DE2624785C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine elektrische Schutzschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine solche elektrische Schutzschaltung ist durch die DE-AS 12 94 528 bekannt und umfaßt Einrichtungen zur Erzeugung eines Auslösesignals auf Grund der Welligkeit einer gleichgerichteten Spannung zur Betätigung eines Trennschalters, wobei die gleichgerichtete Spannung aus den bei Phasenungleichheit veränderten Phasenspan­ nungen eines Drehstromsystems beziehungsweise aus der Phasenspannung eines Einphasensystems ableitbar ist.

Mit einem von der gleichgerichteten Spannung über eine Trenndiode beaufschlagten Spannungsteiler wird die Ansprechschwelle der Schutzschaltung eingestellt. Parallel zu dem Spannungsteiler liegt ein Kondensator als Spitzenspannungsteiler. Eine parallel zum Spitzenspannungsteiler geschaltete Auslöseschaltung ist über ein Zeitglied und eine Trenndiode von einem Abgriff des Spannungsteilers aus ansteuer­ bar. Bei dieser Schutzschaltung wird das Zeitglied von der durch den Verlauf der Hüllkurve bestimmten Spannung aufgeladen, das heißt, je nach der Größe der Spannungsdifferenz zwischen der Scheitelspannung und der Hüllkurvenspannung ergibt sich eine mehr oder weniger verzögerte Aufladung des Zeitglieds und damit eine Ungenauigkeit für den Abschaltbetrieb.

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, bei einer elektrischen Schutz­ schaltung der eingangs genannten Art Maßnahmen vorzusehen, mit denen eine exaktere Einstellung des Schwellwerts möglich ist, unterhalb welchem das nachfol­ gende Zeitglied mit Spannungsimpulsen beaufschlagt wird, die zum Aufbau der Ansteuerspannung für die Auslöseschaltung Verwendung findet.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Maßnahmen des Anspruchs 1 gelöst.

Ein Einphasensystem, bei dem die Welligkeit einer aus der Phasenspannung abgeleiteten gleichgerichteten Spannung als Kriterium für eine Schutzeinrichtung dient, ist auch aus der DE-OS 18 15 200 bekannt.

Durch die Maßnahmen gemäß der Erfindung wird in vorteilhafter Weise erreicht, daß die Einsteuerung des Zeitglieds immer mit Spannungsimpulsen erfolgt, die im wesentlichen einer Höchstspannung entsprechen, das heißt, der am Kollektor des von der gleichgerichteten Spannung beaufschlagten Transistors Q 1 anliegenden Spannung, wenn dieser bei Unterschreiten des Schwellwerts abgeschaltet wird.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen. Die Erfindung wird nachfolgend anhand einer Zeichnung erläutert. Es zeigt

Fig. 1 eine elektrische Schutzschaltung fü ein Dreiphasensystem unter Verwendung eines Logikmoduls zur Feststellung der Phasenungleichheit;

Fig. 2 eine elektrische Schutzschaltung für ein Einphasensystem unter Verwendung eines Welligkeitsdetektors;

Fig. 3 das Schaltbild des Logikmoduls für die Phasenungleichheit gemäß Fig. 1 und des Welligkeitsdetektors gemäß Fig. 2;

Fig. 3A ein Welligkeitsdetektor für die Schaltung gemäß Fig. 3, wobei ein PNP-Transistor anstelle eines NPN-Transistors Verwendung findet;

Fig. 4 eine weitere Ausführungsform einer elektrischen Schutz­ schaltung für ein Dreiphasensystem unter Verwendung eines Spannungsfühlers anstelle des bei der Ausführungsform gemäß Fig. 1 und 2 verwendeten Stromfühlers.

In Fig. 1 ist eine elektrische Schutzschaltung für ein Dreiphasensystem mit den Phasenleitungen L 1, L 2 und L 3 beschrieben, bei der von einer Dreiphasenstromquelle aus ein Verbraucher über einen Trennschalter 45 und Stromfühler 12 gespeist wird. Der über die einzelnen Phasenleitungen fließende Strom ist mit IL bezeichnet. am Ausgang des Stromfühlers 12 ist an den Ausgangsklemmen 14 und 16 eine grundsätzlich dem Strom IL proportionale Spannung abgreifbar. Im bevorzugen Arbeitsbetrieb fließt über alle drei Phasenleitungen in etwa der gleiche Phasenstrom IL, wobei die Phasenströme gegeneinander um 120° phasenverschoben sind. Unter diesen Betriebsbedingungen ist das an den Ausgangsklemmen 14 und 16 liegende Ausgangssignal im wesentlichen eine gleichgerichtete, jedoch nicht stabilisierte Gleichspannung. Nach der Gleichrichtung und wenn die einzelnen Phasenkreise untereinander ausgeglichen und in der richtigen Phasenlage zueinander stehen, erhält man sechs Spannungs­ spitzen und sechs Spannungstäler pro Spannungszyklus zwischen den Aus­ gangsklemmen 14 und 16. Daher existiert typischerweise ein voraussag­ barer Prozentsatz an Welligkeit für die zwischen den Ausgngsklemmen 14 und 16 auftretende Spannung. Bei einem gut ausgeglichenen System liegt dieser Prozentsatz bei etwa 4% bis 5%. Diese unstabilisierte Spannung wird an verschiedene Funktionsmoduls 19 angelegt, die parallel zueinander an die Klemmen 14 und 16 angeschlossen sind. Einige dieser Funktions­ moduls können über Ausgangsleitungen an eine Steuerleitung 40 für den Steuerschalter 42 angeschlossen sein, um über den Steuerschalter 42 und eine Ansteuerleitung 44 Auslösesignale an den Trennschalter 45 in Ab­ hängigkeit von bestimmten Strom- und/oder Spannungsverhältnissen oder Phasenzuordnungen bzw. einer Phasenungleichheit anzulegen. Es ist auch ein Netzwerk bzw. ein Logikmodul 30′ für die Phasenungleichheit vorge­ sehen, dem eine Anzeige A und eine Ausgangsleitung 30 a′ zugeordnet ist. Die elektrischen Eigenschaften dieses Netzwerkes werden nachfolgend an­ hand der Fig. 3 erläutert. Das Logikmodul bzw. das Netzwerk für die Phasenungleichheit verursacht eine Auslösung bzw. Betätigung des Trenn­ schalters 45, indem ein Signal an den Trennschalter über den Steuer­ schalter 42 beim Vorhandensein einer bestimmten Phasenungleichheit zwi­ schen den in den Phasenleitungen L 1, L 2 und L 3 fließenden Strömen IL übertragen wird. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird bei einer Phasenungleichheit, die durch eine 20%ige Welligkeit re­ präsentiert wird, der Trennschalter betätigt, vorausgesetzt, daß die Phasen­ ungleichheit lange genug, d. h. etwa vier oder fünf Perioden, dauert. In der Zeichnung sind auch Anschlußklemmen 36 und 38 gezeigt, an welche weitere nicht dargestellte Module angeschlossen werden können, um bestimmte Funktionen in Abhängigkeit von der zwischen den Ausgangs­ klemmen 14 und 16 wirksamen Spannung auszuführen.

In Fig. 2 ist ein entsprechender Schaltungsaufbau für ein Einphasen­ system dargestellt, bei dem ein Strom IL′ über die Leitung L 1′ von der Stromquelle über den Trenschalter 45′ und den Stromfühler 12′ fließt. Der Stromfühler 12′ hat ebenfalls Ausgangsklemmen 14 und 16, zwischen denen eine dem Strom IL′ auf der Leitung L 1′ proportionale Spannung V′ anliegt. Mit den Anschlußklemmen 14 und 16 ist ein Funktionsmodul 19′ verbunden, das bestimmte elektrische Charakteristiken in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung mißt und entsprechend ein Signal über den Steuerschalter an den Trennschalter 45′ zum Öffnen dieses Schalters an­ legen kann. Bei dieser weiteren Ausführungsform der Erfindung kann das Netzwerk für die Phasenungleichheit 30′ in Form eines Welligkeits­ detektors 30′′ ausgeführt sein, der über die Leitung 30 a′′ und die Leitung 40 den Steuerschalter 42 und damit den Trennschalter 45′ betätigen kann. Dieser Welligkeitsdetektor 30′′ kann grundsätzlich in derselben Weise wie das Netzwerk für die Phasenungleichheit 30′ gemäß Fig. 1 ausge­ staltet sein, wie aus der nachfolgenden Beschreibung anhand der Fig. 3 hervorgeht.

Diese Fig. 3 zeigt eine Schaltung bzw. ein Netzwerk, wie es für das Logik­ modul zum Feststellen der Phasenungleichheit bzw. für den Welligkeits­ detektor in vorteilhafter Weise Verwendung finden kann. Die Schaltung gemäß Fig. 3 hat eine positive Eingangsklemme, eine negative Eingangs­ klemme und eine Ausgangsklemme für das Auslösesignal. Die positive und die negative Eingangsklemme können an die Ausgangsklemmen 14 und 16 des Stromfühlers 12 angeschlossen sein. Die Ausgangsklemme für das Auslösesignal ist mit der Leitung 30 a′ gemäß Fig. 1 oder 30′′ gemäß Fig. 2 verbunden. Die Anzeigeschaltung A ist auf der rechten Seite der Fig. 3 gezeigt. Mit der positiven Eingangsklemme ist die eine Seite eines Kondensators C 1 verbunden und ebenso ein Widerstand R 1 sowie eine Diode D 2 und ein weiterer Widerstand R 10. Der Widerstand R 1 kann der eine Widerstand eines Spannungsteilernetzwerkes aus zwei Widerständen sein, wobei der zweite Widerstand mit R 3 bezeichnet ist. Zwischen dem Ver­ bindungspunkt der beiden Widerstände R 1 und R 3 und der Basis eines Transitors Q 1 liegt der Widerstand R 2. Die Serienschaltung der beiden Widerstände R 1 und R 3 liegt parallel zu dem Kondensator C 1, dessen zweite Seite ferner mit der Anode der Diode D 1 verbunden ist. Der Emitter des Transistors Q 1 liegt an der Kathode der Diode D 1 und zusammen mit dieser an der gemeinsamen Bezugsleitung 50, die mit der negativen Eingangs­ klemme in Verbindung steht. Der Kollektor des NPN-Transistors Q 1 ist an einen Widerstand R 4 angeschlossen und liegt gleichzeitig an der einen Seite eines Kondensatos C 2 sowie an der Kathodenseite einer Zenerdiode D 3. Die Anode dieser Zenerdiode liegt an der Bezugsleitung 50. Der Wider­ stand R 4 ist mit seiner anderen Seite an die Kathode der Diode D 2 ange­ schlossen, die außerdem an der einen Seite des Kondensators C 7 liegt, der mit seiner anderen Seite ebenfalls an die Bezugsleitung 50 angeschlossen ist. Die zweite Seite des Kondensators C 2 lieg an der Anode der Diode D 5 und der Kathode der Diode D 4. Die Anode der Diode D 4 lieg über den Wider­ stand R 5 an der Bezugsleitung 50. Die Kathode der Diode D 5 ist über den Widerstand R 6 an die Bezugsleitung 50 angeschlossen, zu dem der Konden­ sator C 3 parallel liegt. Ferner liegt die Kathode der Diode D 5 über einen Widerstand R 7 an einem Kondensator C 4 und der Anode einer Diode D 6. Die Kathode dieser Diode liegt am Emitter eines PNP-Transistors Q 2, dessen Basis mit der anderen Seite des Kondensators C 4, dem Kollektor eines NPN- Transistors Q 3 und der einen Seite eines Widerstandes R 9 in Verbindung steht. Die Basis des NPN-Transistors Q 3 ist mit dem Kollektor des PNP-Transistors Q 2 verbunden. Damit stellen die beiden Transistoren Q 2 und Q 3 einen aus komplementären Elementen aufgebauten Verstärker dar. Der Emitter des Transistors Q 3 ist über den Widerstand R 8 an die Bezugsleitung 50 ange­ schlossen und liegt ferner an einem Widerstand R 12 sowie an der einen Seite des Kondensators C 5 und an der Kathode einer lichtemittierenden Diode LED 2 sowie an der Anode einer Diode D 13. Die Kathode der Diode D 13 ist mit der Augangsklemme für das Auslösesignal verbunden. Der Widerstand R 12 liegt parallel zum Kondensator C 5 und steht gleichzeitig mit der Kathode der Diode D 9 und der Anode eines Unÿunction-Transistors Q 4 in Verbindung. Das Tor der Unÿunction-Transisotrs Q 4 ist mit dem Widerstand R 9, der Anode der Diode D 7 und der Kathode der Diode D 10 ver­ bunden. Die Kathode der Diode D 7 liegt über einer in der gleichen Polarität geschalteten Diode D 8 an der Anode der Diode D 9. Das Tor des Unÿunction- Transistors Q 4 ist ferner mit der einen Seite des Kondensators C 6 ver­ bunden, dessen andsere Seite an der Bezugsleitung 50 liegt. Die Ausgangs­ seite bzw. die Kathodenseite des Unÿunction-Transistors Q 4 ist an die Anode der lichtemittierenden Diode LED 2 angeschlossen. Die Anode der Diode D 10 liegt am Verbindungspunkt des Widerstands R 10 mit der Diode D 11 und steht kathodenseitig mit dem Tor des Unÿunction-Transistors Q 4 in Ver­ bindung. Die Zenerdiode D 11 liegt mit ihrer Kathode an der Bezugsleitung 50. Die lichtemittierende Diode LED 2 stellt die eine Seite eines licht­ gekoppelten Elementes mit einem lichtempfindlichen Halbleiterthyristor SCR 1 dar. Das Tor dieses Thyristors liegt über einen Widersand R 11 an der Kathodenseite dieses Transistors und ferner an der Stromversorgung, wogegen der anodenseitige Anschluß des Thyristors über eine lichtemittieren­ de Diode LED 1 an einem Widerstand R 12 und über diesen an der Stromver­ sorgung liegt. Anstelle des Thyristors kann auch ein Triac Verwendung finden. Der Widerstand R 12, die lichtemittierende Diode LED 1 sowie das lichtgekoppelte Element LCP und der Widerstand R 10 bilden die Anzeige­ stufe A gemäß Fig. 1 und 2.

Die Widerstände R 1, R 2 und R 3, der Kondensator C 1, die Diode D 1 und der Transistor Q 1 umfassen das Netzwerk des Welligkeitsdetektors RDN. Der Widerstand R 6, die Kondensatoren C 2 und C 3 und die Diode D 5 ergeben zusammen ein Impuls-Akkumulatornetzwerk PAN. Die Funktions­ weise des Welligkeitsdetektors RDN, des Impuls-Akkumulatornetz­ werkes PAN und der Anzeigestufe A werden nachfolgend noch erläutert.

In Fig. 3A ist eine andere Ausführungsform eines Welligkeitsdetektors RDN′ dargestellt, der einen NPN-Transistor Q 1′ anstelle eines PNP- Transistors verwendet. Die Anode einer Diode D 1′ und der Emitter des Transistors Q 1′ sind mit der positiven Eingangsklemme verbunden. Die Kathode der Diode D 1′ ist über die Serienschaltung des Widerstandes R 1′ und R 3′ mit der negativen Eingangsklemme verbunden. Parallel zu diesen Widerständen liegt der Kondensator C 1′. Der Verbindungspunkt der beiden Widerstände R 1′ und R 3′ ist über den Widerstand R 2′ an die Basis des Transistors Q 1′ angeschlossen, dessen Kollektor über einen Wider­ stand R 4′ und R 4 a′ an der negativen Eingangsklemme liegt. Der Ver­ bindungspunkt der beiden Widerstände R 4′ und R 4 a′ liegt an der einen Seite des Kondensators C 2, der dem Kondensator C 2 gemäß Fig. 3 ent­ spricht.

Anhand der Fig. 3 kann man entnehmen, daß eine zwischen die positive und negative Eingangsklemme angelegte Gleichspannung, z. B. von 10 V, eine Anfangsreaktion auslöst. Zunächst wird der Kondensator C 7 über die Diode D 2 auf einen Wert von etwa 8 bis 10 V aufgeladen. Ferner stellt sich an der Zenerdiode D 11 der Spannungsabfall von 6,8 V aufgrund der an die Eingangsklemmen angelegten Spannung ein. Über den Widerstand R 10, die Diode 10 fließt ein Strom zum Kondensator C 6, der diesen etwa auf die Spannung von 6,8 V auflädt. Die Diode D 10 verhindert, daß sich der Kondensator C 6 über die Zenerdiode D 11 entlädt. Mit Hilfe des Konden­ sators C 6 wird an dem Tor des Unÿunction-Transistors Q 4 eine Spannung aufrechterhalten. Ferner bewirkt der Kondensator C 6 eine Spannung über die Dioden D 7, D 8 und D 9 sowie den parallel zum Widerstand 12 geschal­ teten Kondensator C 5 und den Widerstand R 8. Dadurch wird die Anode des programmierbaren Unÿunction-Transistors Q 4 auf einem Spannungs­ wert gehalten, der kleiner als die Spannung am Tor ist. Durch das Vor­ handensein der drei Dioden D 7, D 8 und D 9 wird ein Spannungsabfall von 1,5 V zwischen dem Tor und der Anode des Unÿunction-Transistors Q 4 aufrechterhalten. