DE2815613A1

DE2815613A1 - Guetemonitor fuer digitale signale

Info

Publication number: DE2815613A1
Application number: DE19782815613
Authority: DE
Inventors: Stephen George Harman
Original assignee: Northern Telecom Ltd
Current assignee: Nortel Networks Ltd
Priority date: 1977-06-01
Filing date: 1978-04-11
Publication date: 1978-12-07
Also published as: JPS54913A; GB1568352A; CA1091778A; FR2393481A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Erfassung der Verschlechterung eines digital übertragenen Signals und bezieht sich insbesondere auf eine Schaltung, die eine direkte Anzeige sehr kleiner Fehlerdichten im regenerierten Signal zu liefern vermag.

Während eines Übertragungsvorgangs erleidet ein binäres Signal eine Verschlechterung, die beispielsweise ihre Ursachen im Nebensprechen, im Zufallsrauschen, in tonalen Interferenzen und in der Verzerrung hat. Folglich bildet sich als Ergebnis ' einer im Regenerator ausgeführten unkorrekten Entscheidung während des Regenerationsvorgangs eine Anzahl von Fehlern. Da derartige Fehler normalerweise über dem Pulszug zufallsverteilt sind, besteht die Möglichkeit, die Anzahl von Fehlern, die durch das Übertragungssystem erzeugt werden, insofern statistisch zu ermitteln, indem periodisch bekannte Digitalelemente einer eindeutigen Folge von Digitalelementen übertragen werden und bei der Empfangsstelle eine Paritätskontrolle durchgeführt wird. Die Durchführung derartiger Paritätskontrolle^ erfordert jedoch, daß das übertragene Signal vollständig auf das Basisband herunterdemoduliert wird, um die bekannten Digitalelemente herauszuholen und diese dann als Vergleich einer bekannten Folge gleicher Digitalelemente gegenüberzustellen, um die Anzahl von Fehlern, die durch das übertragungssystem eingeführt wurden, herzuleiten. Wird alternativ dazu eine duobinär.kodierte oder pegelkodierte korrelative Übertragung angewendet, kann zur Fehlerbestimmung eine Überprüfung auf Übertretungen der vorbestimmten Regeln des korrelierten Pulszuges durchgeführt werden. Dieser Sachverhalt wird in einem Artikel mit dem Titel "Faster Digital Communications With Duobinary Techniques" von Adam Lender, Electronics, 22. März 1963, S. 61-65 beschrieben. Wiederum ist jedoch eine Paritätskontrolle in Bit-auf-Bit-Basis des Signals erforderlich.

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In einem Artikel von Benjamin J. Leon et al mit dem Titel "A Bit Error Rate Monitor for Digital PSK Links" ist eine Untersuchung wiedergegeben, die sich mit der Erfassung der Güte eines derartigen Systems befaßt. Hier basiert das Kontrollverfahren auf der Verwendung einer künstlichen Schwelle für die Entscheidungsvariable und der Erzeugung eines meßbaren "Pseudofehlers". Ein anderer Artikel von G.S. Fang mit dem Titel "Alarm Statistics of the Violation Monitor and Remover", BSTJ, Oktober 1976, S. 119 7-1217, befaßt sich mit der Betriebsgüte in digitalen Übertragungssystemen.

In einem typischen Digitalfunksystem, bei dem eine große Anzahl von Relaisstationen eingesetzt sind, die im Vergleich zur Gesamtlänge des Systems unter relativ kurzen Abständen angeordnet sind, ist dieses Erfordernis,eine vollständige Paritätskontrolle des Basisbandsignals zur Ermittlung der Güte des Systems längs jedes Abschnitts

des Sendernetzes durchzuführen, relativ kostspielig. Somit glaubt man, daß der Einsatz derartiger Zähler bei jedem Funkrelais längs des Übertragungsweges sich nicht durchsetzen kann, obwohl es in wirtschaftlicher Hinsicht durchführbar erscheinen mag, einen derartigen Zähler an jeder Hauptempfangsstelle des Sendernetzes vorzusehen. Jedoch besteht auch noch der Wunsch, die Güte jedes Funkfeldes zu überwachen, damit Störungen am System leicht lokalisiert werden können. Eine ähnliche Problematik besteht auch in einem Kabelübertragungssystem für digitale Information, mit dem Unterschied, daß die Einführung von Fehlern ausschließlich von Mängeln in der Anlage und nicht von einer Abschwächung (fading) längs des Übertragungsweges herrührt.

Es wurde festgestellt, daß in Verbindung mit einer geschlossenen Rückführschleife konstanter Fehlerhäufigkeit eine adaptive Verschlechterung des binären Signals vor der Regeneration zur Verwirklichung eines Gütemonitors ausgenützt

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werden kann, der von einfacher Bauart ist und trotzdem direkte Anzeigen sehr geringer Fehlerdichten liefern kann.

Erfindungsgemäß wird ein Gütemonitor für ein verschlechtertes digitales Signal geschaffen, der Regeneratoren zur Wiederherstellung des verschlechterten digitalen Signals und desjenigen verschlechterten digitalen Signals, das gegen eine Gleichspannung versetzt ist,.besitzt. Zusätzlich enthält der Monitor einen Komparator, der im digitalen Zustand zwischen den zwei regenerierten digitalen Signalen Parity-Fehler erfaßt, und eine negative Rückführungs- bzw. Gegenkopplungsschaltung, welche auf den Ausgang des Komparators anspricht und die Höhe der Gleichspannung in einer derartigen Richtung variiert, daß zwischen den zwei regenerierten digitalen Signalen eine im wesentlichen konstante Fehlerrate aufrecht erhalten wird. Die Höhe dieser Gleichspannung ist dann ein Meßwert der Degradation des eintreffenden digitalen Signals und somit ein Maß der Fehlerdichte, die durch das System erzeugt wurde. Diese Gleichspannung ist einem Punkt auf der Wahrscheinlichkeitsverteilungsfunktion des wiederhergestellten bzw. zurückgestellten linearen (nicht regenerierten) Signals proportional.

Die Erfindung wird im folgenden beispielsweise anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigt:

Fig. 1 einen schematischen Stromlaufplan eines erfindungsgemäßen Gütemonitors;

Fig. 2 ein Augenmuster eines idealisierten binären Signals;

Fig. 3 ein typisches Augenmuster eines empfangenen binären Signals mit Nebensprechstörung; und

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Fig. 4 typische Kurvenverläufe von Schleifenfehlerraten, aufgetragen gegen die Fehlergleichspannung, für verschiedene Abschwächbedingungen des eintretenden Signals.

Nach Fig. 1 umfaßt der Gütemonitor ein Paar Regeneratoren, die aus Differentialverstärkern A1 und A2 bestehen, deren Ausgänge an einen Paritätskomparator angeschlossen sind, der ein exklusives -NOR-Gatter G1 enthält. Der Verstärker A1 arbeitet als der Primär- oder Hauptregenerator und stellt dadurch an seinem Ausgang das regenerierte binäre Ausgangssignal bereit, während der Verstärker A2 als Sekundär- oder Pseudofehler-Regenerator arbeitet. Das Ausgangssignal des Gatters G1 wird zum Eingang einer Gegenkopplungsschleife mit dem allgemeinen Bezugszeichen 10 geführt, das die Größe der Versetzungsgleichspannung, die dem Regenerator A2 eingespeist wird, steuert. Der Aufbau des Gütemonitors im Detail läßt sich leicht anhand der folgenden Beschreibung von Funktion und Arbeitsweise der verschiedenen Elemente des Aufbaus verstehen. In dieser Beschreibung bezieht sich die Fehlerdichte oder Fehlerrate des regenerierten binären Signals aur'verhältnis von Fehlerbits zur Gesamtzahl von übertragenen Bits,das sich aus Entscheidungsfehlern, eingeführt im Regenerator des Empfängers, ergibt. Dieses Verhältnis ist normalerweise sehr klein, nimmt aber bei einer starken Abschwächung des übertragenen Signals oder bei einer Verschlechterung der Übertragungs- und/oder der Empfangsanlage beträchtlich zu. Es sollte von der Schleifenfehlerrate oder Schleifenfehlerdichte unterschieden werden, die das Verhältnis von Fehlerbits zur Gesamtzahl übertragener Bits am Ausgang des Regenerators A2 ist. Dieses Verhältnis ist durch Konstruktionsparameter der Rückführungsschleife 10 festgelegt und bleibt bei Änderungen in der Fehlerrate des regenerierten Signals im wesentlichen konstant. Wie im weiteren noch erklärt wird, ändert sich die Gleichspannungsversetzung oder die Fehlerspannung in der

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Schleife bei einer Verschlechterung des eintretenden binären Signals so, daß diese Schleifenfehlerrate konstant gehalten wird.

Bei Betrieb wird ein nicht-regeneriertes binäres Signal, das beispielsweise vom Demodulator eines digitalen Rundfunksystems stammt, phasengleich an beide "-"-Eingänge des Regenerators A1 und A2 angeschlossen, die beide zueinander parallel von einem ■rückgewonnenen Taktgeber im Demodulator (nicht wiedergegeben) getaktet werden. Der Regenerator A1 ist mit seinem "+"-Eingang an Masse angeschlossen, während der Regenerator A2 mit seinem "+"-Eingang mit einer Quelle variabler Versetzungsgleichspannung verbunden ist.

Ein am Eingang des Monitors empfangenes binäres Signal kann so dargestellt werden, als wenn es ein idealisiertes Augenmuster besitzt, wie es in Fig. 2 zu sehen ist. Das Konzept des Augenmusters wird in einem Artikel mit dem Titel "Correlative Level Coding For Binary-Data Transmission" von Adam Lender, IEEE Spectrum, Februar 1966, S. 104-115 länger abgehandelt. Jedoch ist ein typisches Augenmuster eines nicht geschwächten Signals, das an den Eingang des Gütemonitors angelegt ist, aufgrund von Bandbegrenzungen des übertragenen Signals und anderen Verschlechterungen, die vom System eingeführt wurden, so, wie es in Fig. 3 zu sehen ist. Es sei deshalb hervorgehoben, daß sogar unter idealen Übertragungsbedingungen aufgrund normaler, durch Konstruktionsbegrenzungen im System bewirkter Signalverschlechterung ein teilweises Einschließen des Auges beobachtet wird. Da das Signal relativ symmetrisch ist, fällt der Schnittpegel des Regenerators A1

in die Mitte zwischen den "0"- und "1"-Pegel. Andererseits ist der Schnittpegel aufgrund der an den "+"-Eingang des Regenerators A2 angeschlossenen Versetzungsspannung unter normalen Bedingungen so versetzt, wie es in Fig. 3 zu erkennen

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ist. Dieser Pegel wird, wie es im weiteren noch im Detail erläutert wird, durch die negative Rückführungsschleife 10 zur Erzeugung einer vorbestimmten Bit-Fehlerrate am Eingang zum exklusiven -NOR-Gatter GI eingestellt.

Mit der dargestellten Festlegung des Schnittpegels des Regenerators A2 wird normalerweise an den Ausgängen der zwei Regeneratoren A1 und A2 Gleichheit bzw. Parität zwischen den regenerierten Signalen erreicht. Als Ergebnis davon wird der Ausgang des exklusiven -NOR-Gatters G1 normalerweise "hoch"-gehalten. Dies erzeugt am Q-Ausgang des D-Typ-Flip-Flops FF eine "1", wenn durch den Takteingang geschaltet wird. Der Transistor Q1 ist immer dann, wenn der Q-Ausgang des Flip-Flops eine "1" ist, mit Sperrwirkung vorgespannt. Folglich fließt während dieser Zeit von der negativen Spannungsquelle durch den Transistor Q1 hindurch kein Strom.

Aufgrund der Zufallsverteilung des Rauschens auf dem binären !Eingangssignal und der am Regenerator A2 angelegten Versetzungsspannung treten Parxtätsverletzungen oder eine Nichtkoinzidenz zwischen den zwei Signalen während eines kleinen Zeitanteils auf. Dies bewirkt, daß der Ausgang des exklusiven NOR-Gatters G1 "tiefgeht", was wiederum bewirkt, daß der Q-Ausgang des Flip-Flops ebenfalls "tiefgeht" (d.h., negativer als die Vorspannung an der Basis des Transistors Q1 ist, welche durch Vorspannungswiderstände R1 und R2 bestimmt wird). Zu diesem Zeitpunkt wird der Transistor QI "ein"-geschaltet, und es fließt von der negativen Spannungsquelle durch einen Widerstand R3 und den Transistor Q1 in einen Kondensator C1 Strom. Der Kondensator C1 bildet in Verbindung mit einem Widerstand R4 eine Vorintegrier schaltung, deren Aufgabe darin besteht, die Impulse vom Transistor Q1 in ausreichendem Maße zu mitteln, um zu verhindern, daß die Nachführrate bzw. SLEW-Rate des folgenden Differenzverstärkers A3 überschritten wird.

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Der Ausgang des Vorintegrators wird dann zum Hauptintegrator geführt, der einen Widerstand R5 und einen Kondensator C2 in Schaltungsverbindung mit dem Differenzverstärker A3 umfaßt. Die Ausgangsspannung des Verstärkers A3 wird durch die Vorspannung an seinem "+"-Eingang bestimmt, die ihrerseits durch den aus Widerständen R6 und R7/ die zwischen der positiven Spannungsquelle und Erde liegen, bestehenden Spannungsteiler festgelegt ist. Der Ausgang des Differenzverstärkers A3 ist über eine Diode D1 angeschlossen, die zur Verhinderung einer Umkehrung der Versetzungsgleichspannung während eines Inbetriebsetzens der Schaltung verwendet wird. Der Ausgang der Diode D1 erzeugt ein Gleichstromfehlerausgangssignal, das, wie im folgenden noch erläutert wird, eine Messung der Systemgüte liefert. Die Gleichstromausgangsspannung von der Diode D1 ist über einen Spannungsteiler, der Widerstände R8, R9 und einen Glättkondensator C3 umfaßt, mit dem "+"-Eingang des Regenerators A2 verbunden. Aufgrund der Gegenkopplung innerhalb der Schleife 10 verschiebt sich die Vorspannung am Eingang zum Regenerator A2 so in eine Richtung, daß eine konstante Fehlerrate am Eingang zum Flip-Flop FF hergestellt ist. Diese Bit-Fehlerrate wird überwiegend durch das Verhältnis der Ströme durch die Widerstände R3 und R4 eingestellt. Bei einer typischen Anwendung ist das Spitzenstromverhältnis (3,3 χ 10) :

was eine Schleifenfehlerrate ergibt, die dem reziproken Wert

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davon entspricht, d.h. 3 χ 10 . Wie sich aus den Schnitt~ pegeln in Fig. 3 erkennen läßt, wird nur eine Halbwellenerfassung verwendet. Dies entspricht jedoch einer genauen Spiegelung der einen Hälfte der Gesamtanzahl an Fehlern, die im Regenerator gebildet wurden, da das empfangene binäre Signal symmetrisch ist.

In einem typischen Digitalsystem hoher Kapazität wird ein 45-Megabit-Signal über das Rundfunkübertragungssystem übertragen.

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Um im Spektrum Bandbreite zu sparen, wird das Übertragungssignal im Sender bandbegrenzt. Bei zusätzlichem Rauschen und zusätzlicher Verzerrung, die in der Nachbildung

des Systems erzeugt wird, ist das Augenmuster eines idealisierten (d.h. ungeschwächten) empfangenen Signals ähnlich dem Muster, das in Fig. 3 wiedergegeben ist. Mit einer Bit-Fehlerrate im regenerierten Signal von <$C 1 χ 10~ läßt sich dieses Signal als im wesentlichen fehlerfrei betrachten. Derartige Bit-Fehlerraten lassen sich nur extrem schwierig direkt erfassen, da die Fehler sehr große Zeitabstände besitzen. Jedoch kann die Fehlerrate während einer starken Abschwächung des empfi
steigen.

des empfangenen Radiosignals leicht bis auf ^I χ 10 an-

Aus Fig. 3 läßt sich erkennen, daß die Versetzungsspannung, die an den "+"-Eingang des Regenerators A2 angelegt ist, bewirkt, daß sein Schnittpegel von dem des Regenerators A1 abweicht. Wenn das Rauschen und/oder die Verzerrung auf dem System anwachsen, erleidet das Signal größere Störungen, und es läßt sich erkennen,daß die Größe der Augenöffnung abnimmt. Da der negative Regelkreis 10 versucht, eine konstante Bit-Fehlerrate am Eingang zum exklusiven -NOR-Gatter G1 aufrecht zu erhalten, nimmt die Höhe der Gleichstromversetzungs- oderFehlerspannung mit anwachsendem Rauschen ab, so daß der Schnittpegel des Regenerators A2 sich in Richtung zum Schnittpegel des Regenerators A1 bewegt. Diese Abnahme in der Fehlerglexchspannung ist somit ein Maß für die Größe der Augenöffnung, die ihrerseits mit Fehlerdichten am Eingang zum Monitor direkt korreliert werden kann, obwohl sie nicht direkt individuelle Fehler erfaßt.

Typische Kurvenverläufe von Fehlerdichten am Ausgang des Flip-Flops FF gegen die zugeordnete Fehlerausgangsgleichspannung sind in Fig. 4 wiedergegeben. Wenn die Höhe der Schleifenfehlerrate

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ist, wird die Fehlergleichspannung am Ausgang des Monitors durch höchstwertbegrenzte Nebensprechverteilung beherrscht, wie es durch das Zusammenlaufen der Kurvenverläufe auf den
oberen Teil des Graphens zu angedeutet ist. Andererseits wird bei niedrigen Schleifenfehlerraten ^ 10 , ein weit unterhalb der Rauschverteilungskurve gelegener Punkt erfaßt, der
durch Gauß'sehe Interferenz beherrscht wird (wie es durch das Zusammenlaufen der Kurven auf den unteren linken Teil des
Graphen angedeutet ist.) In der Erstanwendung trat eine optimale Leistungsfähigkeit des Monitors bei Schleifenfehlerraten zwischen 10~³ und 10~⁴ auf.

Die Kurve A von Fig. 4 zeigt die normalisierte Fehlerspannung, wenn die Rückführungsschleife für verschiedene Schleifenfehlerraten bei idealisiertem empfangenem Signal (einem Signal, bei dem tatsächlich keine Entscheidungsfehler im Regenerator A1
gemacht werden) eingestellt ist. Die Kurve G zeigt die normalisierte Fehlerspannung für verschiedene Schleifenfehlerraten eines empfangenen Signals, das eine Fehlerdichte von ungefähr 10 besitzt. Ein derartiges Signal würde bei einer starken
Abschwächung des übertragenen Funksignals erhalten werden.
Die anderen Kurven B-F geben die normalisierte Fehlerspannung für binäre Signatezwischen den zwei Extremas, die in den Kurven A und G gezeigt sind, wieder. Diese Gruppe der Kurven A-G ist typisch für diejenigen Kurven, die man für schwache bzw.
flache Gauß'sehe Rauschstörung auf dem empfangenen Signal
erhalten würde. Eine tonale oder eine monoton erzeugte
Interferenz bewirkt, daß die gesamte Kurvengruppe nach links
verschoben wird, während ein Impulsrauschen lediglich bewirkt, daß die unteren Bereiche dieser Kurven leicht nach links verschoben werden.

Der Schnitt der Kurven A-G mit der horizontalen Linie H zeigt die normalisierte Gleichstrom-Fehlerspannung am Ausgang des
Monitors bei einer ausgewählten Schleifenfehlerrate von

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3 χ 10 . Diese Fehlerspannung kann leicht für Gauß'sche Störung in eine Fehlerdichte auf dem regenerierten binären Signal umgesetzt werden. Typische Fehlerdichten, die man erfassen würde, sind in der folgenden Tabelle wiedergegeben:

Kurvenschnitt mit der	normalisierte Gleich	Fehlerdichte
Linie H (Schleifen?	strom-Fehlerspannung	des regenerier
fehlerrate 3 χ 10 )		ten binären
		Signals
A	0,50	« ίο"¹⁶
B	0,40	1 χ 10"¹²
C	0,30	1 x 10~⁸
D	0,20	1 χ 10~⁶
E .	0,12	1 χ 10~⁴
F	0,08	3 χ 10~⁴
G	0,05	1 χ 10~³

Es sei bemerkt, daß dieser Gütemonitor die durch Änderungen in der Wahrscheinlichkeitsfunktion bewirkte Änderung in der Augenöffnung mißt und nicht die Fehler direkt zählt. Jedoch stellt eine derartige Prüfung eine relativ genaue Anzeige der Gesamtgüte des Systems dar.

Die oben angeführte Tabelle zeigt, daß es bei extrem niedrigen Fehlerraten, wo das System normal arbeitet, eine beachtliche Änderung in der Gleichstrom-Fehlerspannung gibt. Zusätzlich reagiert der Monitor sehr rasch auf plötzliche Anstiege in der Fehlerdichte, da vielmehr der gesamte digitale Impulsfluß als nur ein Probeausschnitt erfaßt wird, wie es bei den bekannten Paritätsüberprüfgeräten oder Fehlerzählern der Fall ist. Auch ist der Regelkreis zeitlich gesehen gegenüber der Änderungsgeschwindigkeit der Gleichstrom-Fehlerspannung nichtlinear.

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Damit bewirkt jedes plötzliche Anwachsen in der Fehlerdichte des eintretenden Impulsstromes, daß sich am Ausgang des Komparators eine Vielzahl von Paritätsverletzungen bilden, bis sich das System wieder auf die Schleifenfehlerrate stabilisiert. Allgemein heißt dies, daß der Gütemonitor deshalb die Fehlerdichte viel rascher als ein Fehlerzähler anzeigt, der die Ergebnisse zur Bestimmung der wahren Fehlerdichte eine Zeit lang mitteln muß.

Somit wird erfindungsgemäß ein Gütemonitor zur Bestimmung.der Fehlerdichte eines digital übertragenen Signals geschaffen, bei dem die Höhe einer Versetzungsgleichspannung, die an einen Regenerator angelegt ist, in einem Regelkreis so geregelt wird, daß zwischen dem Ausgang des Regenerators und eines anderen Regeneratorseine konstante Fehlerrate aufrechterhalten wird; die Höhe der Spannung dient dabei als Maß der Qualitätsverringerung des empfangenen Signals und damit als Maß seiner Fehlerdichte.

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Leerseite

Claims

Patentansprüche

Fehlerspannungs-Ausgabeschaltung für einen Gütemonitor zur Erfassung eines in seiner Qualität verminderten digitalen Signals, mit einem ersten Regenerator zur Regenerierung des verschlechterten digitalen Signals, dadurch gekennzeichnet , daß ein zweiter Regenerator (A2) das verschlechterte digitale Signal versetzt gegen eine Gleichspannung regeneriert, daß ein Komparator (G1) Paritätsfehler im digitalen Zustand zwischen den zwei regenerierten digitalen Signalen erfaßt, daß eine negative Rückführungsschaltung (10), die auf die Anzahl der Paritätsfehler am Ausgang des Komparators anspricht, die Höhe der Gleichspannung so ändert, daß zwischen den zwei regenerierten digitalen Signalen eine im wesentlichen konstante Fehlerrate aufrechterhalten ist, und daß ein Ausgang für die Gleichspannung vorgesehen ist, wobei die Höhe der Gleichspannung ein Maß für die Verschlechterung des digitalen Signals und damit für die Fehlerdichte ist.

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DR. C. MANITZ ■ D1PL.-ING. M. FINSTERWALD β MÖNCHEN 22. BOiERT-KOCH-STRASSE 1 TEL. (089) 22 -t2 II. TELEX OS - 29672 PATMF

DIPL.-INC. W. 0RÄMKOW 7 STUTTGART 50 < BAD CANNSTATT) SEELBERGSTR. 23/25. TEL. (0711)56 7 2 61

ZENTRALKASSE BAYER. VOLKSBANKEN MÖNCHEN. KONTO-NUMMER 7270 POSTSCHECK: MÖNCHEN 77062-805

OFMGfNAL INSPECTED
2. Fehlerspannungs-Ausgabeschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß der Komparator für jeden Paritätsfehler in den binären Zuständen zwischen den regenerierten Signalen vom ersten und zweiten Regenerator ein Ausgangssignal erzeugt, und daß die negative Rückführungsschaltung auf das Ausgangs signal des !Comparators zur Regelung der Höhe der variablen Gleichspannung anspricht, um die Rate von Paritätsfehlern zwischen den regenerierten Signalen im wesentlichen konstant zu halten.
3. Fehlerspannungs-Ausgabeschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die negative Rückführungsschaltung einen Stromgenerator (Q1) enthält, daß eine Schaltungseinrichtung (FF) den Stromgenerator in Abhängigkeit von einem Ausgangssignal des Komparators

schaltet, und daß Schaltungselemente (R5, C2, A3) zur Herleitung der variablen Gleichspannung das Ausgangssignal des Stromgenerators integrieren.
4. Fehlerspannungs-Ausgabeschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß jeder der Regeneratoren ein übersteuerter Differenzverstärker ist, wobei das verschlechterte digitale Signal direkt zwischen Eingängen des ersten Regenerators angelegt ist und zwischen den Eingängen des zweiten Regenerators mit der variablen Gleichspannung in Reihe angeschlossen ist.

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