DE2726841A1 - Elektromagnetischer vibrator - Google Patents

Description

Elektromagnetisch betriebene Vibratoren werden üblicherweise bei der gleichen oder der doppelten Frequenz der Wechselstromleistung verwendet, die denn Elektromagneten zugeführt wird ,der den Antriebsmotor bildet. Da die meisten Versorgungsnetze mit 60 oder 50 Hz arbeiten, arbeiten die Antriebsmotoren mit Frequenzen von 3000, 3600, 6000 oder 7200 Perioden pro Minute.

Diese Frequenzen sind für eine gute Schwingungsübertragung zu hoch, und die Einschränkung des Betriebs auf genau die erwähnten Frequenzen erfordert, daß ein großer Teil der elektromagnetisch erzeugten Kraft zur Synchronisierung der mechanischen Schwingung mit der Betriebsfrequenz verwendet wird und nur ein kleiner Teil für die Nutzarbeit verbleibt. Wenn diese Antriebsmotoren genau auf die Betriebsfrequenz abgestimmt sind, sprechen sie auf Änderungen der Last entweder durch einen zu starken Hub bei geringer Last oder keiner Last oder durch Blockieren bei einer Last über der Nennlast sehr stark an.

Durch die Erfindung wird ein elektromagnetischer Vibrator geschaffen, bei dem ein zu vibrierendes Arbeitsstück mit einem Erregungselement durch eine elastische Einrichtung verbunden ist, um ein Schwingungssystem mit einer natürlichen Frequenz zu schaffen, die niedriger als ein Drittel der Frequenz der Wechselstromleistungsquelle ist. Das System wird von einem elektromagnetischen Linearmotor mit Energie versorgt, der zusammenwirkende Teile an den beiden Elementen hat. Eine Halbleiterschalteinrichtung und ein logischer Kreis, der auf die Leistungsquelle und die Schwingung des Vibrators anspricht, sind so angeordnet, daß ein Motorstromfluß von einer Netzleitung während der ersten Halbperiode der Netzspannung auftritt, nachdem der Luftspalt des Motors maximal ist, um den Stromfluß für wenigstens einen Teil der nächsten Halbperiode der Netzspannung von der Leistungsquelle unabhängig zu halten, und den Stromfluß während der

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nächstfolgenden Halbperiode zu unterbrechen.

Der zeitliche Verlauf des dem elektromagnetischen Motor zugeführten Stroms wird durch die mechanische Schwingung derart bestimmt, daß das System auf der Resonanzfrequenz des Vibrators arbeitet und praktisch die gesamte elektromagnetisch erzeugte Kraft dazu verwendet wird, die Reibung und Lastverluste in dem System zu überwinden. Der Betrieb bei weniger als einem Drittel des Frequenz des üblichen elektromagnetischen Vibrators verringert die erforderliche Federkraft um 9 : 1 im Vergleich zu dem üblichen Vibrator, und die niedrigere Arbeitsfrequenz bei entsprechend größeren Hüben schafft eine bessere Übertragungswirkung.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Figuren 1 bis beispielsweise erläutert. Es zeigt:

Figur 1 eine vereinfachte Seitenansicht des Vibrators,

Figur 2 ein Schaltbild der Halbleiterschaltkreise, die wahlweise die Elektromagneten mit der Netzleitung verbinden,

Figur 3 ein Diagramm, aus dem der Verlauf der Spannung und des Stroms hervorgehen, die auf die Elektromagneten gegeben werden,

Figur 4 ein Zeitdiagrairm der logischen Steuerkreise,

Figur 5 ein Schaltbild der Zeitsteuerkreise für die logischen Steuerkreise,

Figur 6 ein Schaltbild der Amplitudensteuerkreise in den logischen Steuerkreisen, und

Figur 7 ein Schaltbild der Torschaltungen, die die Halbleiterschaltkreise entsprechend Signalen der logischen Kreise steuern.

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Fig. 1 zeigt eine einfache Form des Vibrators. Wie gezeigt ist, hat der Vibrator 1 einen Behälter 1 und sich nach unten erstreckende Seitenrahmen 2, die ein zu vibrierendes Werkstück 3 bilden. Das Werkstück 3 hat zwei Querstücke 4, an denen Tragfedern (nicht gezeigt) befestigt sind. Ein Erreger 5 wird von Auslegerfedern 6 getrager, die an rechteckigen Rohren 7 befestigt sind, die sich zwischen den Seitenrahmen 2 des Werkstücks 3 und rechteckigen Rohren des Trägers 5 erstrecken.

