DE2710955C3 - Radiointerferometeranlage mit Auflösung von Winkelmehrdeutigkeit - Google Patents
Radiointerferometeranlage mit Auflösung von WinkelmehrdeutigkeitInfo
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- G01S3/48—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using antennas spaced apart and measuring phase or time difference between signals therefrom, i.e. path-difference systems the waves arriving at the antennas being continuous or intermittent and the phase difference of signals derived therefrom being measured
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Description
Die Erfindung betrifft eine Radiointerferometeranlage nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs.
Eine derartige Radiointerferometeranlage ist bekannt aus der GB-PS 13 37 099 Dabei sind die
Antennenelemente der Reihe gleich weit voneinander entfernt und bilden zwischen einem gemeinsamen
Antennenelement und einem jeden der anderen Antennenelemente eine Mehrzahl von Interferometerpaaren,
deren gegenseitiger Abstand nach einer arithmetischen Reihe ansteigt. Einem jeden der
erwähnten Interferometcrpaare ist ein Digitalphasendiskriminator
zur Durchführung einer jeweiligen Phasendifferenzmessung zugeordnet, wobei der Digitalphasendiskriminator,
der mit dem Interferometerpaar mit kleinstem gegenseitigem Abstand gekoppelt ist. eine
eindeutige Phasendifferenzmessung veranlaßt. Diese bekannte Radiointerferometeranlage enthält sveiterhin
eine digitale logische Einrichtung zur Mehrdeutigkeitsauflösung der aus dem Interferometerpaar mit dem
größten gegenseitigen Abstand gewonnenen Phasendifferenzmessung (d. h. aus den äußersten Antennenelementen
der Reihe) auf eine iterative Weise mit Hilfe der anderen Phasendifferenzmessungen. wobei mit der
Phasendifferenzmessung am Interferometerpaar mit kleinstem gegenseitigem Abstand angefangen wird.
Da sich eine Mehrdeutigkeit huf ciah'n einwandfrei
auflösen läßt, wenn der Unterschied zwischen den Phasendifferenzen an den unterschiedlichen Paaren mit
aufeinanderfolgend ansteigenden Abständen weniger als tt beträgt, ist es wesentlich wichtig, daß Phasenfehler
durch Bödenreflektionen und durch Schaltungen wie
Verstärker, die iri der Anlage benutzt werden, möglichst klein gehalten werden.
Der Erfindung Hegt die Aufgabe zugrunde, eine Radiointerferometeranlage der eingangs erwähnten Art
zu schaffen, bei der den Einfluß der erwähnten Phasenfehler auf die Mehrdeutigkeitsauflösung reduziert
ist
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Patentanspruchs angegebenen Merkmale
gelöst
to In der erfindungsgemäßen Radiointerferometeranlage ist die Mehrdeutigkeitsauflösung von den erwähnten
Phasenfehlern unabhängig, weil sich diese Fehler durch die angegebenen logischen Bearbeitungen aufheben.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt
F i g. 1 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführung einer erfindungsgemäßen Radiointerferometeranlage,
Fig.2 ein Blockschaltbild der in der Anlage nach
Fig. 1 verwendeten digitalen logischen Einrichtungen und
t-1 g. 3 schematisch eine zweite Ausführung einer
erfindungsgemäßen Radionterferometeranlage.
In der Ausführung nach F i g. 1 enthält die Radiointerferometeranlage
eine Reihe von drei Antennenelementen 1, 2 bzw. 3. In der dargestellten Ausführungsform
sind diese Antennenelemente kollinear jnd in regelmäßigen Abständen von L voneinander entfernt. Die zwei
äußersten Antennenelemente 1 uud 3 bilden ein erstes • Paar, mit dem erste digitale Phasendiskriminatormittel 4
über Mischstufen 5 und 6 und Verstärker 7 und 8 zur genauen, jedoch mehrdeutigen Messung eines ersten
Phasenunterschiedes φι zwischen den am erwähnten
ersten Paar empfangenen Signalen gekoppelt sind.
