DE2710955B2

DE2710955B2 - Radiointerferometeranlage mit Auflösung von Winkelmehrdeutigkeit

Info

Publication number: DE2710955B2
Application number: DE2710955A
Authority: DE
Inventors: Robert Nicholas Alcock; David Adrian Lucas; Richard Paul Vincent
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: EMI Group Electronics Ltd
Priority date: 1976-03-15
Filing date: 1977-03-12
Publication date: 1980-04-30
Also published as: JPS5756701B2; DE2710955C3; GB1540418A; FR2344849B1; AU2317177A; AU507401B2; FR2344849A1; DE2710955A1; CA1099007A; US4136342A; SE425031B; SE7702745L; JPS52112294A

Description

Die Erfindung betrifft eine Radiointerferometeranlage nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs.

Eine derartige Radiointerferometeranlage ist bekannt aus der GB-PS 13 37 099. Dabei sind die Antennenelemente der Reihe gleich weit voneinander entfernt und bilden zwischen einem gemeinsamen Antennenelement und einem jeden der anderen Antennenelemente eine Mehrzahl von Interferometerpaaren, deren gegenseitiger Abstand nach einer arithmetischen Reihe ansteigt. Einem jeden der erwähnten Interferometerpaare ist ein Digitalphasendiskriminator zur Durchführung einer jeweiligen Phasendifferenzmessung zugeordnet, wobei der Digitalphasendiskriminator, der mit dem lnterferometerpaar mit kleinstem gegenseitigem Abstand gekoppelt ist, eine eindeutige Phasendifferenzmessung veranlaßt. Diese bekannte Radiointerferometeranlage enthält weiterhin eine digitale logische Einrichtung zur Mehrdeutigkeitsauflösung der aus dem lnterferometerpaar mit dem größten gegenseitigen Abstand gewonnenen Phasendifferenzmessung (d. h. aus den äußersten Antennenelementen der Reihe) auf eine iterative Weise mit Hilfe der anderen Phasendifferenzmessungen, wobei mit der Phasendifferenzmessung am lnterferometerpaar mit kleinstem gegenseitigem Abstand angefangen wird.

Da sich eine Mehrdeutigkeit nur dann einwandfrei auflösen läßt, wenn der Unterschied zwischen den Phasendifferenzen an den unterschiedlichen Paaren mit aufeinanderfolgend ansteigenden Abständen weniger als π beträgt, ist es wesentlich wichtig, daß Phasenfehler durch Bodenreflektionen und durch Schaltungen wie Verstärker, die in der Anlage benutzt werden, möglichst klein gehalten werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Radiointerferometeranlage der eingangs erwähnten Art zu schaffen, bei der den Einfluß der erwähnten Phasenfehler auf die Mehrdeutigkeitsauflösung reduziert ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Patentanspruchs angegebenen Merkmale gelöst

ίο In der erfindungsgemäßen Radiointerferometeranlage ist die Mehrdeutigkeitsauflösung von den erwähnten Phasenfehlern unabhängig, weil sich diese Fehler durch die angegebenen logischen Bearbeitungen aufheben.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführung einer erfindungsgemäßen Radiointerferometeranlage,

Fig.2 ein Blockschaltbild der in der Anlage nach F i g. 1 verwendeten digitalen logischen Einrichtungen und

F i g. 3 schematisch eine zweite Ausführung einer erfindungsgemäßen Radionterferometeranlage.

In der Ausführung nach F i g. 1 enthält die Radiointerferometeranlage eine Reihe von drei Antennenelementen I₁ 2 bzw. 3. In der dargestellten Ausführungsform sind diese Antennenelemente kollinear und in regelmäßigen Abständen von L voneinander entfernt. Die zwei äußersten Antennenelemente 1 und 3 bilden ein erstes ■ Paar, mit dem erste digitale Phasendiskriminatormittel 4 jo über Mischstufen 5 und 6 und Verstärker 7 und 8 zur genauen, jedoch mehrdeutigen Messung eines ersten Phasenunterschiedes ψι zwischen den am erwähnten ersten Paar empfangenen Signalen gekoppelt sind.

Die Anlage enthält weiterhin Mittel mit einer μ digitalen logischen Einrichtung 9 zur Mehrdeutigkeitsauflösung des erwähnten ersten Phasenunterschiedes φι zur Durchführung einer genauen und eindeutigen Messung Φι, worin Φι = 2πΙι + ψί, <pj = 2^r/⁷J, Λ eine ganze Zahl und Fi eine Bruchzahl zwischen 0 und 1 darstellt. Mit der digitalen logischen Einrichtung sind Mittel 10 zur Lieferung einer Anzeige des Einfallswinkels Θ der an den Antennenelementen aus einer entfernten Strahlungsquelle aufgefangenen Signale verbunden. Diese Anzeige wird auf eine bekannte Weise 4> gemäß der Beziehung

Φ, = 4 π Z-sinöM

geliefert, worin λ die Wellenlänge der Strahlung ist. Zum Verringern des Einflusses von Phasenfehlern auf die

ίο Mehrdeutigkeitsauflösung enthält die erfindungsgemäße Anlage weiter noch digitale Phasendiskriminatormittel 11 und 12. Das digitale Phasendiskriminatormittel 11 ist über Mischstufen 5 und 13 und über Verstärker 7 bzw. 14 mit dem durch Antennenelemente 1 und 2 gebildeten

■V) lnterferometerpaar zur eindeutigen Messung des Phasenunterschiedes φ₂ zwischen den an diesem Paar empfangenen Signalen gekoppelt. Der digitale Phasendiskriminator 12 ist über Mischstufen 13 und 6 und über Verstärker 14 und 8 mit dem durch die Antennenele-

W) mente 2 und 3 gebildeten lnterferometerpaar zur eindeutigen Messung des Phasenunterschiedes φ υ zwischen den an diesem Paar empfangenen Signalen gekoppelt.

Die eindeutigen Phaseniinterschiede φ> und φι: lassen

h^r) sich in folgenden Beziehungen ausdrucken:

(/■j = 2 -Ύ F> und φ(.. = 2 „τ Fi_>.
worin F. und Fd Bruchzahlen zwischen 0 und I sind.

Die digitale logische Einrichtung 9 ist zum Addieren der endeutig gemessenen Phasen unterschiede φ₂ und φ₃₂ zur Lieferung der eindeutigen Summe

Φ s = ψ2 + g>32 = 2 π (F₂ + F₃₂)

eingerichtet, worin Φ₅ als Φ S=¹^(L +F_s) geschrieben werden kann, wobei h eine ganze Zahl und F₅ eine Bruchzahl zwischen 0 und 1 ist.

Die digitale logische Einrichtung 9 ist weiterhin zum Vergleich vier Summe Φ_Ι mit dem mehrdeutigen ersten Phasenunterschied φ₃ ausgelegt, um die ganze Zahl /3 für die Durchführung der genauen und eindeutigen Messung Φ3 = 2n(I₃ + F₃) zu ermitteln. Die ganze Zahl I₃ wird an Hand folgender Beziehungen errechnet:

h = h, wenn \F₃ - Fj < -^-,

I₃ = [_s + I , wenn (F₃-F₅) <~_Ύ ,

/j = /_s — 1 , wenn (F₃ - FJ > — .

Analog der auf Seite 3 der erwähnten GB-PS 13 37 099 angegebenen Beweisführung läßt si-h nachweisen, daß die beschriebene Mehrdeutigkeitsauflösung richtig ist, wenn

ΙΦ3 — Φ₅| < π.

In nachstehender Beschreibung wird diese Bedingung in der erfindungsgemäßen Anlage nahezu mit Sicherheit erfüllt, weil sich Phasenfehler der oben beschriebenen Art durch die beschriebenen logischen Bearbeitungen aufheben.