Zwei Paare Elektromagneten 9, 10 und 11, 12, die elektromagnetische Motoren bilden, haben Elektromagnete 9 und 12, die an den Seitenrahmen 2 befestigt sind, und Elektromagnete 10 und 11, die an dem Erreger 5 befestigt sind. Die Motoren haben Luftspalte 13, 14, deren Länge sich relativ zu der Bewegung zwischen dem Werkstück 3 und der* Erreger 5 ändert.

Ein Signalwandler 15 besteht aus einer Wicklung 16, die an dem Seitenrahrcen 2 befestigt ist, um mit einem Permanentmagneten 17 zusammenzuwirken, der an dem Erreger 5 befestigt ist, um eine elektrische Spannung entsprechend der relativen Geschwindigkeit des Erregers 5 bezüglich des Werkstücks 3 zu erzeugen.

Vorzugsweise beträgt das Gewicht des Erregers 5 einschließlich der daran starr befestigten Teile wenigstens die Hälfte des Gewichts des V7erkstücks 3. Die Federn 6 sind so gewählt, daß die natürliche Schwingungsfrequenz des Schwingungssystems der Federn, des Werkstücks und des Erregers nahezu, jedoch weniger als 1/3 der Frequenz der Wechselstromleistung beträgt, die zum Antrieb des Systems zur Verfügung steht.

Die Wechselstromleistung zum Antrieb des Systems wird über einen Halbleiterschaltkreis zugeführt, den Fig. 2 zeigt. Wie gezeigt ist, sind Leitungen 20 und 21, die

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von geeigneten Trennschaltern (nicht gezeigt) ausgehen, mit der Primärwicklung 22 eines Steuerleistungstransformators 23 und einem gesteuerten Vollweggleichrichter bestehend aus Silizium-Thyristoren 24 bis 27, verbunden. Während ausgewählter Perioden fließt Strom aus der Netzleitung 20 (oder 21) über den Thyristor 24 (oder 25), eine Diode 28, die als Stromsensor dient, über Wicklungen zweier Elektromagneten 9, 10 und einen Wähl-Silizium-Thyristor 29 oder Elektromagneten 11, 12 und einen Wähl-Silizium-Thyristor 30, und dann über einen Gleichrichter-Silizium-Thyristor 26 (oder 27) zu der Netzleitung 21 (oder 20). Während eines Hauptteils der nächster Halbperiode, die jeder ausgewählten Halbperiode folgt, fließt ein Magnetstrom unabhängig von den Netz leitungen 20, 21 über einen Rückweg, der den Thyristor 31 umfaßt. Während der nächsten bzw. einer folgenden Halbperiode werden die Elektromagneten mit der Netzleitung in entgegengesetzter Stromrichtung verbunden, um den Wicklungsstrom schnell auf Null zu verringern.

Bei der bevorzugten Arbeitsweise besteht jede Erregung eines Elektromagneten aus drei Teilen und einer wahlweisen Verweilzeit, wobei jeder Teil etwa eine halbe Periode der Wechselstromleistung beträgt. Die Verweilzeiten werden beseitigt, wenn es notwendig ist, um die Magneterregungen mit der mechanischen Schwingung in Phase zu halten. Fig. zeigt die sich ergebende Folge. In dieser Zeichnung stellt die Kurve 32 die relative Geschwindigkeit des Erregers 5 gegenüber dem Werkstück 3 dar. Die Gleichrichter-Thyristoren 24 und 26 (oder 25 und 27) werden am Punkt A eingeschaltet, der der Beginn der ersten Halbperiode der Netzspannung ist, der nach einem Geschwindigkeitsnullpunkt auftritt. Die verfügbare Spannung zur Erregung der Magnete ist durch eine halbe Sinuswelle 33 gezeigt. Nimmt man an, daß das System volle Leistung benötigt und daß der Luftspalt 13 maximal ist, wird auch der Wählthyristor 29 eingeschaltet, so daß sich der Stromfluß in den Wicklungen