Die Anlage enthält weiterhin Mittel mit einer digitalen logischen Einrichtung 9 zur Mehrdeutigkeitsauflösung
des erwähnten ersten Phasenunterschiedes φ(
zur Durchführung einer genauen und eindeutigen Messung Φ,, worin Φ, = 2πΙι-ίφί <j>i = 2;rFi, I, eine
ganze Zahl und Fi eine Bruchzahl zwischen 0 und 1
■to darstellt Mit der digitalen logischen Einrichtung sind
Mittel 10 zur Lieferung einer Anzeige des Einfallswinkels θ der an den Antennenelementen aus einer
entfernten Strahlungsquelle aufgefangenen Signale verbunden. Diese Anzeige wird auf eine bekannte Weise
gemäß der Beziehung
Φ, = 4 jr Lsin Θ/λ
geliefert, worin λ die Wellenlänge der Strahlung ist. Zum
Verringern des Einflusses von Phasenfehlern auf die
ίο Mehrdeutigkeitsauflösung enthält die erfindungsgemäße
Anlage weiter noch digitale Phasendiskriminaiormit-H
11 und 12. Das digitale Phasendiskriminatormittel 11
ist über Mischstufen 5 und 13 und über Verstärker 7 bzw. 14 mit dem durch Antennenelemente 1 und 2 gebildeten
Interferometerpaar zur eindeutigen Messung des Phasenunterschiedes «p.? zwischen den an diesem Paar
empfangenen Signalen gekoppelt. Der digitale Phascndiskriminator 12 ist über Mischstufen 13 und 6 und über
Verstärker 14 und 8 mit dem durch die Antennenele-
6Q mente 2 und 3 gebildeten Interferometerpaar zur
eindeutigen Messung des Phasenunterschiedes φα
zwischen den an diesem Paar empfangenen Signalen gekoppelt.
Die eindeutigen Phasenünterschiede φι und φη lassen
sich in folgenden Beziehungen ausdrücken;
<p2 = 2wF2ünd(p32 = 2π Fm
worin F2 und F32 Bruchzahlen zwischen 0 und 1 sind.
worin F2 und F32 Bruchzahlen zwischen 0 und 1 sind.
10 955
Die digitale logische Einrichtung 9 ist zum Addieren der endeutig gemessenen Phasenunterschiede φι und
ψΐ2 zur Lieferung der eindeutigen Summe
Φ5 = ψ2 + Ψώ = 2π (F2 + Fu)
eingerichtet, worin Φ5 als Φ5=2π(ΙΛ+ Fs) geschrieben
werden kann, wobei /s eine ganze Zahl und F5 eine
Bruchzahl zwischen 0 und 1 ist
Die digitale logische Einrichtung 9 ist weiterhin zum Vergleich der Summe Φ5 mit dem mehrdeutigen ersten
Phasenunterschied ψι ausgelegt, um die ganze Zahl /3 für
die Durchführung der genauen und eindeutigen Messung Φι=2π(1% + F3) zu ermitteln. Die ganze Zahl /3
wird an Hand folgender Beziehungen errechnet:
wenn \F3 - Fs\
< — ,
/3 = /s + 1 , wenn (F3-FJ
<- - ,
/3 = /5- 1, wenn (F3-Fs)>
- .
Analog der auf Seite 3 der erwähnten GB-PS 13 37 099 angegebenen Beweisführung läßt sich nachweisen,
daß die beschriebene Mehrdeutigkeitsauflösung richtig ist, wenn
In nachstehender Beschreibung wird diese Bedingung in der erfindungsgemäßen Anlage nahezu mit Sicherheit
erfüllt, weil sich Phasenfehler der oben beschriebenen Art durch die beschriebenen logischen Bearbeitungen
aufheben.