In der Ausführungsform nach Fig. 1 gelangt einfallende Strahlung an ein jedes der Antennenelemente 1, 2 und 3 an einen entsprechenden Mischer 5,13 und 6, dem auch ein Signal aus einem Ennpfangsoszillator 15 zugeführt wird. Die sich daraus ergebenden Zwischenfrequenzausgangssignale aus den Mischern 5, 13 und 6 werden vor dem Zuführen an die digitalen Phasendiskriminatoren 4, 11 und 12 in den entsprechenden Verstärkern 7, 14 und 8 verstärkt; die Anordnung ist derart eingerichtet, daß die betreffenden Phasen der einfallenden Strahlung an den drei Elementen 1, 2 und 3 in den Ausgangssignalen der Verstärker 7, 14 und 8 im wesentlichen erhalten werden. Die Diskriminatoren 4, 11 und 12 sind alle von einem bekannten Typ, in dem ein Winkelbereich von 2π Radianten für Phasenmessung in eine Anzahl aufeinanderfolgende Unterbereiche verteilt ist, die durch in regelmäßigen Abständen angeordnete Grenzen voneinander getrennt sind, und welche Diskriminatoren einen Johnson-Digitalcode ergeben, der einen Winkel in der Mitte des betreffenden Unterbereiches darstellt, in dem der gemessene Phasenunterschied liegt. Die Johnson-Codes werden vor dem Zuführen an die Logikstufe 9 durch Umsetzer 16, 17 und 18 in reine Binärcodes umgesetzt, welche Logikstufe eine digitale Darstellung von Φι ableitet.

Die digitale logische Einrichtung 9 wird nachstehend mit weiteren Einzelheiten an Hand des Blockschaltbildes nach Fig. 2 beschrieben. Die digitale logische Einrichtung nach F i g. 2 enthält einen Binäraddierer 19 zur Bildung der Summe <I>\ und zwei weitere Binäraddierer 20 und 21, die mit drei Umkehrstufen 22, 2λ und 24 einem Fxkliisiv-ODFR-GiiHer 25 und einem UND-Gatter 26 eine Schaltung Czum Vergleichen von Φχ mit q>i bilden. Im Schaltbild werden über die mit m und / bezeichneten Leitungen die bedeutsamsten und unbedeutsamsten Bits einer Binärzahl zugeführt.

Von den Diskriminatoren 4, 11 und 12 gemessene Winkel werden als in Einheilen von πΙΑ quantisiert angenommen, so daß die Ausgänge der Umsetzer 16,17 und 18 nach F i g. 1 Dreibit-Binärzahlen sind, die Bruchteile von 2π in Einheiten von .τ/4 darstellen; ganzzahlige Vielfache von 2π werden durch ein oder mehrere weitere, bedeutsamere Bits dargestellt. Die Ausgänge der Umsetzer 16, 17 und 18 werden über Leitungsgruppen an der äußersten linken Seite der Figur zugeführt, welche Leitungsgruppen mit der Beaugsziffer des Umsetzers bezeichnet sind, von dem der Ausgang abgeleitet ist. Der vom Umsetzer 17 abgeleitete Ausgang mit dem Wert 2jtF₂ gelangt an einen ersten Eingangssatz 27 und der vom Umsetzer 18 abgeleitete Ausgang mit dem Wert 2nF₃₂ erreicht einen zweiten Eingangssatz 28 eines Sechsbit-Binäraddierers 19, der einen Ausgang 29 von

Φ,,= 2 π (Is +Fs)

j liefert. Die drei Eingänge für die bedeutsamsten Bits bei den beiden Sätzen 27 und 28 des Binäraddierers 19 werden in diesem Fall mit digitalen Darstellungen von »0« versorgt. Die drei unbedeutsamsten Bits des Ausgangs 29 mit dem Wert 2rtFs gelangen an die

«ι Umkehrstufer, 22, 23 und 24, die mit drei Eingängen eines ersten Eingangssatzes 30 eines Vierbit-Binäraddierers 20 verbunden sind, wobei drei Eingängen eines zweiten Eingangssatzes 31 des Vierbit-Binäraddierers 20 das Ausgangssignal aus dem Umsetzer *6 mit dem

υ Wert 2.tFj zugeführt wird. Durch Zuführen einer digitalen Darstellung von »1« an einen weiteren »Eintragsw-Eingang 32 des Binäraddierers 20 liefert dieser wirksam und auf die übliche Weise eine Darstellung von 2rc(Fs— Fs) Eine digitale Darstellung von »1« gelangt auch an den »bedeutsamsten Bit«-Eingang eines der Sätze 30 und 31, beispielsweise des Satzes 30, wie dargestellt, während eine digitale Darstellung von »0« an den »bedeutsamsten Bit«-Eingang des at.deren Satzes gelangt; der Zweck dieses j Vorgangs wird nachstehend näher erläutert.