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der Magneten 9 und 10, wie durch die Kurve 34 gezeigt ist, von dem Punkt A zu dem Punkt B während des Intervalls A-B aufbaut. Am Punkt B, wird, da die Netzspannung durch Null geht, der Rückweg-Thyristor 31 eingeschaltet und der Stromfluß, der von der Induktivität des Magneten getragen wird, verschiebt sich von den Brtickengleichrichtern 24, 26 zu dem Thyristor 31. Die Spannung über der Magnetwicklung wird dann gleich der Summe der Spannungsabfalle über dem Thyristor 31 und der Diode 28. Von dem Punkt B an, dem Beginn der zweiten Netzperiode, nimmt der Stromfluß langsam längs der Kurve 35 zu dem Punkt C ab, wenn eine geringe oder keine Schwingung auftritt, oder längs der Kurve 36 zu dem Punkt C", wenn nahezu die Vollhubschwingung auftritt.

Am Punkt C nahe dem Ende der zweiten Netzhalbperiode werden die Brückengleichrichter 25 (oder 24) und 27 (oder 26) eingeschaltet. Dadurch wird eine positive Spannung auf die Magnetwicklungen gegeben, wie durch die Spannungskurve 37 angegeben ist, um den Rückweg-Thyristor 31 umzuschalten. In der dritten Halbperiode, die beim Punkt D beginnt, da die Spannung umkehrt, wirkt dann die angelegte Spannung dem Stromfluß entgegen und der Strom fällt an oder nahe an dem Punkt E ab. Bei der gezeigten Phasenbeziehung der Geschwindigkeitskurve ereignet sich während der vierten Halbperiode, der wahlweisen Ruheperiode, nichts, die von dem Punkt F bis zum Punkt G dauert.

Da die Schwingungshalbperiode weniger als vier Halbperioden Wechselstromleistung umfaßt, rückt die Phase der Geschwindigkeit vor, bis der Null-Durchgang, der in dem Intervall F-G gezeigt ist, in das Intervall D-F vorrückt. Wenn dies eintritt, wird die Verweilzeit von F bis G für diese Periode beseitigt und die nächste Magneterregung beginnt in der nächsten Halbperiode. Wenn keine Schwingung auftritt, wie beim Beginn aus der Ruhestellung, wird jedes

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zweite Intervall F-G unterdrückt. Durch diese Unterdrückung des Verweilintervalls entsprechend der Phase der mechanischen Schwingung wird die der Netzleitung entnommene Leistung synchron zu der mechanischen Schwingung gehalten und es wird praktisch die gesamte Kraft der Magenten zur Überwindung der Verluste in dem System verwendet.

Die zeitliche Steuerung der Vorgänge in den verschiedenen Steuerkreisen zur Erzielung der beschriebenen Arbeitsweise ist in dem Zeitdiagramm der Fig. 4 gezeigt. Die logischen Kreise, deren Zeitsteuerung gezeigt ist, haben zwei monostabile Multivibratoren, einen 1:8-Zähler, einen Decoder, Funktionsverstärker und Torschaltungen, wie die Fig. 5, 6 und 7 zeigen.

Bezugnehmend auf Fig. 5 ist eine Sekundärwicklung 40 des Transformators 23 mit Mittelabgriff über Dioden 41, 42 mit einer Leitung 43 verbunden, die über Widerstände 44, 45 mit einer Masseleitung 46 verbunden ist. Die Spannung auf der Leitung 43 ist durch die obere Kurve 47 in Fig. 4 wiedergegeben. Die Leitung 4 3 ist auch über eine Diode 48 und einen Spannungsregler 49 geschaltet, um eine positive Netzleitung 50 auf 5 V zu halten, die übliche Spannung Vcc für die logischen Schaltelemente. Wenn sich die Spannung auf der Leitung 43 zum Ende jeder Halbperiode der Wechselstromleistung Null nähert, und der Strom durch den Widerstand 44 abnimmt, wird ein Transistor 51 gesperrt, um einen monostabilen Multivibrator bzw. Zeitgeber 52 zu triggern, der als Zeitgeber T-1 dient. Der Zeitgeber 52 erzeugt einen negativen Impuls 53 (Fig. 4, zweite Zeile) an seinem Ausgang 1 und einen positiven Impuls 54 an seinem Ausgang 6. Diese Impulse haben eine Dauer von etwa 100 Mikrosekunden. Der negative Impuls wird über eine Leitung 55 auf die Eingänge 2 und 4 eines zweiten Zeitgebers 56 gegeben. Dieser Zeitgeber 56 erzeugt einen positiven Impuls 57 von etwa 7OO Mikrosekunden an seinem Ausgang 3 in Abhängigkeit von dem negativen Eingangsimpuls. Dieser Impuls, der über eine Leitung 58 über-

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tragen wird, wird in einem NOR-Glied 59 invertiert und über eine Leitung 60 zu dem Eingang eines 1:8-Zählers übertragen.

Der Zähler 61 schaltet an der Vorderflanke jedes der Impulse 57 um eine Zählung vorwärts. Der Zähler 61 ist über Leitungen 62 mit einem Decoder 63 verbunden. Der Decoder 63 hat Ausgänge 1 bis 8, die aufeinanderfolgend niedrig werden, wenn die Zählung in dem Zähler die acht Zählunoen durchläuft. Ein Satz Magnete wird während der Folge 1 bis 4 der Zählungen erregt, der andere Satz in der Folge 5 bis 8. Eine niedrige Spannung am Ausgang 1 oder 5 entspricht dem Intervall A-B der Fig. 3. Eine niedrige Spannung an dem Ausgang 2 oder 6 (Zählungen 2 oder 6) entspricht dem Intervall B-D der Fig. 3, und eine niedrige Spannung an dem Ausgang 3 oder 7 (Zählungen 3 oder 7) entspricht dem Intervall D-F der Fig. 3.

Wenn, wie zuvor erwähnt wurde, die relative Geschwindigkeit, die durch die Kurve 32 gezeigt ist, während des Intervalls D-F durch Null geht, wird das Intervall F-G unterdrückt. Die Unterdrückung wird durch Schalten des Zählers an der Vorderflanke des T-A-Impulses 53 ebenso wie des Τ-2-Impulses 57 durchgeführt, so daß Zählungen 3 und 4 oder 7 und 8 in der gleichen Halbperiode der Versorgungsspannung auftreten. Hierzu wird das Geschwindigkeitssignal der Wicklung 16 mit den Decodersignalen der Ausgänge 3 oder 7 zur Torsteuerung des Impulses T-1 zu dem Zählereingang kombiniert. Das Aufnahmespannungssignal, das der relativen Geschwindigkeit zwischen den Schwingungsteilen entspricht, wird über einen Funktionsverstärker 64, der als Spannungskomparator arbeitet, geleitet, um ein Rechteck-rPhasenanzeigesignal auf der Leitung 65 zu erzeugen. Wenn dieses Signal während der Zählung 3 niedrig ist, gibt das NOR-Glied 66 ein hohes Signal an das NOR-Glied 67 und damit ein niedriges Signal auf der Leitung 68 an das NOR-Glied 69 ab. Bei niedrigem Signal auf der Leitung 68 spricht das NOR-Glied 69 auf

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die negative Flanke des Impulses 53 des Zeitgebers T-1 an, der über einen Kondensator 70 und eine Leitung 71 übertragen wird, und gibt ein hohes Signal an ein NOR-Glied 59 ab. Dieses Signal wird in dem NOR-Glied 59 invertiert und erscheint als negatives Signal, das über die Leitung 60 auf den Zähler 61 gegeben wird.

Die gleiche Wirkung tritt während der Zählung 7 ein, wenn das Aufnahmesignal auf der Leitung 65 hoch ist. Dabei wird das Signal im Inverter 72 umgekehrt und in dem NOR-Glied 73 mit dem Decodersignal des Ausganges 7 während der Zählung 7 kombiniert. Das sich ergebende Signal wird über die Glieder 67, 69 und 59 auf den Eingang des Zählers gegeben. Wenn die Geschwindigkeit der Schwingungsbewegung durch Null geht, d.h. an den Enden des Schwingungshubes, wenn der eine oder andere Luftspalt 13 oder 14 maximal ist, wird während des StromunterbrechungsIntervalls D-F (Fig. 3) der Zähler von dem T-1-Impuls 53 ebenso wie von dem Τ-2-Impuls 57 weitergeschaltet, um das Unterbrechungsintervall F-G zu beseitigen.

Die Schwingungsamplitude des Werkstücks 3 und des Erregers 5 wird durch Einstellung der Leistungsaufnahme der Magneten gesteuert. Die Leistungsaufnahme wird durch Einstellung der Zeit in den Intervallen A-B der Fig. 3 gesteuert, zu der der Wählthyristor 29 oder 30 getriggert bzw. eingeschaltet wird. Im allgemeinen geschieht dies zuerst durch Gleichrichten des Ausgangssignals des Geschwindigkeitswandlers 15, Mittelwertbildung der gleichgerichteten Ausgangsspannung und Vergleich des Mittelwertes mit einem Steuersignal, um ein erstes Fehlersignal zu erzeugen. Gleichzeitig wird das Gleichrichterausgangssignal teilweise differenziert, um ein Amplitudensignal und die Änderungsgeschwindigkeit des Amplitudensignals zu erhalten, wobei dieses Signal mit dem ersten Fehlersignal verglichen wird, um ein zusammengesetztes Fehlersignal zu erhalten, und schließlich das zusammengesetzte

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Fehlersignal mit einer Sägezahnspannung verglichen wird, um das zusammengesetzte Signal in ein veränderbares Zeitsignal zur Triggerung der Thyristoren 29 und 30 umzuwandeln.

Das Ausgangssignal der Wandlerwicklung 16 wird über einen Präzisions-Vollweg-Gleichrichter geleitet, der Funktionsverstärker 74 und 75 aufweist. Der Verstärker 74 ist als Spannungsfolger geschaltet, um die Spannung auf der Ausgangsleitung 76 genau gleich den positiven Halbperioden der Signalspannung zu halten. Der Verstärker ist ein invertierender Verstärker mit der Verstärkung 1, der so ausgebildet ist, daß er die positive Spannung auf der Ausgangsleitung 76 mit Ausnahme des Vorzeichens genau gleich den negativen Halbperioden der Signalspannung hält. Die Spannung auf der Ausgangsleitung 76 wird gemittelt und mit einem Steuersignal eines Potentiometers 77 in einem Funktionsverstärker-Integrator 78 verglichen. Das Ausgangssignal des Integrators 78, das auf der Leitung 79 erscheint, ist das erste Fehlersignal, das auf den invertierenden Eingang eines Funktionsverstärkers 80 gegeben wird. Gleichzeitig wird das Spannungssignal, das auf der Gleichrichterausgangsleitung 76 erscheint, über einen Spannungsteiler und ein Leitungsnetzwerk aus Widerständen 81 bis 83 und einem Kondensator 84 zu dem nicht invertierenden Eingang 85 des Verstärkers 80 übertragen. Die Spitzenspannung am nicht invertierenden Eingang 85 stellt die maximale Geschwindigkeit zwischen den Teilen dar, erhöht oder vermindert um einen der Zunahme oder Abnahme der maximalen Geschwindigkeit entsprechenden Betrag von der vorherigen Periode an, d.h., es wird ein Geschwindigkeitssensorkreis gebildet. Diese Spannung und das Fehlersignal auf der Leitung 79 werden in dem Verstärker 80 kombiniert und zur Ladung eines Signalhaltekondensators während jeder Spitze des Wandlersignals verwendet. Die Spannung an dem Signalhaltekondensator 86 wird auf den einen Anschluß 87 eines Spannungskomparators 88 gegeben.

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Der Signalhaltekondensator dient dazu, eine konstante Spannung auf dem Komparatoreingang 87 während der Zählungen 1 oder 5 aufrecht zu erhalten, um Schwankungen der Leistung bei Änderung der Phase zwischen der Netzspannung und der mechanischen Schwingung zu vermeiden. Ein weiterer Anschluß 89 des !Comparators 88 erhält eine Sägezahnspannung von einem Sägezahngeneratorverstörker 90.

Der Sägezahngenerator 90 besteht aus einem Funktionsverstärker, dessen invertierender Eingang 91 über eine Reihenschaltung eines Widerstandes 92 und eines Kondensators mit dem Verstärkerausgang 94 verbunden ist, um die Sägezahnspannung dem Komparatoreingang 89 zuzuführen. Ausgenommen während der Zählungen 1 und 5 wird ein nicht invertierender Eingang 95 des Verstärkers 90 durch den Stromfluß von einem Potentiometer 96 über Widerstände 97 und 98 und eine Diode 99, die an ein Verknüpfungsglied 100 angeschlossen ist, niedrig gehalten. Wenn der nicht invertierende Eingang 95 niedrig ist, wird der Ausgang niedrig, bis der Stromfluß durch eine Diode 101, die von dem invertierenden Eingang 91 zum Ausgang 94 geschaltet ist, über die Diode 102 Strom zieht, um die Spannung des invertierenden Eingangs auf die Spannung des nicht invertierenden Eingang 95 herabzuziehen.

Während der DecoderintervalIe 1 und 5, d.h. der Zählungen 1 und 5, wird der eine oder andere Eingang des Glieds niedrig, und dessen Ausgangssignal hoch, um den Stromfluß durch den Widerstand 9 8 zu unterbrechen. Die Spannung am Eingang 95, am Ausgang 94 und am Eingang 91 steigt darauf sofort auf die Spannung des Schiebers des Potentiometers 95 an. Dies bewirkt den scharfen Anstieg des Sägezahnsignals in Fig. 4. Der Sägezahnstrom fließt stets von dem invertierenden Eingang 91 über den Widerstand 103 zu einer Quelle einer negativen Spannung. Wenn der Stromfluß durch die Widerstände 97 und 98 unterbrochen wird, wird dieser Strom über den Widerstand 103 von dem Lade-

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strom über den Kondensator 9 3 geliefert. Dies führt zu einem linearen Anstieg der Spannung, d.h. der Sägezahnspannung, am Verstärkerausgang 94. Der eine oder andere Thyristor 29 und 30 wird gezündet bzw. eingeschaltet, wenn die Sägezahnspannung die Spannung an dem Signalspeicherkondensator 86 erreicht.

Jeder der Thyristoren hat einen Zünd- bzw. Triggerkreis, der auf Signale der logischen Kreise anspricht. Diese Kreise sind alle gleich und in Fig. 2 gezeigt. Der Zündkreis für den Thyristor 25 ist im einzelnen gezeigt. Jeder Zündkreis hat einen optischen Koppler bzw. einen Optoisolator 104 und einen zweistufigen Transistorverstärker 105, der über die Steuerelektroden-Kathodenstrecke des Thyristors Strom zuführt. Der Optoisolator 104 besteht aus einer lichtemittierenden Diode 106 und einem Fototransistor 107 in einer einzigen Baugruppe. Die Diode und der Transistor sind voneinander elektrisch isoliert, so daß sie mit sehr verschiedenen Potentialen arbeiten können. Der Fototransistor und der Stromverstärker 105 werden von einem Brückengleichrichter 108 und. einem an die Sekundärwicklung 110 des Transformators 23 angeschlossenen Kondensator 109 mit Energie versorgt. Wenn die Kathoden einiger Thyristoren wie der Thyristoren 24, 25 und 31 zusammengeschaltet sind, können ihre Zündkreise auf eine Energiequelle verteilt sein. Ansonsten sind getrennte Energiequellen erforderlich.

Die Verknüpfungskreise in Fig. 7 erregen die verschiedenen Zündkreise durch Verbindung der Kathoden der jeweiligen lichtemittierenden Dioden mit Masse. Um den Thyristor 31 in Fig. 2 einzuschalten, wird von der 5 V-Quelle über den Widerstand 111, die lichtemittierende Diode 112, die Leitung 113 und die Torschaltung 114 (Fig. 7) Strom gezogen. Die Torschaltung 114 spricht auf Decodersignale für Zählungen 2 und 5 mittels der Torschaltung 115 und

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die Τ-2-Impulse 57 an. Somit wird der Thyristor am Punkt B (Fig. 3) momentan eingeschaltet. Um die Thyristoren 24 bis 27 des Brtickengleichrichters zu steuern, wird ein Signal entsprechend dem Sockelteil (positive Anfangsspannung) der Sägezahnspannung über das NOR-Glied 116 übertragen, mit Netzphasenspannungen in den Gliedern 117 oder 118 kombiniert und in Invertern 119 und 120 invertiert, die über Leitungen 121 und 122 und lichtemittierende Dioden der Zündkreise der Thyristoren 24, 26 oder 25, 27 so lange Strom ziehen, als eine Sägezahnspannung und eine positive Spannung von der Anode zur Kathode in den Thyristoren vorhanden ist. Diese Thyristoren werden auch während der Zählungen 2 und 6 durch den Impuls T-1 kurzzeitig erregt. Während der zweiten und sechsten Zählungen gibt das Glied 115 ein positives bzw. hohes Signals auf das Glied 123. Der positive Impuls 54 des T-1-Zeitgebers 52 wird über die Leitung 124 auf das Glied 123 gegeben, dann in dem Inverter 125 invertiert und über das Glied 116 auf die Glieder 117 und 118 gegeben, die zu den Zündkreisen der Thyristoren 25 bis 27 führen. Dies ergibt dann die Einschaltung am Punkt C in den Kurven in Fig. 3.

Die Zündkreise 126, 127 der Wählthyristoren 29, 30 werden über Leitungen 128, 129 von den Invertern 130, 131 aus erregt, die von Gliedern 132, 133 gesteuert werden. Die Glieder 132 kombinieren das Decoderzählsignal 1 mit dem. Ausgangssignal des Signalkomparators 88, das über die Leitung 134 empfangen wird, so daß der Thyristor 29 während des ersten Intervalls mit der richtigen Phasenbeziehung gezündet wird. In gleicher Weise kombiniert das Glied das Decoderzählsignal 5 mit dem Signals des Komparators 88, um den Zündthyristor 30 zum richtigen Zeitpunkt zu zünden. Somit wird jeder Magnet in der Halbperiode der Spannung unmittelbar nachdem dessen Luftspalt die maximale Länge erreicht und schließt. Die Verknüpfungsschaltung für den Thyristor 31 ist ebenfalls so ausgebildet, daß der Signal-

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speicherkondensator 86 über die Diode 135 und den Widerstand 136, der mit der Leitung 113 verbunden ist, teilweise entladen wird. Ohne diese teilweise Entladung hat der Signalspeiche rkondensator keinen Entladeweg, so daß der Kreis sehr langsam auf eine Abnahme der Schwingungsamplitude aufgrund der Zunahme der Last anspricht.

Es ist unerwünscht, eine wesentliche Spannung in Flußrichtung auf die Magnetwicklungen zu geber, wenn sie bereits stromführend sind, da dies zu einer Sättigung des Magneteisens und einen übermäßigen Wicklungsstrom führen könnte. Der Stromfluß in den Magnetwicklungen wird daher ermittelt und der Betrieb des Sägezahngenerators 90 wird unterbrochen, solange ein Stromfluß auftritt. In der Schaltung bewirkt der Spannungsabfall über der Stromsensordiode 28, daß sich der Stromfluß durch den Widerstand 137 von der Diode 138 auf die lichtemittierende Diode 139 des Optoisolators 140 verschiebt. Der Fototransistor des Isolators 140 läßt dann Strom über die Leitung 141 vom Eingang 95 des Sägezahngenerators 90 nach Masse 46 durch. Dadurch wird der Sägezahngenerator 90 gesperrt gehalten. Ein niedriger Widerstand 142 parallel zu der Stromsensordiode 28 verringert die Erzeugung von Sperrspannungen über der Stromsensordiode 28 auf ein Minimum.

Die Schaltung für den Vibrator wurde für dessen Betrieb im Frequenzbereich von 900 bis 1200 Perioden pro Minute gezeigt und beschrieben. Die Arbeitsweise im Bereich von 1200 bis 1800 Perioden pro Minute kann durch Weglassen des Intervalls B-D erreicht werden, d.h., durch Ausbilden des Zählers 61 zur 1:6-Zählung unter Weglassung der Zählungen 2 und 6. Die Weglassung des Intervalls B-D verringert jedoch den Leistungsfluß von der Netzleitung zu dem Vibrator erheblich.

Die Arbeitsweise im Frequenzbereich von 720 bis 900 Perioden pro Minute ist durch Ausbilden des Zählers 61 als 1:iO-Zähler

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und der Torschaltungen zur Verzögerung des Triggerimpulses für den Punkt C (Fig. 3) um eine halbe Periode der Netzspannung möglich. Diese Arbeitsweise erfordert jedoch längere Schwinghübe, um die gleiche übertragungsgeschwindigkeit und den dabei auftretenden Nachteil der größeren Luftspalte in den magnetischen Kreisen zu beseitigen.

Die beschriebene Ausführungsform ist vorzuziehen, da sie den besten Kompromiß zwischen der Betriebsfrequenz des Vibrators und seinem Hub, der durch die Luftspalte in den Antriebsmagneten begrenzt ist, darstellt. Die Arbeitsweise des Vibrators gerade unter einem Drittel der Netzfrequenz ermöglicht die Verwendung von drei Halbperioden des Netzes pro Erregung eines Magneten und die V7ahl der bestimmten drei Halbperioden für jede Vibratorperiode zum Betrieb des Vibrators bei seiner natürlichen Frequenz. Insbesondere ist die gesamte elektromagnetisch erzeugte Kraft verfügbar und wird zur Leistung von Arbeit verwendet, da sie mit der relativen Geschwindigkeit zwischen den Vibratorteilen in Phase ist.

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Claims (8)

1. Patentansprüche

   Elektromagnetischer Vibrator, bestehend aus einem in Schwingung zu versetzenden Arbeitsstück, einem Erreger und einer elastischen Einrichtung, die das Werkstück und den Erreger zur Bildung eines Schwingungssystems verbindet, gekennzeichnet durch einen Antrieb, bestehend aus einem elektromagnetischen Motor mit je einem mit dem Werkstück und dem Erreger verbundenen Teil und einer Steuerung zur Erregung des Motors, bestehend aus einer Einrichtung zur Erregung des Motors während wenigstens eines Teils einer ersten Halbperiode einer Netz-Wechselspannungsperiode, einer Einrichtung zur Abschaltung des Motors während einer

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   INSPECTED

   nachfolgenden Halbperiode, und einer Synchronisiereinrichtung, die als die erste Halbperiode die erste Halbperiode der Netzspannung wählt, die beginnt, wenn sich die elastische Einrichtung nahe der maximalen Dehnung in einer gewählten Richtung befindet.
2. 2. Vibrator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch zwei Motoren, von denen einer in jeder Richtung der relativen Bewegung zwischen dem Werkstück und dem Erreger wirkt, und eine Einrichtung zur Wahl der Erregung des elektromagnetischen Motors entsprechend der Richtung der relativen Bewegung zwischen dem Werkstück und dem Erreger.
3. 3. Vibrator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Sensoreinrichtung zur Ermittlung der relativen Schwingungsamplitude des Werkstücks und des Erregers, und eine auf die Sensoreinrichtung arsprecherde Einrichtung zur Steuerung der Erregung des Motors.
4. 4. Vibrator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Aufrechterhaltung des Etromflusses in dem Motor während wenigstens einer Halbperiode der Netzspannung nach der Erregungshalbperiode.
5. 5. Vibrator nach Anspurch 1, gekennzeichnet durch eine Sensoreinrichtung zur Ermittlung des Rtromflusses in dem Motor, und eine auf die Sensoreinrichtung ansprechende Einrichtung zur Unterbrechung der Erregung des Motors während der ersten Halbperiode.
6. 6. Motor nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch das Vorhandensein eines die Motorteile trennenden Luftspaltes, der sich mit der Schwingung des Werkstückes und des Erregers ändert, einen Schwingungsaufnehmer, der wenigstens an dem Werkstück oder dem Erreger befestigt ist, um ein elektrisches Signal

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   entsprechend der Schwingung dieses Elements zu erzeugen, eine Halbleiterschalteinrichtung, zur Verbindung des Elektromotors mit einem Wechselstromnetz, und eine
   logische Einrichtung, die mit der Schalteinrichtung
   zu deren Steuerung verbunden ist und auf den Schwingungsaufnehmer und. das Netzanspricht und die Schalteinrichtung während wenigstens eines Teils jeder
   η-ten Halbperiode der Netzspannung bei Nichtvorhandensein eines Signals des Aufnehmers und während wenigstens eines Teils der ersten Halbperiode der Netzspannung, die beginnt, während der Luftspalt nahe seiner maximalen Länge ist, in Abhängigkeit von Signalen des
   Aufnehmers erregt.
7. 7. Vibrator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet , daß eine zweite Halbleiterschalteinrichtung, die von der logischen Einrichtung gesteuert wird, mit dem Motor verbunden ist und den Motorstrom unabhängig von dem Wechselstromnetz während
   wenigstens eines Teils der Halbperiode nach der

   η-ten und ersten Halbperiode führt.
8. 8. Vibrator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet , daß während einer Halbperiode des Netzes nach der η-ten und der ersten Halbperiode die Halbleiterschalteinrichtung den Motor mit dem Netz

   in einer dem Stromfluß in dem Motor entgegengesetzten Phase verbindet.

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