D1, D4, Ql, R4, R5) mit den entsprechenden ersten und zweiten Steuerelektroden der Silizium-Gleichrichter verbunden sind, und daß die ersten und zweiten Vorspannungsschaltungen mit den genannten Schaltern verbunden sind.

10. Doppelweg-Gleichrichter-Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der kapazitive Speicher (C2) aus einem Kondensator besteht.

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