DE2818204A1 - Signalverarbeitungsanlage, insbesondere zur beseitigung von raumnachhall - Google Patents
Signalverarbeitungsanlage, insbesondere zur beseitigung von raumnachhallInfo
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Description
blumbach . weser · bergen · kramer
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Signalverarbeitungsanlage, insbesondere zur Beseitigung von Raumnachhall
Die Erfindung betrifft eine Signalverarbeitungsanlage zur Ableitung eines störverringerten Ausgangssignals aus zwei
zugeführten Signalen, insbesondere zur Verringerung des Raumnachhalls und von Störeinflüssen in Tonfrequenzanlagen,
beispielsweise solchen, die in Fernsprech-Freisprechanlagen benutzt werden.
Es ist bekannt, daß der Raumnachhall die Wiedergabequalität von Klängen wesentlich verringern kann, die von einem monauralen
Mikrofon zu einem monauralen Lautsprecher übertragen werden. Diese Qualitätsverringerung stört besonders bei Fernsprechkonferenzen,
bei denen die Eigenschaften des benutzten Raumes im allgemeinen nicht besonders ausgesucht sind, so daß der
Raumnachhall von Bedeutung ist.
Der Raumnachhall ist methodisch in zwei Kategorien aufgeteilt worden, nämlich frühe Echos, die als Spektralverzerrung wahrgenommen
werden und deren Auswirkung als "Färbung" bekannt ist,
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München: R. Kramer Dipl.-lng. . W. Weser Dip.'.-Phys. Dr. rer. nat. · P. Hirsch Dipl.-Ing. · H.P. Brehm Dipl.-Chem. Dr. phi!, nat.
Wiesbaden: P. G. Blumbach Dipl.-Ing. . P. Bergen Dipl.-Ir.g. Dr. jur. · G. Zwirner Dipl.-ing. Dipl.-W.-Ing.
-Jt-
und Langzeitnachhall, der auch als späte Reflektionen oder späte Echos bekannt ist, die auf der Zeitebene rauschähnliche
Beiträge zu Sprachsignalen leisten. Eine sehr gute Erläuterung der für den Raumnachhall geltenden Prinzipien und der bekannten
Verfahren zur Verringerung der Nachhalleinflüsse findet sich in "Seeking the Ideal in 'Hands-Free' Telephony" von Berkley
et al in Bell Laboratories Record, November 1974, Seite 318 ff. Dort wird der Unterschied zwischen einer Verzerrung durch frühe
Echos und eine Verzerrung durch späte Reflektionen zusammen mit einigen der zur Beseitigung der verschiedenen Verzerrungsarten benutzten Verfahren beschrieben. Ein Teil der in dem
genannten Aufsatz beschriebenen Verfahren sowie weitere Verfahren,
die für die vorliegende Erfindung von Bedeutung sind, werden nachfolgend entsprechend den jeweils verwendeten Prinzipien
erläutert.
In der US-PS 3 786 188 (15. Januar 1974) wird ein System zur Synthetisierung von Sprache aus einem Nachhallsignal beschrieben.
Bei diesem System wird die Stimmtrakt-Übertragungsfunktion des Sprechers kontinuierlich aus dem Nachhallsignal angenähert
und dadurch eine Nachhall-Erregungsfunktion entwickelt. Diese Funktion wird analysiert, um gewisse Parameter des
Sprechers festzustellen (beispielsweise, ob die Funktion des Sprechers stimmhaft oder stimmlos ist), und aus den abgeleiteten
Parametern wird ein nachhallfreies Sprachsignal synthetisiert. Dieses Syntheseverfahren macht notwendigerweise
Näherungen bei den abgeleiteten Parametern ..erforderlich und
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diese Näherungen verursachen zusammen mit der kleinen Anzahl von Parametern einen gewissen Verlust der Klangtreue.
In einem Aufsatz von J.L. Flanagan et al "Signal Processing
to Reduce Multipath Distortion in Small Rooms" in The Journal of the Acoustics Society of America, Band 47, Nr. 6 (Teil I),
1970, Seite 1475 ff. wird ein System zur Verringerung der Auswirkungen früher Echos durch Kombination der Signale aus
zwei oder mehreren Mikrophonen unter Erzeugung eines einzigen Ausgangssignals beschrieben. Bei diesem System wird das Ausgangssignal
jedes Mikrophons unter Erzeugung einer Anzahl von BandpaßSignalen gefiltert, die benachbarte Frequenzbereiche
belegen, und dasjenige Mikrophon, welches die größte mittlere Energie in einem gegebenen Frequenzband aufnimmt, wird ausgewählt
und trägt dieses Signalband zum Ausgangssignal bei. Der Ausdruck "benachbarte Bänder", wie er nach dem Stand der
Technik und in Verbindung mit der vorliegenden Offenbarung benutzt wird, bezieht sich auf nicht überlappende Bänder. Das
erläuterte Verfahren ist nur zur Verringerung von frühen Echos brauchbar.
In der US-PS 3 794 766 (26. Februar 1974) wird ein System
unter Verwendung einer Vielzahl von Mikrophonen beschrieben. Eine Signalverbesserung wird durch einen Ausgleich der Signalverzögerung
in den Wegen der verschiedenen Mikrophone erzielt, und die für einen Ausgleich erforderliche Verzögerung
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wird durch Korrelationsverfahren in der Zeitebene bestimmt. Dieses System arbeitet in der Zeitebene und zieht unterschiedliche
Verzögerungen in unterschiedlichen Frequenzbändern nicht in Rechnung.
In der US-PS 3 662 108 (9. Mai 1972) wird ein System unter Verwendung sogenannter Cepstrum-Analysatoren beschrieben,
die auf mehrere Mikrophone ansprechen. Durch Summieren der Analysator-Ausgangssignale ergibt sich eine Kohärenz derjenigen
Anteile der Cepstrum-Signale, die das unverzerrte akustische Signal darstellen, während diejenigen Teile der Cepstrum-Signale,
welche den durch eine Mehrwegübertragung verzerrten Signalen entsprechen, zu keiner Kohärenz führen. Eine selektive
Beschneidung der summierten Cepstrum-Signale entfernt die Verzerrungskomponenten, und eine inverse Transformation der
summierten und beschnittenen Cepstrum-Signale ergibt ein Abbild des ursprünglichen, nicht mit Nachhall behafteten akustischen
Signals. Bei diesem System werden wiederum nur frühe Echos korrigiert.
Schließlich wird in der US-PS 3 440 350 (22. April 1969) ein System zur Verringerung der Nachhall-Beeinträchtigung von Signalen unter Verwendung einer Vielzahl von Mikrophonen beschrieben,
wobei jedes Mikrophon an einen Phasen-Vocoder angeschlossen ist. Der Phasen-Vocoder jedes Mikrophons erzeugt ein Paar
von Schmalbandsignalen in jedem von einer Vielzahl von benach-
barten schmalen Analysierbändern, wobei das eine Signal die Größe der Kurzzeit-Fourier-Transformation und das andere
Signal die Phasenwinkel-Ableitung der Kurzzeit-Fourier-Transformation
darstellen. Die Vielzahl der Phasen-Vocodersignale wird einer Mittelwertbildung unterworfen, um zusammengesetzte
Amplituden- und Phasensignale zu erzeugen. Die zusammengesetzten Steuersignale der Vielzahl von Phasen-Vocodern wird zur
Synthetisierung eines Abbildes des nicht mit Nachhall behafteten akustischen Signals benutzt. Auch bei diesem System werden
nur frühe Echos korrigiert.
Bei allen oben beschriebenen Verfahren erfolgt eine getrennte Behandlung der frühen und der späten Echos, wobei bei den
meisten Systemen in der Hauptsache versucht wird, die frühen Echos zu beseitigen.
Die vorliegende Erfindung geht aus von einer Signalverarbeitungsanlage
der eingangs genannten Art und ist gekennzeichnet durch eine Korrelatoreinrichtung, die unter Verarbeitung zugeführter
erster und zweiter Signale, welche zweckmäßig je von einem von zwei räumlich getrennten Mikrophonen abgeleitet
werden, in Abhängigkeit von der Frequenzkorrelation zwischen ihnen einen Ausgangswert liefern und ein Ausgangssignal ableiten,
dessen Amplitude abhängig von der Frequenzkorrelation gesteuert ist.
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Auf diese Weise kann die Amplitude des Ausgangssignals proportional
so gesteuert werden, daß sie bei Frequenzen, bei denen keine oder nur eine kleine Frequenzkorrelation zwischen
dem ersten und zweiten zugeführten Signal besteht, verringert wird, um den Einfluß von spaten Echos kleiner zu machen.
Bei der praktischen Verwirklichung der Erfindung kann eine Kombiniereinrichtung vorgesehen sein, um das zugeführte erste
und zweite Signal zu kombinieren, wobei das Ausgangssignal
von dem kombinierten Signal abgeleitet wird. Vorzugsweise kombiniert die Kombiniereinrichtung das zugeführte erste und
zweite Signal entsprechend einem Inphase- und Addierverfahren, wodurch die Einflüsse früher Echos verringert werden können.
Bei einem Ausführungsbeispiel kann vorgesehen sein, daß die Korrelatoreinrichtung eine Spektrum-Analysiereinrichtung aufweist,
die jedes der zugeführten ersten und zweiten Signale verarbeitet, sowie eine Prozessoreinrichtung, der die Ausgangssignale
der Spektrum-Analysiereinrichtung zur Ableitung des Ausgangssignals zugeführt werden. Eine Weiterbildung
sieht dabei vor, daß die Prozessoreinrichtung so ausgelegt ist, daß das zugeführte erste Signal mit Bezug auf das zweite Signal
in Abhängigkeit von der Frequenz-Korrelation zwischen ihnen verzögert ist, und daß eine Addiereinrichtung vorgesehen
ist, um das verzögerte Signal zu dem zugeführten zweiten Signal
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zur Lieferung eines in Phase und addierten Signals zu addieren. Die Prozessoreinrichtung kann dabei so ausgelegt sein, daß sie
ein Amplituden bestimmendes Signal liefert, das von der Frequenz-Korrelation zwischen dem zugeführten ersten und zweiten
Signal abhängt, und daß die Prozessoreinrichtung das in Phase und addierte Signal zur Ableitung des Ausgangssignals bearbeitet.
Eine vorteilhafte Weiterbildung ist dadurch gekennzeichnet, daß eine Frequenztrenneinrichtung vorgesehen ist, die das
zugeführte erste und zweite Signal zur Auftrennung in eine Vielzahl von Frequenzbändern verarbeitet, und daß die Korrelat
or einrichtung eine Frequenzkorrelation zwischen den entsprechenden Frequenzbändern des zugeführten ersten und zweiten
Signals durchführt. Dabei kann die Frequenztrenneinrichtung zweckmäßig in Form einer Vor-Prozessoreinrichtung ausgeführt
sein, die jedes der zugeführten ersten und zweiten Signale in eine Vielzahl von sich überlappenden Frequenzbändern
auftrennt.
Eine Weiterbildung ist gekennzeichnet durch eine Abtasteinrichtung,
die jedes der zugeführten ersten und zweiten Signale zur Lieferung von AbtastSignalen an jeweils eine der
Vor-Prozessoreinrichtungen verarbeitet. Die Spektrum-Analysiereinrichtung, die jedes der zugeführten ersten und zweiten
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Signale verarbeitet, kann dabei zweckmäßig in Form einer Fourier-Transformationseinrichtung verwirklicht sein, die
das Ausgangssignal der jeweiligen Vor-Prozessoreinrichtung verarbeitet.
Die Ausgangssignale der Fourier-Transformationseinrichtung können einer Prozessoreinrichtung zugeführt werden, die so
ausgelegt ist, daß sie eine Frequenzkorrelation zwischen entsprechenden Frequenzbändern des zugeführten ersten und zweiten
Signals durchführt und ein Phasenverzögerungssignal sowie ein Amplituden bestimmendes Signal für jedes der entsprechenden
Bänder liefert.
Eine zweckmäßige Weiterbildung der Erfindung ist gekennzeichnet durch eine Multipliziereinrichtung, der das dem zugeführten
ersten Signal entsprechende fourier-transformierte Signal
und das Phasenverzögerungssignal zugeführt wird, um ein verzögertes Signal zu liefern, das in einer Addiereinrichtung
zu dem dem zugeführten zweiten Signal entsprechenden fouriertransformierten
Signal zur Lieferung des in Phase und addierten Signals addiert wird. Ferner kann eine weitere Multipliziereinrichtung
vorgesehen sein, der das in Phase und addierte Signal sowie das Amplituden bestimmende Signal zur Ableitung
des Ausgangssignals zugeführt werden.
Eine zweckmäßige Weiterbildung ist gekennzeichnet durch eine zusätzliche Fourier-Transformationseinrichtung, die das Aus-
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gangssignal der weiteren Multipliziereinrichtung verarbeitet, und durch eine Signalsyntheseeinrichtung, die das Ausgangssignal
der weiteren Fourier-Transformationseinrichtung zur Lieferung des Ausgangssignals verarbeitet.
In ihrer weiteren Ausbildung ist die Erfindung dadurch gekennzeichnet,
daß die Signalsyntheseeinrichtung eine Addiereinrichtung aufweist, der das Ausgangssignal der weiteren
Fourier-Transformationseinrichtung zugeführt wird, daß eine Speichereinrichtung das Ausgangssignal der Addiereinrichtung
verarbeitet und ein weiteres Eingangssignal an diese liefert, daß eine weitere Speichereinrichtung das Ausgangssignal der
Addiereinrichtung verarbeitet, daß ein Digital-Analog-Wandler vorgesehen ist, dem das Ausgangssignal der weiteren Speichereinrichtung
zugeführt ist, sowie ein Tiefpaßfilter, das das Ausgangssignal des Digital-Analog-Wandlers zur Bereitstellung
des Ausgangssignals filtert.
Mit Vorteil können die Fourier-Transformationseinrichtung und/ oder
die weitere Fourier-Transformationseinrichtung die Form eines schnellen Fourier-Transformationsmoduls zur Lieferung
diskreter Fourier-Transformationen annehmen.
Eine Weiterbildung ist dadurch gekennzeichnet, daß eine Multipliziereinrichtung
vorgesehen ist, die die ihr zugeführten Eingangssignale multipliziert, ferner eine Quadriereinrichtung,
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die das multiplizierte Signal verarbeitet, und eine Quadratwurzeleinrichtung,
die das Ausgangssignal der Quadriereinrichtung verarbeitet, und daß eine Teilereinrichtung vorhanden
ist, der das multiplizierte Ausgangssignal und das Ausgangssignal
der Quadratwurzeleinrichtung zur Lieferung des Phasenverzögerungssignals zugeführt sind. Ferner kann vorgesehen
sein, daß die Prozessoreinrichtung eine weitere Multipliziereinrichtung
zur Multiplikation der ihr zugeführten Eingangssignale aufweist, ferner eine Mittelwertbildungseinrichtung,
die das multiplizierte Ausgangssignal verarbeitet,
sowie eine Quadriereinrichtung, die das Ausgangssignal der Mittelwertbildungseinrichtung verarbeitet, und eine Quadratwurzeleinrichtung,
die das Ausgangssignal der Quadriereinrichtung verarbeitet, und daß weitere Quadriereinrichtungen
vorhanden sind, die jeweils die Eingangssignale der Prozessoreinrichtung
verarbeiten, daß die Ausgangssignale der weiteren Quadriereinrichtungen einer Mittelwertbildung unterzogen und
in einer Addiereinrichtung kombiniert werden, und daß das Ausgangssignal der Addiereinrichtung und das Ausgangssignal der
Quadratwurzeleinrichtung einer Teilereinrichtung zugeführt
sind, die das Amplituden bestimmende Signal liefert.
Zweckmäßig kann dabei die Multipliziereinrichtung der Prozessoreinrichtung
durch einen einzelnen Multiplizierer gebildet sein.
Eine weitere Anordnung zur Ausführung der.Erfindung ist gekenn-
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zeichnet durch:
eine Einrichtung zur Aufnahme eines"ersten, von einem ersten
Mikrophon zugeführten Signals x(t) und eines von einem zweiten Mikrophon, das räumlich von dem ersten Mikrophon getrennt ist,
zugeführten zweiten Signals y(t),
eine Abtasteinrichtung zur Abtastung der Signale x(t) und y(t) in Intervallen von D Sekunden zur Erzeugung von Abtastsignalen
x(nD) bzw. y(nD), wobei η eine laufende Variable ist, eine Einrichtung zur Transformation aufeinander folgender und
sich überlappender Folgen fester Länge der Signale x(nD) und y(nD) in die Frequenzebene zur Bildung von Signalen X(mF,kT)
bzw. Y(mF,kT),
eine Frequenzkorrelatoreinrichtung, die die Signale X(mF,kT) und Y(mF,kT) zur Erzielung einer Frequenzkorrelation zwischen
ihnen verarbeitet,
eine Kombiniereinrichtung zur Kombination der Signale X(mF,kT)
und Y(mF,kT) unter Steuerung der Frequenzkorrelatoreinrichtung zur Bildung eines in Phase und addierten Signals,
eine Amplitudenmodifiziereinrichtung zur Modifizierung der
Amplitude des in Phase und addierten Signals unter Steuerung der Frequenzkorrelationseinrichtung zur Bildung eines Amplituden
modifizierten Signals,
eine Einrichtung zur Transformation des Amplituden modifizierten Signals in eine zeitlich abgetastete Ausgangssignalfolge.
Dabei kann vorgesehen seins daß die Signale X(mF,kT) und
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Y(mF,kT) unter Steuerung eines von der Frequenzkorrelatoreinrichtung
gelieferten verzögerungsbestimmenden Signals A(mF,kT) kombiniert wird. Die Kombiniereinrichtung erzeugt
dabei mit Vorteil die Funktion Y(mF,KT) + A(mF,KT)X(mF,KT). Die Amplitudenmodifiziereinrichtung modifiziert zweckmäßig
die Amplitude des in Phase und addierten Signals unter Steuerung eines von der Frequenzkorrelatoreinrichtung gelieferten,
Amplituden bestimmenden Signals, um das Amplituden modifizierte Signal entsprechend der Gleichung Y(mF,kT) + A(mF,kT)
X(mF,kT)G(mF,kT) zu erzeugen.
Die Überlappung der Folge kann größer als Null und kleiner als die Länge der Folgen fester Länge sein.
Zweckmäßig kann vorgesehen sein, daß der verzögerungsbestimmende Faktor A(mF,kT) ein Phasor ist, der sich alternativ ausdrücken
läßt durch exp it^F (r (nD))J oder exp ii^R (mF,KTJJ , wobei F die
Fourier-Transformation, r die Kreuzkorrelationsfunktion und R die Kreuzspektrumfunktion sind. Es kann auch ein Phasor
sein, der sich ausdrücken läßt durch RfmF,kT)/JR(mF,kT)| ,
wobei R die Kreuzspektrumsfunktion ist, oder ausgedrückt werden kann durch X*(mF,kT)Y(mF,kT)/|X(mF,kT)| |Y(mF,kT)| .
Zweckmäßig läßt sich das Amplituden bestimmende Signal G(mF,kT) ausdrücken durch [R (mF,kT)[ /
R (mFjkTjJ , oder auch durch |X* (mF,kT)Y(mF,kT)| /[|x(mF,kT)J2
+ [Y (mF,kT)(ZJ.
8OS84
if
Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung an Hand der Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:
• Fig. 1 einen typischen hallbehafteten Raum mit einer
Schallquelle und zwei Aufnahmemikrophonen; Fig. 2 das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels
nach der Erfindung;
Fig. 3 das Blockschaltbild eines typischen Prozessors
25 im Ausführungsbeispiel nach Fig. 2.
In Fig. 1 ist eine Schallquelle 10 in einem hallbehafteten Raum 15 mit zwei räumlich getrennten Mikrophonen 11 und 12
dargestellt. Die Töne, die die beiden Mikrophone von der Schallquelle 11 erreichen, sind verschieden voneinander, da
die jeweiligen Abstände zur Schallquelle und den verschiedenen Reflektoren im Raum verschieden sind. Anders gesagt, die Mikrophon-Ausgangssignale
x(t) und y(t) unterscheiden sich vom Signal der Schallquelle und voneinander, da die unterschiedlichen
Wege als Filter für die Töne wirken. Mathematisch lassen sich die Signale x(t) und y(t) ausdrücken durch
x(t) = Ix1Ct) * s(t) (1)
y(t) = h2(t)* s(t) (2)
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dabei ist s(t) das Signal der Schallquelle 10, das Symbol "*" gibt die Konvolutionsoperation an, h,,(t) ist das Impulsansprechen
des Signalweges zwischen der Quelle 10 und dem Mikrophon 11 und hp(t) ist das Impulsansprechen des Signalweges
zwischen der Quelle 10 und dem Mikrophon 12.
Die Punktionen x(t) und y(t) ändern sich zwar von Raum zu Raum, aber es wurde festgestellt, daß das Impulsansprechen h(t) in
einen Abschnitt "frühes Echo" e(t) und einen Abschnitt "spätes Echo) l(t) unterteilt werden kann. Die Abschnitte "frühes
Echo" und "spätes Echo" sind zwar tatsächlich wahrnehmbar, aber eine genaue mathematische Abgrenzung dafür, v/o das eine
endet und das andere beginnt, ist bis jetzt noch nicht festgestellt worden. Es wurde jedoch beobachtet, daß der Abschnitt
"frühes Echo" Signalen entspricht, die gut korreliert sind, während der Abschnitt "spätes Echo" Signalen zugeordnet ist,
die verhältnismäßig unkorreliert sind. Unter "gut korreliert" wird verstanden, daß die Signale x(t) und y(t) eine generell
ähnliche Kurvenform haben, daß aber die eine Kurvenform zeitlich mit Bezug auf die andere verschoben ist. Wenn die Signale
gut korreliert sind, liegt also der Wert der Kreuzkorrelationsfunktion r (r) von einem gewissen Wert von r ab deutlich
oberhalb Null.
Entsprechend der vorliegenden Erfindung werden bei einer Anordnung
die Signale x(t) und y(t) durch Auftrennen der Signale
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in Frequenzbänder und unabhängige Behandlung jedes entsprechenden Signalbandpaares verarbeitet. Diese Bänder sind so schmal,
daß im Ergebnis entsprechend der Erfindung die Signale x(t) und y(t) auf der Frequenzebene verarbeitet werden. Frühe und
späte Echosignale werden unter Verwendung des oben beschriebenen, grundsätzlichen Unterschiedes der Kreuzkorrelation
zwischen den Echosignalen getrennt, und der Nachhall wird dadurch beseitigt, daß die frühen Echosignale mittels einer
Inphase- und Addier-Operation ausgeglichen und die spaten Echosignale
gedämpft werden.
Die nachfolgende Analyse zeigt, wie die unterschiedlichen Teile von h(t) zum Signalspektrum beitragen und wie entsprechende
Operationen auf der Frequenzebene zur Verringerung der Auswirkungen von spaten Echos benutzt v/erden können.