Das bedeutsamste und das zweitbedeutsamste Bit des Ausgangs 33 des Binäraddierers 20 gelangen je an einen Eingang des Exklusiv-ODER-Gatters 25; das Ausgangssignal dieses Gatters und das zweitbedeutsamste-Bit des

)() Ausgangs 33 des Binäraddierers 20 gelangen je an einen Eingang des UND-Gatters 26. Das Ausgangssignal des UND-Gatters 26 wird dem »bedeutsamsten Bit«- und dem »zweitbedeutsamsten Bit«-Eingang eines ersten Eingangssatzes 34 eines Dreibit-Binäraddierers 21

v> zugeführt; das Ausgangssignal des Exklusiv-ODER Gatters 25 gelangt an den »unbedeutsamsten Bit«-Eingang dieses Satzes 34. Die drei Eingänge eines zweiten Eingangssatzes 35 des Binäraddierers 21 werden mit den drei bedeutsamsten Bits des Ausgangs 29 (mit dem

bü Wert 2pcIs) gespeist. Der Dreibit-Ausgang 36 des Binäraddierers 21 bildet zusammen mit dem Dreibit-Ausgang aus dem Umsetzer 16 eine Sechsbitzahl mit dem Wert

h-', Φ ι = 2 .τ (I₁ + F₁)

am Ausgang 37 auf den Leitungen an der äußersten rechten Seile der Rijti 1 r

Die Wirkungsweise der Schaltung ist wie folgt. Wie bereits erläutert, stellen die drei unbedeutsamsten Bits des Ausgangs 29 2nFs als eine Dreibit-Binärzahl gleich einer ganzen Zahl zwischen 0 und 7 in Dezimaldarstellung dar, die mit fs bezeichnet werden kann, worin fs= 8Fs- Das Ausgangssignal der Umkehrstufen 22, 23 und 24 ist eine Dreibitzahl gleich (7 — fs), die den Eingängen des Satzes 30 zugeführt wird. Die Eingänge des Satzes 31 empfangen eine Dreibitzahl, die InFi in einer Form darstellt, die in analoger Weise mit /j bezeichnet werden kann. Am Ausgang 33 liegt eine Vierbitzahl gleich

(7 - f_s) + 8 + h + 1,
d.h. iö + (fj-fs),

wobei die Größe »8« aus der dem »bedeutsamsten Bit«-Eingang des Satzes 30 zugeführten Darstellung und die Größe »1« aus der dem »Eingabew-Eingang 32 zugeführten Darstellung erhalten ist. Die Binärform des Ausgangssignals, dessen Bits mitj?, g, rund sbezeichnet sind, und das dezimale Äquivalent von fö —fs)sind in der Tabelle 1 gegeben.

Tabelle I

Binärer	Ausgang	r	.S	Dezimales
		0	1	Äquivalent
P	Q	1	0	Vi-fs)
1	0	1	1	-7
1	0	0	0	-6
1	0	0	1	-5
1	1	1 1	0 1	-4
1	1	1 0	1 0	-3
1 1	1 1	0	1	-2 1
1 0	J 0	1	0	— ι 0
0	0	1	1	1
0	ö	0	0	2
ü	0	0	1	3
0	1	1	0	4
0	1	1	1	5
0	1		6
0	1		7

Die bedeutsamsten und zweitbedeutsamsten Bits ρ bzw. q dienen zum Aktivieren des Exklusiv-ODER-Gatters 25 und des UND-Gatters 26. Der logische Betrieb

dieser Gatter, die den Eingängen 34 des Addierers 21 zugeführten Zahlen und das Ausgangssignal 36 mit dem Wert 2πΙ] sind in die Tabelle 2 eingetragen; dabei ist zu bedenken, daß in einem Dreibit-Addierer wie der Binäraddierer 21 die Addition von 7 gleich der Subtraktion mit 1 ist. (Es wurde davon ausgegangen, daß /sund h nicht negativ sind.)

Tabelle 2

Zahlen Ausgang Ausgang Addierer 21

P q ' Eingang Ausgang

34 36

1	0	1	0	0	0	1	h+ 1
1	1	0	0	0	0	0	Is
0	0	0	0	0	0	0	4
0	1	1	1	1	1	1	4-1

Die erwähnte Schaltungsanordnung eignet sich für positive Werte von »/3« nicht größer als 7. Die Schaltung ist etwas komplizierter als für die Interferometeranlage nach Fig. 1 notwendig, aber sie läßt sich ziemlich einfach für Verwendung in anderen oder komplizierten Interferometeranlagen anpassen.

Fehlerquellen in der Ausführungsform nach F i g. 1 werden nachstehend näher beschrieben.

Bei Abwesenheit von Fehlern
ψ2 = 2 π L sin Θ/λ.

Mit den geMgneten tiefgestellten Indexen dient C zur Bezeichnung dos Fortpflanzungsfehlers (beispielsweise durch Reflexion) in dem von einem Antennenelement aufgefangenen Signal, A zur Bezeichnung des von einem Verstärker eingeführten Phasenfehlers, M zur Bezeichnung des direkt aus einer Diskriminatormessung herrührenden Phasenfehlers, d. h., infolge der Unsicherheit in den wirksamen Positionen der Grenzen zwischen benachbarten Unterbereichen und Q zur Bezeichnung des Phasenfehlers infolge der Quantisierung von Phasenmessungen in endliche Unterbereiche (wobei der Höchstwert dieses Fehlers, bei dem überlicherweise ein einen Unterbereich darstellender Winkel in der Mitte liegt, die Hälfte des Winkelunterschiedes zwischen den Grenzen der Unterbereiche ist), wodurch sich folgende Gleichung aufstellen läßt:

</2 = 2.-rLsinΘ/λ + G₂ + A₂-Gi-A₁+M₂+ Q₂, worin f₂ in diesem Fall in binärer Form gegeben wird.

Analog

<f_i2 = 2.-iLsin Θ/λ + G₃ + A₃-G₂-A₂ + M₃₂ + Q₃₂. Also

72 + 732 = 4.-rLsin0// + G₃ +A₃-G₁-A₁ + M₂ + M₃₂ + Q₂ + Q₃₂-Die Summe <{₂ + <f₃₂ ist oben mit Φ_Ξ bezeichnet. Nun ist

Φ₃ = 4.-iLsin Θ/λ + G₃ + A₃-G₁-A₁+M₃ +Q₃ und daher

Φ₃-Φ^ M₃-M₂-M₃₂+Q₃-Q₂-Q₃₂.

Es läßt sich nachweisen, daß Φί aus Φ₃ aus Φ., und Fj eindeutig bestimmbar ist, vorausgesetzt, daß

I 0₃- 0_S\ < π .

Sind die Fehler unabhängig und zufällig, kann unter Verwendung von Mmax zur Bezeichnung des maximalen Meßfehlers und von Qmax zur Bezeichnung des maximalen Quantisierungsfehlers folgendes geschrieben werden:

1*3

|β_Μιϊ|

d. h., einwandfreie Mehrdeutigkeitsauflösung ist unter folgender Bedingung möglich:

Wenn wir beispielsweise für Mmα χ einen Wert von 3° und für Qmax einen Wert von 22'/2° wählen (d. h. Quantisierung in Unterbereichen von 45° oder π/4), benötigen wir

3 (3°+22y°) < 180°

76 y < 180°

für einwandfreie Mehrdeutigkeitsauflösung.

Es ist jetzt ersichtlich, daß mit solchen Werten für die Fehler M und Q eine große Phasenreserve übrigbleibt. Es sei darauf hingewiesen, daß mit der Anordnung nach F i g. 1 die Mehrdeutigkeitsauflösung von Fortpflanzungs- (und Verstärkungs-)Fehlern unabhängig ist, weil sich diese Fehler durch die logischen Bearbeitungen von Addierungs- und Vergleichungsvorgängen aufheben. Die Mehrdeutigkeitsauflösung ist ebenso von θ unabhängig, so daß es die gleiche Phasenreserve im ganzen Bereich von θ gibt, für den ψ2 und <p32 eindeutig sind.

Die erfindungsgemäße Anlage in der Beschreibung an Hand der Ausführungsform nach F i g. 1 kann durch das Einschalten eines oder mehrerer Antennenelemente zwischen denen des Paares mit dem größten gegenseitigen Abstand und der gleichen Anzahl zusätzlicher digitaler Phasendiskriminatoren geändert werden, so daß ein Phasenunterschied zwischen den zwei Elementen jedes Paares benachbarter Elemente gemessen werden kann; es ist selbstverständlich notwendig, daß eine jede dieser Phasendifferenzmessungen eindeutig ist. Der eindeutige Phasenunterschied zwischen den Elementen des Paares mit größtem gegenseitigem Abstand ist dabei aus der eindeutigen Summe der erwähnten Phasendifferenzmessungen und aus der mehrdeutigen Phasendifferenzmessung an diesem Paar bestimmbar, vorausgesetzt, daß davon ausgegangen werden kann, daß der Unterschied zwischen dem eindeutigen Phasenunterschied und der Summe weniger als π ist.

Die Anlage nach F i g. 3 enthält eine Reihe von vier Antennenelementen 40,41,42 und 43 mit regelmäßigen Abständen von L_ und vier Phasendirskriminatoren 44, 45,46 und 47, die je zur Phasenmessung im Bereich von 0 bis 2π mit einer Unterteilung in Unterbereiche von π/4 angeordnet sind; das gemeinsame Element 40 ist das niedrigste der Elemente. Die Anlage enthält weiter auf vorteilhafte Weise Mischer, Verstärker und Codeumsetzer in einer Anordnung analog der nach Fig. 1, jedoch der Einfachheit halber nicht dargestellt. Um sicher zu gehen, daß die von jedem Phasendiskriminator gemessenen Phasendifferenzen, in diesem Fall die Phase einfallender Strahlung an einem höheren Element in bezug auf die Phase einfallender Strahlung an einem niedrigeren Element, höchstwahrscheinlich nicht negativ ist (welche Möglichkeit bei spitzen Elevationswinkeln Θ gegeben ist und selbstverständlich als eine große positive Phasendifferenz angegeben werden würde), wird eine bekannte Phasenverzögerung P\ durch Verzögerungselemente 48, 49 und 50 zwischen einem jeden der drei Diskriminatoren eingeführt, die zur Messung einer Phasendifferenz zwischen den zwei Elementen eines Paares benachbarter Elemente und dem niedrigeren Element dieses Paares angeordnet sind; P± ist in diesem Fall π 18. Außerdem wird eine weitere Verzögerung durch Aufzählung einer digitalen Darstellung von π/4 bei der rein binären Darstellung der von einem jeden der erwähnten drei Diskriminatoren gemessenen Phasendifferenz; dieser Vorgang erfolgt in der Logikstufe 51. Also gibt es bei der Bestimmung von Elevationswinkeln nahe dem Wert Null eine Toleranz für Phasenfehler von mindestens 3π/8. In analoger Weise wird eine Phasenverzögerung von Ρ2 = π/8 durch das Verzögerungselement 52 zwischen dem Diskriminator 47 und dem Element 40 sowie eine zusätzliche wirksame Phasenverzögerung in die binäre Darstellung aus diesem Diskriminator durch

jo die Addierung einer digitalen Darstellung von π in der Logikstufe eingeführt. Vorausbestimmte Phasenverzögerungen können auf diese Weise in andere Ausführungsformen nach der Erfindung eingeführt werden.

Φ43 läßt sich aus der mehrdeutigen Messung
Radianten und der eindeutigen Summe

Φ S = (<P41 + «P42.41 + ^43.42)

eindeutig bestimmen, wenn nur davon ausgegangen werden kann, daß der Unterschied zwischen Φ$ und Φ43 weniger als π ist.

Die Logikstufe in der Anlage nach F i g. 3 kann mit der Schaltungsanordnung nach F i g. 2 ausgerüstet sein. In diesem Fall läßt sich ein zusätzlicher Binäraddierer zur Lieferung einer binären digitalen Darstellung von (9)41 +g>42.41) zum Eingang 27 des Addierers verwenden; eine Darstellung von g>43.42 gelangt an den Eingang 28 und eine Darstellung von 2nF<i erreicht sowohl den Eingang 31 des Addierers 20 als auch den Ausgang 37 der Schaltungsanordnung.

Es sei bemerkt, daß die zwei Größen, die die Summe Φsbzw. 2jrF₄3 in der Logikstufe darstellen, je die gleiche Konstante von 9π/8 Radianten enthalten, wodurch das Mehrdeutigkeitsauflösungsverfahren durch das Vorhandensein dieser Konstanten nicht beeinflußt wird.

Die erwähnten Ausführungsformen enthalten je eine Reihe kollinearer und in regelmäßigen Abständen voneinander angeordneter Antennenelemente; jedoch ergeben geometrische Erwägungen, daß die Analyse sich behauptet, ungeachtet der Kollinearität oder des regelmäßigen gegenseitigen Abstandes der Elemente, selbstverständlich unter der Voraussetzung, daß ψ2 und g>32 brw. «P4I, 5D42,41 und g>43.42 und ihre entsprechende Summe Φ5 eindeutig bestimmbar ist

Elevationswinkel können innerhalb eines Erfassungsbereiches hergeleitet werden, der durch den Bereich bestimmt wird, in dem die Phasenmessungen zwischen den Elementen jedes Paares benachbarter Elemente

eindeutig sind. Jetzt ist

ίο

φ,;,·_1 muß in einem vorausbestimmten Bereich von 2π Radianten liegen; dies kann in allgemeinen Ausdrücken wie nachstehend gegeben werden:

(2)

worin Γ eine Konstante ist. Die unterschiedlichen Fehlerquellen werden jetzt der Reihe nach beschrieben:

a. Fortpflanzungsfehler G.Für eine vertikale Anordnung ist eine der Hauptquellen von Fehlern in der Praxis das Auftreten kräftiger spiegelnder bodenreflektierter Signale. Eine Rechnersimulierung zeigt, daß für eine kennzeichnende Anordnung von acht Hornantennen mit gegenseitigem Abstand von 18 cm mit einem sin αΛ-Form des Polardiagramms mit einer 3-dB-Strahlbreite von 9°, wobei die Antennenachsen einen Winkel von 12° mit der Horizontale einschließen und bei ungefähr 5 GHz arbeiten, die Summe

(2 π L sin Θ/λ+ G,- C₁)

im wesentlichen nie negativ ist. Bei Elevationswinkeln über etwa 10° kann angenommen werden, daß der Phasenfehler durch Bodenrel'lektion 10° nicht überschreitet. Eine weitere Toleranz von ±10° für Zufallsstreuungseffekte kann eingehalten werden.

b. Verstärkerfehler A:

Toleranz ±5° für (04,—Λ,_ι).

c. Diskriminatorfehler Λ/und (J.Wenn die Grenzen der Unterbereiche, in die der Meßbereich verteilt ist, derart angeordnet sind, daß die niedrigste Grenze bei Null und die höchste bei In liegt, übt die mögliche Quantisierungsfehler Q keinen Einfluß auf den Winkelerfassungsbereich der Anordnung aus, da nur das untere Ende des Erfassungsbereiches mit Fehlern, die einen gemessenen Phasenunterschied ergeben können, der gleich einem negativen Phasenunterschied ist, d. h. mit —\Mma^, und das obere Ende des Erfassungsbereiches mit Fehlern wichtig sind, die einen

gemessenen Phasenunterschied gleich einem Phasenunterschied größer als 2π sein könnte, d. h. mit + \Mmax\, davon ausgehend, daß \Mmax\ = 3°-

Die Grenzwerte des Erfassungsbereiches lassen sich nunmehr mit Hilfe der Gleichungen (1) und (2) ermitteln.