In der Ausführungsform nach F i g. 1 gelangt einfallende Strahlung an ein jedes der Antennenelemente I1 2
und 3 an einen entsprechenden Mischer 5,13 und 6. dem auch ein signal aus einem Empfangsoszillator 15
zugeführt wird. Die sich daraus ergebenden Zwischenfrequenzausgangssignale
aus den Mischern 5, 13 und 6 werden vordem Zuführen an die digitalen Phasendiskriminatoren
4, 11 und 12 in den entsprechenden Verstärkern 7, 14 und 8 verstärkt; die Anordnung ist
derart eingerichtet, daß die betrefienden Phasen der einfallenden Strahlung an den drei Elementen 1, 2 und 3
in den Ausgangssignalen der Verstärker 7, 14 und 8 im wesentlichen erhalten werden. Die Diskriminatoren 4,
11 und 12 sind alle von eiiiem bekannten Typ, in dem ein
Winkelbereich von 2π Radianten für Phasenmessung in
eine Anzahl aufeinanderfolgende Unterbereiche verteilt ist, die durch in regelmäßigen Abständen angeordnete
Grenzen voneinander getrennt sind, und welche Diskriminatoren einen Johnson-Digitalcode ergeben,
der einen Winkel in der Mitte des betreffenden Unterbereiches darstellt, in dem der gemessene
Phasenunterschied liegt. Die Johnson Codes werden vor dem Zuführen an die Logikstufe 9 durch Umsetzer
16, 17 und 18 in reine Binärcodes umgesetzt, welche Logikstufe eine digitale Darstellung von Φ3 ableitet,
Die digitale logische Einrichtung 9 wird nachstehend mit weiteren Einzelheiten ail Hand des Blockschaltbildes
nach Fig.2 beschrieben- Die digitale logische
Eirtrichtufig nach Fig.2 enthält einen Binäraddierer 19
zur Bildung der Summe Φ$ und zwei weitere Binäraddierer 20 und 24 die mit drei Umkehrstüfen 22,
23 und 24. einem Exklusiv-ODER-Gatter 25 und einem
UND-Gatter 26 eine Schaltung Czum Vergleichen von Φ·, mit ψ: bilden. Im Schaltbild werden über die mit w
und / bezeichneten Leitungen die bedeutsamsten und unbedeutsamsten Bits einer Binärzahl zugeführt.
Von den Diskriminatoren 4, 11 und 12 gemessene Winkel werden als in Einheiten von jt/4 quantisiert angenommen, so daß die Ausgänge der Umsetzer 16,17 und 18 nach Fig. 1 Dreibit-Binärzahlen sind, die Bruchteile von 2jt in Einheiten von π/4 darstellen; ganzzahlige Vielfache von 2π werden durch ein oder mehrere weitere, bedeutsamere Bits dargestellt Die Ausgänge der Umsetzer 16, YI und 18 werden über Leitungsgruppen an der äußersten linken Seite der Figur zugeführt, welche Leitungsgruppen mit der Bezugsziffer des Umsetzers bezeichnet sind, von dem der Ausgang abgeleitet ist Der vom Umsetzer 17 abgeleitete Ausgang mit dem Wen 2stF2 gelangt an einen ersten Eingangssatz 27 und der vom Umsetzer 18 abgeleitete Ausgang mit dem Wert TsiFu erreicht einen zweiten Eingangssatz 28 eines Secf iiit-Binäraddierers i9, der einen Ausgang 23 von
Von den Diskriminatoren 4, 11 und 12 gemessene Winkel werden als in Einheiten von jt/4 quantisiert angenommen, so daß die Ausgänge der Umsetzer 16,17 und 18 nach Fig. 1 Dreibit-Binärzahlen sind, die Bruchteile von 2jt in Einheiten von π/4 darstellen; ganzzahlige Vielfache von 2π werden durch ein oder mehrere weitere, bedeutsamere Bits dargestellt Die Ausgänge der Umsetzer 16, YI und 18 werden über Leitungsgruppen an der äußersten linken Seite der Figur zugeführt, welche Leitungsgruppen mit der Bezugsziffer des Umsetzers bezeichnet sind, von dem der Ausgang abgeleitet ist Der vom Umsetzer 17 abgeleitete Ausgang mit dem Wen 2stF2 gelangt an einen ersten Eingangssatz 27 und der vom Umsetzer 18 abgeleitete Ausgang mit dem Wert TsiFu erreicht einen zweiten Eingangssatz 28 eines Secf iiit-Binäraddierers i9, der einen Ausgang 23 von
Φ.,· = 2 π (A1+ Fs)
liefert. Die drei Eingänge für die bedeutsamsten Bits bei den beiden Sätzen 27 und 28 des Binäraddierers 19
werden in diesem Fall mit digitalen Darstellungen von »0« versorgt Die drei unbedeutsamsten Bits des
Ausgangs 29 mit dem Wert 2nFs gelangen an die
jo Umkehrstufen 22, 23 und 24, die mit drei Eingängen
eines ersten Eingangssatzes 30 eines Vierbit-Binäraddierers 20 verbunden sind, wobei drei Eingängen eines
zweiten Eingangssatzes 31 des Vierbit-Binäraddierers 20 das Ausgangssignal aus dem Umsetzer 16 mit dem
Wert 2;rFi zugeführt wird. Durch Zuführen einer
digitalen Darstellung von »1« an einen weiteren »Eintrags«-Eingang 32 des Binäraddierers 20 liefert
dieser wirksam und auf die übliche Weis"1 eine
Darstellung von 2.T(Fj-Fs/ Eine digitale Darstellung
von »1« gelangt auch an den »bedeutsamsten Bit«-Einga .g eines der Sätze 30 und 31, beispielsweise des
Satzes 30, wie dargestellt, während eine digitale Darstellung von »0« an den »bedeu*samstan Bit«-Eingang
des anderen Satzes gelangt; der Zweck dieses Vorgangs wird nachstehend näher erläutert.
Das bedeutsamste und das zweitbedeutsamste Bit des Ausgangs 33 des Binäraddierers 20 gelangen je an einen
Eingang des ExklusivODER-Gatters 25; das Ausgangssignal dieses Gatters und das zweitbedeutsamste-Bit des
Ausgangs 33 des Binäraddierers 20 gelangen je an einen Eingang des UND-Gatters 26. Das Ausgangssignal des
UND-Gatters 26 wird dem »bedeutsamsten Bit«- und dem *>7weitbedeutsamsten Bit«-Eingang eines ersten
hingangssatzes 34 eines Dreibit-Binäraddierers 21 zugeführt: das Ausgangssignai des Exklusiv-ODER-Gatters
25 gelangt an den »unbedeutsamstrn Bit«-Eingang dieses Satzes 34. Die drei Eingänge eines zweiten
Eingangssatzes 55 des Binäraddierers 21 werden mit den drei bedeutsa.nsten Bits des Ausgangs 29 (mit dem
Wert 2πΙ.) gespeist. Der Dreibit-Ausgang 36 des Binäraddierers 21 bildet zusammen mit dem Dreibit-Ausgang
aus dem Umsetzer 16 eine SediSbitzahl mit
dem Wert
am Ausgang 37 auf den Leitungen an der äußersten rechten Seite der Fieuf.
27 1Ö955
Die Wirkungsweise der Schaltung ist wie folgt. Wie bereits erläutert, stellen die drei unbedeulsamsteh Bits
des Ausgangs 29 2,-TZ^aIs eine Dreibit-Bittärzahl gleich
einer ganzen Zahl zwischen 0 Und 7 in Dczimaldarstcllung
dar, die mit fs bezeichnet werden kann, worin
fs=8Fs. Das Ausgangssignal der Ümkehrsiufen 22, 23
und 24 ist eine Dfeibitzahl gleich [7 —fs), die den
Eingängen des Satzes 30 zugeführt wird. Die Eingänge
des Satzes 31 empfangen eine Dreibitzahl, die 2;rFj in
einer Form darstellt, die in analoger Weise mit Λ bezeichnet werden kann. Am Ausgang 33 liegt eine
Vierbitzahl gleich
(7-fs) + 8 + fi+ I,
d.h. (6 +(T,-/i), |5
wobei die Größe »8« aus der dem »bedeutsamsten Bitco Eingang des Satzes 30 zugeführten Darstellung und
Hiß Größe »1« aus der dem »Eingabe«-Eingang 32
zugeführten Darstellung erhalten ist. Die Binärform des Ausgangssignals, dessen Bits mil£, g, rund sbezeichnet
sind, Und das dezimale Äquivalent von (f3- fs)sind in der
Tabelle 1 gegeben.
dieser Gatter, die den Eingängen 34 des Addierers 21
zügeführten Zahlen und das AUsgangssigrial 36 mit dem Wert ϊϊιΐι sind in die Tabelle 2 eingetragen; dabei ist zu
bedenken, daß in einem Dreibil-'Addierer wie der
Binäraddierer 21 die Addition Von 7 gleich der Subtraktion mit (ist (Es wurde davon ausgegangen, daß
/suhd /j nicht negativ sind.)
Zahlen
Ausgang
25
25
Ausgang
26
26
Addierer 21
Eingang
34
34
Ausgang 36
1 | 1 | 0 |
0 | 0 | 0 |
0 | 1 | i |
0
0
0
0 0 I
0 0 0
0 0 0
1 1 1
is+\
Binärer | Ausgang | r |
P | Q | 0 |
1 | 0 | 1 |
1 | 0 | 1 |
1 | 0 | 0 |
1 | 1 | 0 |
1 | 1 | 1 |
1 | 1 | 1 |
1 | 1 | 0 |
0 | 0 | 0 |
0 | 0 | 1 |
0 | 0 | 1 |
η | Q | 0 |
0 | ϊ | 0 |
0 | 1 | 1 |
0 | 1 | |
0 1
0 1 0
0 1
Die bedeutsamsten und zweitbedeutsamsten Bits ρ bzw. q dienen zum Aktivieren des ExRlusiv-ODER-Gatters
25 und des UND-Gatters 26. Der logische Betrieb Die erwähnte Schaltungsanordnung eignet sich für
positive Werte von »/i« nicht größer als 7. Die Schaltung ist etwas komplizierter als für die Interfero-
~ meter&nlage nach Fig. 1 notwendig, aber sie läßt sich
Dezimales ziemlich einfach für Verwendung in anderen oder Äquivalent komplizierten Interferometeranlagen anpassen.
fö-fs) Fehlerquellen in der Ausführungsform nach Fig. 1
fö-fs) Fehlerquellen in der Ausführungsform nach Fig. 1
werden nachstehend näher beschrieben.
Bei Abwesenheit von Fehlern
q>2 = 2π Ls'mQ/X.
q>2 = 2π Ls'mQ/X.
Mit den geeigneten tiefgestellten Indexen dient Czur Bezeichnung des Fortpflanzungsfehlers (beispielsweise
durch Reflexion) in dem von einem Antennenelement aulgefangenen Signal, Λ zur Bezeichnung des von einem
Verstärker eingeführten Phasenfehlers, M zur Bezeichnung des direkt aus einer Diskriminatormessung
herrührenden Phasenfehlers, d. h„ infolge der Unsicherheil in den wirksamen Fusiiiunen uer Grenzen zwischen
benachbarten Unterbereichen und Q zur Bezeichnung des Phasenfehlers infolge der Quantisierung von
Phasenmessungen in endliche Unterbereiche (wobei der Höchstwert dieses Fehlers, bei dem überlicherweise ein
einen Unterbereich darstellender Winkel in der Mitte liegt, die Hälfte des Winkelunterschiedes zwischen den
Grenzen der Unterbereiche ist), wodurch sich folgende Gleichung aufstellen läßt:
-7
-6
-5
-4
-3
-2
-1
2 ι
4 5 6 7
JO
35
■40
45
'I1 = 2.TLsin Θ/λ + G2 + A2- G1 - Αλ +M2 + Q2,
worin η2 in diesem Fall in binärer Form gegeben wird.
Analog
732 = 2.7Lsin Θ/λ + G3 + A3-G2-A2 + M32 + Q32.
Also
'/2 + '/32 = 4.-rLsin Θ/λ + G3 +A3-G1-A1 + M2 + M32 + Q1 +Q31.
Die Summe ttl + <y32 ist oben mit Φ5 bezeichnet.
Nun ist
Φ3 = 4.-rLsin Θ/λ + G3 + A3 - G1 - A1 + M3 + Q3
und daher
Φ, _ 0v = M3 - M1 - M32 + Q3-Q2- Q31.
27 110 955
Es läßt sich nachweisen, daß Φι aus Ί>3 aus Φ$ und Fs
eindeutig bestimmbar ist, vorausgesetzt, daß
Sind die Fehler unabhängig und zufällig, kann unter
Vr^wcftdung von Λ£λμλ zur Bezeichnung des maximalen
Meßfehlers und von ,Qmax_ zur Bezeichnung des
.maximalen QuantisjcrUngsfehlors folgendes geschrieben
werden:
\4'\- (72
d. h., einwandfreie Mchrdeuligkeitsauflösung ist unter
folgender Bedingung möglich:
Wenn wir beispielsweise für Λ/αμλ einen Wert von 3°
und für Qimx einen Wert von 22'/2° wählen (d. h.
Quantisierung in Unterbereichen von 45° oder π/4), benötigen wir
180"
< 180"
ff"· einwandfreie Mehrdeutigkeitsauflösung.
Es ist jetzt ersichtlich, daß mit solchen Werten für die Fehler M und Q eine große Phasenreserve übrigbleibt.
Es sei darauf hingewiesen, daß mit der Anordnung nach Fig. I die Mehrdeutigkeitsauflösung von Fortpflanzungs-
(und Verstärkungs-)Fehlern unabhängig ist, weil sich diese Fehler durch die logischen Bearbeitungen von
Addierungs- und Vergleichungsvorgängen aufheben. Die Mehrdeutigkeitsauflösung ist ebenso von θ
unabhängig, so daß es die gleiche Phasenreserve im ganzen Bereich von θ gibt, für den ψ2 und ψη eindeutig
sind.
»ιέ criiiiuUrigögemäGe Anlage in der Beschreibung an
Hand der Ausführungsform nach F i g. 1 kann durch das Einschalten eines oder mehrerer Antennenelemente
zwischen denen des Paares mit dem größten gegenseitigen Abstand und der gleichen Anzahl zusätzlicher
!digitaler Phasendiskriminatoren geändert werden, so jdaß ein Phasenunterschied zwischen den zwei Elementen
jedes Paares benachbarter Elemente gemessen •werden kann; es ist selbstverständlich notwendig, daß
eine jede dieser Phasendifferenzmessungen eindeutig ist. Der eindeutige Phasenunterschied zwischen den
Elementen des Paares mit größtem gegenseitigem Abstand ist dabei aus der eindeutigen Summe der
erwähnten Phasendifferenzmessungen und aus der mehrdeutigen Phasendifferenzmessung an diesem Paar
bestimmbar, vorausgesetzt, daß davon ausgegangen werden kann, daß der Unterschied zwischen dem
eindeutigen Phasenunterschied und der Summe weniger als π ist
Die Anlage nach F i g. 3 enthält eine Reihe von vier Antennenelementen 40,41,42 und 43 mit regelmäßigen
Abständen von L_ und vier Phasendirskriminatoren 44, 45,46 und 47, die je zur Phasenmessung im Bereich von
β bis 2ar mit einer Unterteilung in Unterbereiche von «r/4 angeordnet sind; das gemeinsame Element 40 ist das
niedrigste der Elemente. Die Anlage enthält weiter auf vorteilhafte Weise Mischer, Verstärker und Codeumsetzer
in einer Anordnung analog der nach I7 i g. 1, jedoch
der Einfachheit halber flicht dargestellt. Um sicher zu
gehen, daß die von jedem Phasendiskrimmalor gemessenen Phasendifferenzen, in diesem Fall die Phase
einfallender Strahlung an einem höheren Element in bezug auf die Phase einfallender Strahlung an einem
niedrigeren Element, höchstwahrscheinlich flicht· negativ
ist (welche Möglichkeit bei spitzen Elevationswinkeln
Θ gegeben ist Und selbstverständlich als eine große
to positive Phasendifferenz angegeben werden würde),
wird eine bekannte Phasenverrögcrung /Ί durch
Verzögerungselemente 48, 49 und 50 zwischen einem jeden der drei Diskriminatoren eingeführt, die 7111
Messung einer Phasendifferenz zwischen den /wi-i
Elementen eines Paares benachbarter Elemenlr und
dem niedrigeren Element dieses Paares angeordnet sind; P\ ist in diesem Fall π/8. Außerdem wird pine
weitere Verzögerung durch Aufzählung einer digitalen Darstellung von π/4 bei der rein binären Darstellung
der von einem jeden der erwähnten drei Diskriininalo
ren gemessenen Phasendifferenz; dieser Vorgang erfolgt in der LogikstuFe 51. Also gibt es bei der
Bestimmung von Elevalioriswinkeln nahe dem Wert Null eine Toleranz für Phasenfehler von mindestens
3π/8. In analoger Weise wird eine Phasenverzögerung von P?=tt/8 durch das Verzögerungselement 52
zwischen dem Diskriminator 47 und dem Element 40 sowie eine zusätzliche wirksame Phasenverzögerung in
die binäre Darstellung aus diesem Diskriminator durch die Addierung einer digitalen Darstellung von π in der
Logikstufe eingeführt. Vorausbeslimmle Phasenverzögerungen können auf diese Weise in andere
Ausführungsformen nach der Erfindung eingeführt werden.