Die Durchführung einer Fourier-Transformation für die Signale x(t) und y(t) ergibt
Χ(ω) = [E1(U)) + L1(UJ)J S(ω) (3)
und Y(ω) = [e2(u>) + L2(ω)] S(cJ) (4)
worin E^(ω) und L^(U)) die Transformationen von ei(t) bzw.
l.(t) sind. Die Gleichungen (3) und (4) lassen sich schreiben
Χ(ω)/ε(ω) = IE1(W)I βχρίίβ^ω) ) + L1Cw) (5)
X(uO/S(o) = |Ε2(ω)| exp(iö2(W) ) + L2(o)) (6)
worin θ. (ω) und ©2(ω) die den frühen Echos zugeordneten Phasen
winkel-Spektren sind. Die Absolutstriche Ii bedeuten den Absolutwert
der Ausdrücke zwischen den Strichen.
Durch Anwenden einer Allpaßfunktion der Form exp (ΐθρ
ίθ., (ω)) auf das Signal X (ω) und Addieren des Ergebnisses zum
Signal Y(üj) erhält man das in Phase-und addierte Signal
ϋ(ω) = S(to)[ (IE1(U))I+ |Ε2(ω)| exp £
e2(ω) - 1O1 (ω) ) + lJ. (7)
Aus Gleichung (7) ergibt sich, daß sich die frühen Echos in
Phase addieren, während sich die spaten Echos zufällig addieren, und zwar abhängig von den Phasenwinkeln von L1 (u)), L2(t0) sowie
vom Winkel §Λ&) -O1(Uj). Dadurch werden dann im Ergebnis die
spaten Echos im Vergleich zu den frühen Echos gedämpft und die Schwankungen des frühen Echos relativ zum Mittelwert um
3 dB verringert.
Späte Echos werden noch weiter gedämpft, indem das Signal U(oj)
über eine Verstärker stufe G(iu) geführt wird, in welcher nicht
korrelierte Signale abgeschwächt werden. In der Verstärkerstufe
steuert eine zu den spaten Echos in Beziehung stehende Funktion,
beispielsweise die Kreuzkorrelationsfunktion die Verstärkung für die Frequenzbänder«
Entsprechend den Grundgedanken der Erfindung werden also Nachhall- und andere nicht korrelierte Signale verringert
durch Anwenden der Gleichung
auf die Spektren Χ(ω) und Υ(ω), wobei Α(ω) die AlIpaßfunktion
und G(a)) die Verstärkungsfunktion sind. Beide Funktionen werden
nachfolgend noch genauer definiert.
In der obigen Analyse ist implizit ein Parameter verborgen. Dieser Parameter ist die Zeit.
Die Transformationen Χ(ω) und Υ(ω) der Gleichungen (3) und (4)
sind lediglich als Darstellungen der Spektren in den Signalen x(t) und y(t) für bestimmte Zeitintervalle sinnvoll. Daher
sollte man die Transformation nicht der Funktionen selbst, sondern der Funktionen x(t) und y(t) multipliziert mit einer
Fensterfunktion w(t) betrachten, die mit Ausnahme innerhalb eines gewissen definierten Intervalls überall Null ist«, Dieses
Fenster begrenzt, wenn es so gewählt ist, daß es als Tiefpaßfilter wirkt, das durch die Transformation der Signale belegte
Frequenzintervall. Dadurch wird eine Abtastung sowohl in der Zeit- als auch in der Frequenzebene möglich. Ein solches Fenster,
das in Verbindung mit der vorliegenden Erfindung brauchbar ist, ist das Hamming-Fenster, das definiert ist zu
w(nD) = 0,54 + 0,46 cos(2irnD/L) für -L/2 ^n ^: L/2
=0 an allen anderen Stellen. (9)
Der Wert für L hängt von dem Abstand zwischen den Mikrophonen 11 und 12 ab. Unter Verwendung des oben angegebenen Fensters
lautet die Transformation des Signals x(t), das in Intervallen von D Sekunden abgetastet wird
X(mF) = Σ x(nD) w(nD)e inmDF (10)
n=0
2ai
worin F der Frequenzabtastabstand gemäß ^ ist und i die
übliche Bedeutung hat. Zur Auswahl einer unterschiedlichen Folge im abgetasteten Signal x(nD), beispielsweise einer Folge,
die um kT Sekunden gegen die ursprüngliche Folge verschoben ist, muß nur das Fenster w(nD) um kT Sekunden verschoben werden.
Das auf das verschobene Fenster abgebildete Spektrumsignal X(mF) läßt sich definieren zu
X(mF,kT) = £ w(nD-kT)x(nD) e inmDF * (11)
n=0
X(mF,kT) = F [w(nD-kT)x(nD)J - (12) 809844/09S9
Ί>0
wobei F[ J die diskrete Fourier-Transformation des Ausdruckes
innerhalb der eckigen Klammern bedeutet.
Wie oben angegeben, muß die Funktion A(ω) oder A(mF,kT) Allpaßcharakter
haben und sich auf die Phasendifferenz der korrelierten Abschnitte in den mit einer Fensterfunktion multiplizierten
Signalen x(t) und y(t) in Beziehung stehen. Es muß sich also A(mF,kT) auf den Winkel der Kreuzkorrelationsfunktion
der mit einer Fensterfunktion multiplizierten Signale beziehen, die in die Frequenzebene transformiert sind, und kann alternativ,
aber äquivalent wie folgt definiert werden
AGnF1IcT) - exp
- exp
- exp
ι ICv (nD3
X*GnF,KT) Y(mF,kT)
/XGnF,kT)//YGnF,KT)| (13)
Der Ausdruck r (t) ist in Verbindung mit der vorliegenden
Offenbarung die Kreuzkorrelationsfunktion der mit einer Fensterfunktion multiplizierten Signale x(t) und y(t). Entsprechend
ist R3^(W) die Transformation von r (t) des Kreuzspektrums
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3*7
der mit einer Fensterfunktion multiplizierten Signale x(t)
und y(t). Demgemäß ist R(mF,kT) gleich X*(mF,kT) Y(mF,kT),
wobei X*(mF,kT) der komplex konjugierte Wert von X(raF,kT) ist.
Die Funktion G(mF,kT) kann der Kreuzspektrumsfunktion direkt
proportional sein. Sie sollte von der absoluten, in den Signalen x(t) und y(t) enthaltenen Leistung unabhängig sein und
geglättet werden, um einen Mittelwert des Kreuzspektrums der mit einer Fensterfunktion multiplizierten Signale x(t) und
y(t) zu erhalten. Demgemäß läßt sich die Funktion G(mF,kT) auf bequeme Weise definieren zu
, _(mF,kT)
G(mF,kT) = (14)
G(mF,kT) = (14)
Rxx
Das läßt sich äquivalent ausdrücken zu
)x*(mF,kT)Y(inF,kT) |
(15)
,kT) f
wobei die Querstriche oberhalb der Ausdrücke einen laufenden Mittelwert angibt, der beispielsweise die Form
, kT) =^Rxy(mF,(k-i)T) + R^(OiF, kT) (16)
- *» - 28Ί8204
wobei d> kleiner als Eins ist. Die Funktion G(mF,kT) kann
natürlich eine alternative Form annehmen, solange sie eine Funktion der mittleren Kreuzkorrelationsfunktion bleibt.
Eine Prüfung von Gleichung (14) zeigt, daß die Funktion G(mF,kT) tatsächlich real und proportional zu der Kreuzkorrelationsfunktion
ist. Wenn die Signale x(t) und y(t) gut korreliert sind, dann ist der Betrag von R gleich R und R
G(mF,kT) nimmt den Wert 1/2 an. Wenn x(t) und y(t)~ nicht korreliert sind, hat R^ willkürliche Phase. Im Ergebnis ist
der Mittelwert R dicht bei Null und folglich G(mF,kT) dicht an Null.
Fig. 2 zeigt das allgemeine Blockschaltbild des Signalprozessors 20 im Nachhall-Verringerungssystem gemäß Fig. 1 entsprechend
den Grundgedanken der Erfindung. In der Schaltung nach Fig. erzeugen Mikrophone 11 und 12 Signale x(t) bzw. y(t). Diese
Signale werden abgetastet und in den Schaltern 31 bzw. 32 in digitale Form umgewandelt, wodurch die Abtastfolgen x(nD)
und y(nD) erzeugt werden. Zur Berücksichtigung der überlappenden Fensterfolgen x(nD)w(nD-kT), wobei T<L ist und L die Breite
des Fensters bedeutet, sind die Vor-Prozessoren 21 bzw. an die Schalter 31 und 32 angeschlossen. Der Vor-Prozessor
21, der identisch mit dem Vor-Prozessor 22 aufgebaut sein kann,
enthält einen Signalabtastwertspeicher zur Aufnahme der letzten Folge von L -Abtastwerten von x(nD), eine Anzahl von üblichen
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-ss.- 2813204
Speicheradressenzählern zur Übertragung von Signalabtastwerten in den und aus dem Speicher sowie einer Einrichtung
zum Multiplizieren der Ausgangssignalabtastwerte des Signalabtastwertspeichers
mit geeigneten Koeffizienten der Fensterfunktion» Die Koeffizienten werden aus einem Festwertspeicher
gewonnen, der durch die Speicheradressenzähler adressiert wird. Die Speicheradressenzähler unterteilen den Speicher in
Abschnitte von je T Speieherstellen. Während der Speicher Signalabtastwerte
aus den Adressen b bis b+L ausliest und Festwertspeicher-Koeffizienten aus den Adressen O bis L-1 gewinnt,
werden die Adressen L bis L+T mit neuen Daten geladen. Beim nächsten Durchlauf von Ausgangssignalen, die vom Vor-Prozessor
21 erzeugt werden, erfolgt ein Zugriff zum Signalabtastwertspeicher an den Adressen b+T bis b+T+L. Die Lese- und Schreibzähler,
die den Speicher adressieren, arbeiten mit dem gleichen Modulus, der natürlich nicht größer als der Signalabtastwertspeicher
sein darf.
Das oben beschriebene Verfahren zur Unterteilung eines Speichers und zum im Ergebnis gleichzeitigen Lesen und Schreiben des
Speichers ist ein bekanntes Verfahren, das beispielsweise in der US-PS 3 731 284 (1. Mai 1973) beschrieben ist.
Zur Steuerung der Signalverarbeitung im Signalprozessor 20 und insbesondere der Startabschnitte der verschiedenen Operationen
in den Bauteilen des Prozessors weist dieser ein Steuergerät 40 auf, das die Abtaster 31, 32 steuert, die verschiedenen
Zähler in den Vor-Prozessoren 21, 22 vorbereitet und die Verarbeitung in den Bauteilen 23, 24, 25, 29 und 30 einleitet.
Diese sind alle nachfolgend genauer beschrieben.
Die Ausgangssignalfolgen der Vor-Prozessoren 21 und 22 werden an schnelle Fourier-Transformations-Prozessoren (FFT von
Fast Fourier Transform) 23 und 24 angelegt. Die Ausgangsfolgen der FFT-Prozessoren 23 und 24 werden an einen Prozessor 25
gegeben, der den Phasen- oder Verzögerungsfaktor A(mF,kT) und den die Verstärkung oder Amplitude bestimmenden Faktor
G(mF,kT) erzeugt.
Die FFT-Prozessoren 23 und 24 können üblicher Art sein und beispielsweise entsprechend der Beschreibung in der US-PS
3 267 296 (7. November 1972) aufgebaut sein. Die Ausgangsfolgen der FFT-Prozessoren 23 und 24 sind die Frequenzabtastwerte
X(mF,kT) und Y(mF,kT), entsprechend der Definition durch Gleichung (12).
Eine kurze Erläuterung dieser Eigenschaften der diskreten Fourier-Transformation (DFT), die von den FFT-Prozessoren
und 24 durchgeführt wird, dürfte an diesem Punkt zweckmäßig sein0 Mathematisch wird bei der diskreten Fourier-Transformation
eine Gruppe von W komplexen Punkten auf einer ersten Ebene
(beispielsweise die Zeit) in eine entsprechende Gruppe von N komplexen Punkten in einer zweiten Ebene (beispielsweise
die Frequent transformiert. Häufig haben die Abtastwerte in
der ersten Ebene nur reale Anteile. Bei einer Transformation solcher Abtastpunkte erscheinen die Ausgangsabtastpunkte in
der zweiten Ebene als komplex konjugierte Paare. N reale Punkte in der ersten Ebene werden also in L/2 bedeutsame
komplexe Punkte in der zweiten Ebene transformiert. Zur Gewinnung von N bedeutsamen komplexen Punkten am Ausgang (zweite
Ebene) muß die Anzahl von Eingangsabtastwerten (erste Ebene) verdoppelt werden. Dies läßt sich durch eine Verdopplung der
Abtastrate erreichen, oder es können alternativ die Eingangsabtastwerte durch eine geeignete Anzahl von Abtastwerten
mit dem Wert Null vermehrt werden.
Entsprechend der obigen Erläuterung haben die an die FFT-Prozessoren
23 und 24 gegebenen Eingangsfolgen eine Länge von 2 Punkten und enthalten L/2 Null-Punkte gefolgt von L Datenpunkten
und schließlich gefolgt von L/2 weiteren Null-Punkten.
Die Ausgangsabtastwerte des FFT-Prozessors 23 sind die Frequenzabtastwerte
X(mF,kT). Diese Abtastwerte werden mit den geeigneten Elementen des Multiplikationsfaktors A(mF,kT) im
Multiplizierer 26 multipliziert. Der Multiplikationsfaktor A(mF,kT) gelangt von Prozessor 25 zum Multiplizierer 26. Dieser
-.25 -
ist ein herkömmlicher Multiplizierer, dessen Aufbau ähnlich dem der Multiplizierer in den FFT-Prozessoren 23 und 24 ist.
Die Ausgangsabtastwerte des Multiplizierers 26 werden im Addierer 27 zu den Ausgangsabtastwerten des FFT-Prozessors
addiert. Die summierten Ausgangssignale des Addierers 27 werden im Multiplizierer 28 mit dem Multiplikationsfaktor G(mF,kT)
multipliziert, der ebenfalls im Prozessor 25 erzeugt wird. Die Ausgangsabtastwerte des Multiplizierers 28 stellen das
Spektrumsignal S(C1)) der Gleichung (8) dar.
Zur Erzeugung eines dem Spektrumsignal des Multiplizierers entsprechenden Zeitsignals muß ein inverser DFT-Prozeß stattfinden.
Demgemäß ist der FFT-Prozessor 29 (der in seinem Aufbau identisch mit dem FFT-Prozessor 23 sein kann) an den
Multiplizierer 28 zur Erzeugung von Gruppen von Ausgangsabtastwerten angeschaltet, wobei jede Gruppe ein Zeitsegment
darstellt. Jedes Zeitsegment ist gegen das vorhergehende Zeitsegment um kT Abtastwerte verschoben, genau so wie die Zeitsegmente
für die FFT-Prozessoren 23 und 24 um kT Abtastwerte
verschoben sind.
Zur Erzeugung einer einzigen Ausgangsfolge aus den Zeitabtastwerten
der verschiedenen Folgen am Ausgang des FFT-Prozessors 29 können nacheinander auftretende Folgen auf geeignete
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J 28 Ί 8204
or
Weise gemittelt oder einfach addiert werden. Das heißt, ein Ausgangsabtastwert S(nD) eines Segments kann zum Abtastwert
S(nD-kT) des nächsten Segments und zum Abtastwert S(nD-2kT) des folgenden Segments addiert werden, und so weiter. Diese
Addition sowie die Umwandlung in Analogwerte und die Tiefpaßfilterung, die zur Umwandlung einer Abtastfolge in ein
kontinuierliches Signal erforderlich sind, werden im Syntheseblock 30 durchgeführt, der an den FFT-Prozessor 29 angeschaltet
ist.
Der Syntheseblock 30 enthält einen Speicher 33, einen vom
FFT-Prozessor 29 und vom Speicher 33 gespeisten Addierer 34, der Eingangssignale an den Speicher 33 liefert, einen vom
Addierer 34 gespeisten Speicher 35 mit T Speicherstellen, einen
vom Speicher 35 gespeisten Digital-Analog-Wandler 36 und ein analoges Tiefpaßfilter 37. Der Speicher 33 weist L Speicherstellen
auf und ist so ausgelegt, daß sich in jedem Augenblick (der in den Gleichungen durch kT bezeichnet wird) die vorhergehende
Teilsumme im Speicher befindet. In jeder Speicherstelle U befindet sich also die Summe
•s*(uD,kT) + s(uD+T,(k-i)T)+ s(uD+2T,(k-2)T).... (17)
die eine Anzahl von Ausdrücken gleich dem ganzzahligen Abschnitt
von L/T besitzt. Für jede Gruppe von Ausgangsabtastwerten des
809844/0959
FFT-Prozessors 29 wird eine neue Gruppe von Teilsummen berechnet und im Speicher 33 abgelegt, indem auf geeignete
Weise die gespeicherten Teilsuinmen zu den neu ankommenden Abtastwerten addiert werden. Mathematisch läßt sich dies ausdrücken
durch
S(uD,(k+i)T) =S(uD+T,kT) + s(uD,(k+i)T) (18)
wobei die Summe S(uD(k+i)T) die neue, in der Speicherstelle
u zu speichernde Summe ist, S(uD +T,kT) die alte Summe in der Speicherstelle u+T ist und s(uD,(k+i)T) den neu ankommenden
Abtastwert s(uD) darstellt. Bei jeder neuen Teilsummenberechnung sind die ersten T Teilsummen die endgültigen Summen und werden
daher im Speicher 35 abgelegt. Der Speicher 35 verzögert auf geeignete Weise die Gruppe von T Summen und liefert in gleichem
Abstand angeordnete Abtastwerte an den Digital-Analog-Wandler 36. Die umgewandelten analogen Abtastwerte werden einem Tiefpaßfilter
37 zugeführt, wodurch das gewünschte, nicht mit Nachhall behaftete Signal s(t) erzeugt wird.
Wie oben angegeben, erzeugt der Prozessor 25 die Signale A(mF,kT) und G(mF,kT) und kann abhängig von der Form der
realisierten Gleichungen (13) und (14) auf mehrere Arten verwirklicht
werden. Fig, 3 zeigt ein Blockschaltbild für den Prozessor 25, bei dem der Faktor A(mF,kT) durch Auswerten der
Gleichung
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A(mF,kT) = X*(mF,kT)Y(mF,kT)/ I K*(mF,kT)Y(mF,kT) (19)
gewonnen und der Faktor G(mF,kT) durch Auswerten der Gleichung
(15) realisiert wird.
Zur Erzeugung des Signals gemäß Gleichung (19) werden die Spektrumsignale X(mF,kT) und Y(mF,kT) an den Multiplizierer
251 in Fig. 3 gegeben, der das Produktsignal X*(mF,kT)Y(mF,kT)
erzeugt. Der Ausdruck X*(mF,kT) ist der komplex konjugierte Wert zu X(mF,kT), so daß das gewünschte Produkt auf übliche
Weise durch einen Multiplizierer für Karesische Koordinaten erzeugt werden kann, der auf im wesentlichen die gleiche
Weise wie die Multiplizierer in den FFT-Prozessoren 23 und aufgebaut sein kann. Das Ausgangssignal des Multiplizierers
251 wird an eine Absolutwert-Quadrierschaltung 252 gegeben, die das Signal fX*(mF,kT)Y(mF,kT)| erzeugt. Dieses Ausgangssignal
wird an die Quadratwurzelschaltung 253 gegeben und deren Ausgangssignal an die Teilerschaltung 254 angelegt. Das
Ausgangssignal des Multiplizierers 251 wird ebenfalls an die Teilerschaltung 254 gegeben. Die Teilerschaltung 254 ist so
ausgelegt, daß sie das durch Gleichung (19) angegebene, gewünschte Signal X*(mF,kT)Y(inF,kT)/f X*(mF,kT)Y(mF,kT)f erzeugt.
Zur Bildung der Funktion G(mF,kT) werden die an den Prozessor angelegten Signale X(mF,kT) und Y(mF,kT) den Absolutwert-
809844/0959
- 28 -
2.8
Quadrierschaltungen 255 bziv. 256 zugeführt, wodurch man die
Signale |X(mF,kT)| 2 und iY(mF,kT)| 2. Diese Signale werden
in den Mittelwertschaltungen 257 und 258 (die an die Schaltungen 255 I)ZVi. 256 angeschlossen sind) geglättet und die
gemittelten Signale werden im Addierer 259 summiert. Das Aus gangssignal des Addierers 159 entspricht dem Ausdruck
IX(mF,kT)| 2 + |Y(mF,kT)| 2 gemäß Gleichung (15).
Das vom Multiplizierer 251 erzeugte Kreuzkorrelationssignal
X*(mF,kT)Y(mF,kT) wird in der Schaltung 261 gemittelt und der
Betrag des erzeugten Mittelwertes wird in einer Betragsschaltung gewonnen, die eine an den Ausgang der Schaltung 261 angeschlossene
Betragswert-Quadrierschaltung 262 und eine an den Ausgang der Schaltung 262 angeschlossene Quadratwurzelschaltung
263 aufweist. Das Ausgangssignal der Schaltung 263
entspricht dem Ausdruck |X*(mF,kT)Y(mF,kT)| der Gleichung (15).
Um schließlich den Ausdruck G(mP,kT) zu erhalten, werden die Ausgangssignale der Schaltungen 263 und 259 an die Teilerschaltung
260 gegeben, die das gewünschte Quotientensignal gemäß Gleichung (15) erzeugt.
Die Betragswert-Quadrierschaltungen 252, 255, "256 und 262 können identisch aufgebaut sein und einfach einen Multiplizierer
gleich dem· Multiplizierer 251 zur Auswertung der Produktsignale
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P(mF,kT)P*(mF,kT) enthalten, wobei P(mF,kT) das spezielle Eingangssignal des Multiplizierers darstellt.
Die Quadratwurzelschaltungen 253 und 263 werden am zweckmäßigsten mittels einer Festwertspeicher-Nachschlagetabelle
verwirklicht. Alternativ kann ein Digital-Analog-Wandler- und Analog-Digital-Wandlerpaar zusammen mit einer analogen
Quadratwurzelschaltung benutzt werden. Eine solche Schaltung ist in der US-PS 3 987 366 (19. Oktober 1976) beschrieben.
Alternativ lassen sich verschiedene Quadratwurzel-Annäherungsverfahren einsetzen.
Die Teilerschaltungen 254 und 260 werden am einfachsten mittels
einer Festwertspeicher-Nachschlagetabelle verwirklicht. Dabei ist die zum Speicher gegebene Adresse der Divisor, die Dividenten-Signale
werden zur Bildung eines einzigen Adressenfeldes verknüpft und das Speicherausgangssignal ist der gewünschte
Quotient. Eine solche Teilerschaltung ist mit Erfolg in einer Einrichtung verwendet worden, die in der US-PS 3 855 423
(17· Dezember 1974) beschrieben ist.
Schließlich werden die Mittelwertschaltungen 257, 258 und
•256, die die Gleichung (16) realisieren, auf zweckmäßige Weise
durch Speichern des laufenden Mittelwertes in einem Akkumulator, Addieren des Bruchteils Cb des akkumulierten Inhalts zum augenblicklichen
Eingangssignal und damit Bilden eines neuen laufenden
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Mittelwertes und durch Speichern des erzeugten neuen Mittelwertes im Akkumulator verwirklicht. Solche Mittelwertschaltungen
sind bekannt und beispielsweise in den US-Patenten 3 717 812 (20. Februar 1973) und 3 821 482 (28. Juni 1974)
beschrieben.
Es sei darauf hingewiesen, daß das an Hand der Fig. 2 und 3
beschriebene Ausführungsbeispiel der Erfindung lediglich ein Beispiel darstellt, und daß zahlreiche Abänderungen im Rahmen
der Erfindung möglich sind. Beispielsweise ist bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel das Verfahren zur Verringerung
der Auswirkungen später Echos in Verbindung mit einem In-Phase-Addierverfahren
zur Erläuterung der Auswirkungen früher Echos dargelegt worden. Obwohl sich diese beiden Verfahren unter
Verwendung eines Signalprozessors der beschriebenen Art leicht kombinieren lassen, sei darauf hingewiesen, daß das Verfahren
zur Verringerung der Auswirkungen später Echos im Prinzip in Verbindung mit anderen Verfahren zur Verringerung der Auswirkungen
früher Echos benutzt werden kann, von denen einige oben beschrieben worden sind. Außerdem wird bei dem beschriebenen
Ausführungsbeispiel das Ausgangssignal durch eine geeignete Verarbeitung und Kombination der beiden Mikrophonsignale
abgeleitet. Obwohl zwar zwei solcher Signale für die Signalverarbeitung erforderlich sind, kann es bei gewissen
Anordnungen vorteilhaft sein, das Ausgangssignal von dem
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einen oder dem anderen Mikrophonsignal abzuleiten, ohne sie tatsächlich zu kombinieren. Es können auch zahlreiche andere
Korrelationsverfahren als die unter Verwendung einer FFT-Ana-Iyse
benutzt werden.
Claims (1)
- BLUMBACH . WESER . BERGEN · KRAMERZWIRNER. HIRSCH . BREHM 28 10204PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADENPatentconsult Radedcestraße 43 8000 München 60 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Telegramme Patentconsult Patentconsult Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (06121)562943/561998 Telex 04-186237 Telegramme Patentconsult Vfestern Electric Company, Incorporated Allen, J.B. 2 BroadwayNew York, N.Y. 10038, U.S.A.Patentansprüche1. Signalverarbeitungsanlage zur Ableitung eines störverringerten Ausgangssignals aus zwei zugeführten Signalen, gekennzeichnet durch eine Korrelatoreinrichtung (23, 24, 25), die unter Ver-" arbeitung zugeführter erster und zweiter Signale in Abhängigkeit von der Frequenzkorrelation zwischen ihnen einen Ausgangswert (A, G) liefert und ein Ausgangssignal (IsKt)) ableitet, dessen Amplitude abhängig von der Frequenzkorrelation gesteuert ist.2. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Kombiniereinrichtung (26, 27) zur Kombination des zugeführten ersten und zweiten Signals, wobei das Ausgangssignal von dem kombinierten Signal abgeleitet wird.3. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,809844/0 9 K »Minchen-: R. Kramer DipJ.-lng. . W. Weser Dipl.-Phys. Dr. rer. nat. · P. Hirsch Dipl.-lng. · H.P. Brehm Dipl.-Chem. Dr. phil. nat. Wiesbaden: P. G.-Blumbach Dipl.-lng. · P. Bergen Dipl.-lng. Dr. fur, · G. Zwirner Dipl.-lng. Dipi.-W.-Ing.ORIGINAL INSPECTED2818104daß die Kombiniereinrichtung (26, 27) das zugeführte erste und zweite Signal entsprechend einem In-Phase- und Addierverfahren kombiniert.4. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrelatoreinrichtung eine Spektrum-Analysiereinrichtung (23, 24) aufweist, die jedes der zugeführten ersten und zweiten Signale verarbeitet, sowie eine Prozessoreinrichtung (25), der die Ausgangssignale der Spektrum-Analysiereinrichtung (23, 24) zur Ableitung des Ausgangssignals zugeführt werden.5. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Prozessoreinrichtung (25) so ausgelegt ist, daß das zugeführte erste Signal mit Bezug auf das zweite Signal in Abhängigkeit von der Frequenz-Korrelation zwischen ihnen verzögert ist, und daß eine Addiereinrichtung (27) vorgesehen ist, um das verzögerte Signal zu dem zugeführten zweiten Signal zur Lieferung eines in Phase und addierten Signals zu addieren.6. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Prozessoreinrichtung (25) so ausgelegt ist, daß809844/0959- 35- -sie ein Amplituden bestimmendes Signal (G) liefert, das von der Frequenz-Korrelation zwischen dem zugeführten ersten und zweiten Signal abhängt, und daß die Prozessoreinrichtung das in Phase und addierte Signal zur Ableitung des Ausgangssignals bearbeitet.7. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine Frequenztrenneinrichtung (21, 22) vorgesehen ist, die das zugeführte erste und zweite Signal zur Auftrennung in eine Vielzahl von Frequenzbändern verarbeitet, und daß die Korrelatoreinrichtung so ausgelegt ist, daß sie eine Frequenzkorrelation zwischen den entsprechenden Frequenzbändern des zugeführten ersten und zweiten Signals durchführt.8. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenztrenneinrichtung in Form einer Vor-Prozessoreinrichtung (21, 22) ausgeführt ist.9. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Vor-Prozessoreinrichtung (21, 22) so ausgelegt ist, daß sie jedes der zugeführten ersten und zweiten Signale in eine Vielzahl von sich überlappenden Frequenzbändern auftrennt.8098U/D9S910. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch eine Abtasteinrichtung (31, 32), die jedes der zugeführten ersten und zweiten Signale zur Lieferung von Abtastsignalen an jeweils eine der Vor-Prozessoreinrichtungen (21, 22) verarbeitet.11. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet,· daß die Spektrum-Analysiereinrichtung (23» 24), die jedes der zugeführten und zweiten Signale verarbeitet, in Form einer Fourier-Transformationseinrichtung (23, 24) verwirklicht ist, die das Ausgangssignal der jeweiligen VorProzessor einrichtung verarbeitet.12. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale der Fourier-Transformationseinrichtung (23, 24) der Prozessoreinrichtung (25) zugeführt werden, die so ausgelegt ist, daß sie eine Frequenzkorrelation zwischen entsprechenden Frequenzbändern des zugeführten ersten und zweiten Signals durchführt und ein Phasenverzögerungssignal (A) und ein Amplituden bestimmendes Signal (G) für jedes der entsprechenden Bänder liefert.13. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 12,809844/0959gekennzeichnet durch eine Multipliziereinrichtung (26), der das dem zugeführten ersten Signal entsprechende Fourier-transformierte Signal und das Phasenverzögerungssignal (A) zugeführt wird, um ein verzögertes Signal zu liefern, das in einer Addiereinrichtung (27) zu dem dem zugeführten zweiten Signal entsprechenden Pourier-transformierten Signal zur Lieferung des in Phase- und addierten Signals addiert wird.14. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch eine weitere Multipliziereinrichtung (28), der das in Phase- und addierte Signal und das Amplituden bestimmende Signal (G) zur Ableitung des Ausgangssignals zugeführt werden.15e Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 14, gekennzeichnet durch eine zusätzliche Fourier-Transformationseinrichtung (29), die das Ausgangssignal der weiteren Multipliziereinrichtung (28) verarbeitet, und durch eine Signalsyntheseeinrichtung (30), die das Ausgangssignal der weiteren Fourier-Transformationseinrichtung (29) zur Lieferung des Ausgangssignals verarbeitet«16„ Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet,8Ö98U/09S9daß die Signalsyntheseeinrichtung (30) eine Addiereinrichtung (34) aufweist, der das Ausgangssignal der weiteren Fourier-Transformationseinrichtung (29) zugeführt wird, daß eine Speichereinrichtung (33) das Ausgangssignal der Addiereinrichtung (34) verarbeitet und ein weiteres Eingangssignal an diese liefert, daß eine weitere Speichereinrichtung (35) das Ausgangssignal der Addiereinrichtung (34) verarbeitet, daß ein Digital-Analog-Wandler (36) vorgesehen ist, dem das Ausgangssignal der weiteren Speichereinrichtung (35) zugeführt ist, sowie ein Tiefpaßfilter (37), das das Ausgangssignal des Digital-Analog-Wandlers (36) zur Bereitstellung des Ausgangssignals filtert.17. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 11 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Fourier-Transformationseinrichtung (23, 24) und/ oder die weitere Fourier-Transformationseinrichtung (29) die Form eines schnellen Fourier-Transformationsmoduls zur Lieferung diskreter Fourier-Transformationen annehmen.18. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 12 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Prozessoreinrichtung (25) eine Multipliziereinrichtung (251) aufweist, die die ihr zugeführten Eingangssignale multipliziert, ferner eine Absolutwert-Quadriereinrichtung (252), die das multiplizierte Signal verarbeitet, und eine8098*4/095929Quadratwurzeleinrichtung (253), die das Ausgangssignal der Quadriereinrichtung (252) verarbeitet, und daß eine Teilereinrichtung (254) vorhanden ist, der das multiplizierte Ausgangssignal und das Ausgangssignal der Quadratwurzeleinrichtung (253) zur Lieferung des Phasenverzögerungssignals (A) zugeführt sind.19. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 12 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Prozessoreinrichtung (25) eine Multipliziereinrichtung (251) zur Multiplikation der ihr zugeführten Eingangssignale aufweist, ferner eine Mittelwertbildungseinrichtung (261), die das multiplizierte Ausgangssignal verarbeitet, sowie eine Absolutwert-Quadriereinrichtung (262), die das Ausgangssignal der Mittelwertbildungseinrichtung (261) verarbeitet, und eine Quadratwurzeleinrichtung (263), die das Ausgangssignal der Quadriereinrichtung (262) verarbeitet, und daß weitere Absolutwert-Quadriereinrichtungen (255, 256) vorhanden sind, die jeweils die Eingangssignale der Prozessoreinrichtung (25) verarbeiten, daß die Ausgangssignale der weiteren Absolutwert-Quadriereinrichtungen (255, 256) einer Mittelwertbildung unterzogen und in einer Addiereinrichtung (259) kombiniert werden, und daß das Ausgangssignal der Addiereinrichtung (259) und das Ausgangssignal der Quadratwurzeleinrichtung (263) einer Teilereinrichtung (260) zugeführt sind, die das Amplituden bestimmende Signal (G) liefert. ' . -8 0 9 8 /< U / 0 9 S %20. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 18 und 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Multipliziereinrichtung (251) der Prozessoreinrichtung durch einen einzelnen Multiplizierer (251) gebildet ist.21· Signalverarbeitungsanlage nach einem der vorhergehenden Ansprüche,dadurch gekennzeichnet," daß das zugeführte erste und zweite Signal jeweils von einem von zwei räumlich getrennten Mikrophonen (11, 12) abgeleitet ist.22. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch:eine Einrichtung zur Aufnahme eines ersten, von einem ersten Mikrophon (11) zugeführten Signals x(t) und eines von einem zweiten Mikrophon (12), das räumlich von dem ersten Mikrophon getrennt ist, zugeführten zweiten Signals y(t), eine Abtasteinrichtung (31, 32) zur Abtastung der Signale x(t) und y(t) in Intervallen von D Sekunden zur Erzeugung von Abtastsignalen x(nD) bzw. y(nD), wobei η eine laufende Variable ist,eine Einrichtung (21, 22) zur Transformation aufeinander folgender und sich überlappender Folgen fester Länge der Signale x(nD) und y(nD) in die Frequenzebene zur Bildung8098U/09S93 2816204von Signalen X(mF,kT) bzw. Y(mF,kT), eine Frequenzkorrelatoreinrichtung (23, 24, 25), die die Signale X(mF,kT) und Y(mF,kT) zur Erzielung einer Frequenzkorrelation zwischen innen verarbeitet, eine Kombiniereinrichtung (26, 27) zur Kombination der Signale X(mF,kT) und Y(mF,kT) unter Steuerung der Frequenzkorrelatoreinrichtung (23, 24, 25) zur Bildung eines in Phase- und addierten Signals,eine Amplitudenmodifiziereinrichtung (28) zur Modifizierung der Amplitude des in Phase- und addierten Signals unter Steuerung der Frequenzkorrelatoreinrichtung zur Bildung eines Amplituden modifizierten Signals, eine Einrichtung zur Transformation des Amplituden modifizierten Signals in eine zeitlich abgetastete Ausgangssignalfolge .23. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet,• daß die Signale X(mF,kT) und Y(mF,kT) unter Steuerung eines von der Frequenzkorrelatoreinrichtung (23, 24, 25) gelieferten verzögerungsbestimmenden Signals A(mF,kT) kombiniert wird.24. Signalverarbeitungsanlage nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet,8098U/0S59daß die Kombiniereinrichtung (26, 27) die Funktion Y(mF,kT) + A(mF,kT)X(mF,kT).25. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 22 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitudenmodifiziereinrichtung (28) die Amplitude des in Phase- und addierten Signals unter Steuerung eines von der Frequenzkorrelatoreinrichtung (23, 24, 25) gelieferten, Amplituden bestimmenden Signals (G) modifiziert, um das Amplituden modifizierte Signal entsprechend der Gleichung Y(mF,kT) + A(mF,kT)X(mF,kT)G(mF,kT).26. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 22 bis 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Überlappung der Folge größer als Null und kleiner als die Länge der Folgen fester Länge ist.27. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 23 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß der verzögerungsbestimmende Faktor A(mF,kT) ein Phasor ist, der sich alternativ ausdrücken läßt durch exp i LsF(r (nD))j oder exp iKR (mF,kT)| , wobei F die Fourier-Transformation, r die Kreuzkorrelationsfunktion und R die Kreuzspektrumfunktion sind.809844/09592S>, Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche bis 26,dadurch gekennzeichnet, daß der verzögerungsbestimmende Faktor A(mF,kT) ein Phasor ist, der sich ausdrücken läßt durch R (mF,kT)/|R (mF,kT)| , wobei R die Kreuzspektrumsfunktion ist.xy29· Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 23 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß der verzögerungsbestimmende Faktor A(mF,kT) ein Phasor ist, der sich ausdrücken läßt durch X*(mF,kT)Y(mF,kT)/f X(mF,kT)f |Y(mF,kT)J.30. Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 25 bis 29, dadurch gekennzeichnet, daß sich das Amplituden bestimmende Signal G(mF,kT) ausdrücken läßt durch}Rxy(mF,kT) I /31· Signalverarbeitungsanlage nach einem der Ansprüche 25 bis 29, dadurch gekennzeichnet, daß sich das Amplituden bestimmende Signal G(mF,kT) ausdrücken läßt durch(mF,kT)Y(mF,kT| / £| X(mF,kT[2 + |Y(mPfkT)| J
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US05/791,418 US4066842A (en) | 1977-04-27 | 1977-04-27 | Method and apparatus for cancelling room reverberation and noise pickup |
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