Für den unteren Grenzwert ist <p,. ,_ι + Γ>0. Die Einführung der erwähnten Werte in die Gleichung (1) ergibt

_10^o-5^o-3° + 7>0.

Wenn also ein Erfassungsbereich herab nach einer Elevations Null gewünscht wird, läßt ein Wert für X von +45° (jr/4) eine Phasenfehlerspanne von 27° übrig.

Für den oberen Grenzwert des Erfassungsbereiches

φ,;,-, + T< 360°, d.h.

+ 20 + 5 + 3 + 45<360.

Für L= 18 cm und λ = 6 cm bedeutet es einen Höchstwert für θ von etwa 15°. Dies kann mit dem Erfassungsbereich von ungefähr der Hälfte dieses Betrages verglichen werden, welcher Vorgang mit der in der erwähnten GB-PS 13 37 099 beschriebenen Anlage beim Betrieb in der Basisaufstellung, d. h. ohne die Hilfe einer weiteren Sektorbestimmungsanordnung, durchgeführt werden kann. Der mit der erfindungsgemäßen Anlage erhaltene doppelte Erfassungsbereich, wobei die gleiche Anzahl von Antennenelementen mit gleichem gegenseitigem Abstand benutzt wird, wird selbstverständlich dadurch erhalten, daß in der früheren Anlage der Phasenunterschied zwischen benachbarten Elementen π nicht überschreiten dürfen (weil es notwendig ist, zwischen positiven und negativen Phasenunterschieden unterscheiden zu können), während in der vorliegenden Anlage der Phasenunterschied zwischen benachbarten Elementen 2π nicht überschreiten darf.
Es sei bemerkt, daß die erfindungsgemäße Anlage einen Phasenmodulator enthalten kann, um genauere digitale Darstellungen des gemessenen Phasenunterschiedes gemäß der Beschreibung in der erwähnten GB-PS 13 37 099 zu erhalten.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentanspruch:

Radiointerferometeranlage zur Bestimmung des Einfallswinkels von Signalen aus einer entfernten Strahlungsquelle, mit einer im wesentlichen linearen Reihe von n+\(n>2) Antennenelementen, von denen die zwei äußersten Antennenelemente ein erstes Paar bilden, das mit einem ersten digitalen Phasendiskriminator zur genauen, jedoch mehrdeutigen, nur bis auf ein Vielfaches von 2τ bestimmten Messung eines ersten Phasenunterschiedes zwischen den am ersten Paar empfangenen Signalen gekoppelt ist, von welcher Reihe weitere Antennenelemente weitere Paare bilden, die mit weiteren Phasendiskriminatoren gekoppelt sind, und mit einer digitalen logischen Einrichtung zur MehrdeuMgkeitsauflösung der ersten Phaserunterschiedsmessung anhand der weiteren Phasenunterschiedsmessungen, dadurch gekennzeichnet, daß die weiteren Paare von je zwei aufeinanderfolgenden Antennenelementen gebildet sind zur eindeutigen Messung der weiteren Phasenunterschiede, und daß die digitale logische Einrichtung die eindeutig gemessenen weiteren Phasenunterschiede addiert und diese Summe mit der mehrdeutigen Messung des ersten Phasenunterschieds vergleicht und aus der Differenz zwischen der mehrdeutigen Messung des ersten Phasenunterschiedes und dieser Summe bei Vernachlässigung eines ganzen Vielfachen von 2π das zutreffende Vielfache von 2π des ersten Phasenunterschiedes bestimmt, sofern der Unterschied zwischen der Summe und dem ersten Phasenunterschied infolge Fehlern weniger als π betragt.