Φ43 läßt sich aus der mehrdeutigen Messung 2πΓ·\ι
Radianten und der eindeutigen Summe
Φ s = (<P4i + 9542.41 + <pu 42)
eindeutig bestimmen, wenn nur davon ausgegangen werden kann, daß der Unterschied zwischen i>s und <&*■}
weniger als π ist
Die Logiksiufe in der Anlage nach F i g. 3 kann mil
der Schaltungsanordnung nach Fi g. 2 ausgerüstet sein.
In diesem Fall läßt sich ein zusätzlicher Binäraddierer zur Lieferung einer binären digitalen Darstellung von
(<p4i +<p42.41) zum Eingang 27 des Addierers verwenden;
eine Darstellung von <p43.42 gelangt an den Eingang 28
und eine Darstellung von IkFai erreicht sowohl den
Eingang 31 des Addierers 210 als auch den Ausgang 37 der Schaltungsanordnung.
i Es sei bemerkt, daß die zwei Größen, die die Summe
ä>5bzw. InFn in der Logikstufe darstellen, je die gleiche
Konstante von 9λγ/8 Radianten enthalten, wodurch das
Mehrdeutigkeitsauflösungsverfahren durch das Vorhandensein dieser Konstanten nicht beeinflußt wird.
Die erwähnten Ausführungsformen enthalten je eine Reihe kollinearer und in regelmäßigen Abständen
voneinander angeordneter Antennenelemente; jedoch ergeben geometrische Erwägungen, daß die Analyse
sich behauptet, ungeachtet der Kollinearität oder des regelmäßigen gegenseitigen Abstandes der Elemente,
selbstverständlich unter der Voraussetzung, daß ψ2 und
g>32 bzw. g>4i, g>42. 4i und 9543. 42 und ihre entsprechende
Summe $seindeutig bestimmbar ist
Eievstionswinke! können innerhalb eines Erfassun^sbereiches
hergeleitet werden, der durch den Bereich bestimmt wird, in dem die Phasenmessungen zwischen
den Elementen jedes Paares benachbarter Elemente
eindeutig sind, jetzt ist
</>i)-i muß in einem vorausbestimmlen Bereich von 2π
Radianten liegen; dies kann in allgemeinen Ausdrucken wie nachstehend gegeben werden:
0 <
Τ<2π
(2)
IO
worin Γ eine Konstante ist. Die unterschiedlichen Fehlerquellen werden jetzt der Reihe nach beschrieben:
a. Fortpflanzungsfehler G:
Für eine vertikale Anordnung ist eine der Hauptquellen von Fehlern in der Praxis das
Auftreten kräftiger spiegelnder bodenreflektierter Signale. Fine Rechnersimiilieriing zeigt, daß für
eine kennzeichnende Anordnung von acht Hornantennen mit gegenseitigem Abstand von 18 cm mit
einem sin .γ/v-Form des Polardiagramms mit einer 3-dB-Strahlbreite von 9°, wobei die Antennenachsen
einen Winkel von 12° mit der Horizontale einschließen und bei ungefähr 5 GHz arbeiten, die
Summe
(2 π Lsin Θ/λ + C,- G1-1)
im wesentlichen nie negativ ist. Bei Elevationswinkeln
über etwa 10° kann angenommen werden, daß der Phasenfehler durch Bodenreflektion 10° nicht
überschreitet. Eine weitere Toleranz von ± 10° für Zufallsstreuungseffekte kann eingehalten werden.
b. Verstärkerfehler A:
Toleranz ±5° für (Ai- A,-,).
c. Diskriminatorfehler Mund Q.Wenn die Grenzen der Unterbereiche, in die der
Meßbereich verteilt ist, derart angeordnet sind, daß die niedrigste Grenze bei Null und die höchste bei
2n liegt, übt die mögliche Quantisierungsfehler Q iceinen Einfluß auf den Winkelerfassungsbereich
der Anordnung aus, da nur das untere Ende des Erfassungsbereiches mit Fehlern, die einen gemessenen
Phasenunterschied ergeben können, der gleich einem negativen Phasenunterschied ist, d. h.
mit —\Mmax\, und das obere Ende des Erfassungsbereiches
mit Fehlern wichtig sind, die einen
15
25 gemessenen Phasenunterschied gleich einem Phasenunterschied
größer als 2π sein könnte, d. h. mit ΙΜλΙ, davon ausgehend, daß \Mm,\x\ = 3°.
Die Grenzwerte des Erfassungsbereiches lassen sich nunmehr mit Hilfe der Gleichungen (1) und (2) ermitteln.
Für (Jen unteren Grenzwert ist φ/, ,.i + fäO. Die
Einführung der erwähnten Werte in die Gleichung (I) ergibt
Wenn also ein Erfassungsbereich herab nach einer Elevations Null gewünscht wird, läßt ein Wert für Γ vor.
+ 45° (λτ/4) eine Phasenfehlerspanne von 27° übrig.
Für den oberen Grenzwert des Erfassungsbereiches ist
(Pu-I + I<360°,d.h.
180/π (2π Lsin θ/λ) + 20 + 5 + 3 + 45<360 .
Für L= 18cm und λ = 6cm bedeutet es einen Höchstwert für Θ von etwa 15°. Dies kann mit dem
Erfassungsbereich von ungefähr der Hälfte dieses Betrages verglichen werden, welcher Vorgang mit der
in der erwähnten GB-PS 13 37 099 beschriebenen Anlage beim Betrieb in der Basisaufstellung, d. h. ohne
die Hilfe einer weiteren Sektorbestimmungsanordnung, durchgeführt werden kann. Der mit der erfindungsgemäßen
Anlage erhaltene doppelte Erfassungsbereich, wobei die gleiche Anzahl von Antennenelementen mit
gleichem gegenseitigem Abstand benutzt wird, wird selbstverständlich dadurch erhalten, daß in der früheren
Anlage der Phasenunterschied zwischen benachbarten Elementen η nicht überschreiten dürfen (weil es
notwendig ist, zwischen positiven und negativen Phasenunterschieden unterscheiden zu können), während
in der vorliegenden Anlage der Phasenunterschied zwischen benachbarten Elementen 2it nicht überschrei-•
ten darf.
Es sei bemerkt, daß die erfindungsgemäße Anlage einen Phasenmodulator enthalten kann, um genauere
digitale Darstellungen des gemessenen Phasenunterschiedes gemäß der Beschreibung in der erwähnten
GB-PS 13 37 099 zu erhalten.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Claims (1)
- Patentanspruch:Radiointerferometeranlage zur Bestimmung des Einfallswinkels von Signalen aus einer entfernten Strahlungsquelle, mit einer im wesentlichen linearen Reihe von n+l(n>2) Antennenelementen, von denen die zwei äußersten Antennenelemente ein erstes Paar bilden, das mit einem ersten digitalen Phasendiskriminator zur genauen, jedoch mehrdeutigen, nur bis auf ein Vielfaches von 2π bestimmten Messung eines ersten Phasenunterschiedes zwischen den am ersten Paar empfangenen Signalen gekoppelt ist, von welcher Reihe weitere Antennenelemente weitere Paare bilden, die mit weiteren Phasendiskriminatoren gekoppelt sind, und mit einer digitalen logischen Einrichtung zur Mehrdeutigkeitsauflösung der ersten Phasenunterschiedsmessung anhand der weiteren Phasenunterschiedsmessungen, dadurch gekennzeichnet, daß die weiteren Paare von je zwei aufeinanderfolgenden Antennenelementen gebildet sind zur eindeutigen Messung der weiteren Phasenunterschiede, und daß die digitale logische Einrichtung die eindeutig gemessenen weiteren Phasenunterschiede addiert und diese Summe mit der mehrdeutigen Messung des ersten Phasenunterschieds vergleicht rjnd aus der Differenz zwischen der mehrdeutigen Messung des ersten Phasenunterschiedes und dieser Summe bei Vernachlässigung eines ganzen Vielfachen von 2π das zutreffende Vielfache von 2π des ersten Phasenunterschiedc. bestimmt, sofern der Unterschied zwischen der Summe "nd der· ersten Phasenunterschied infolge Fehlern weniger als π beträgt.
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: THORN EMI ELECTRONICS LTD., HAYES, GB |
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Free format text: BRUEMMERSTEDT, H., DIPL.-ING., PAT.-ANW., 3000 HANNOVER |
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8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |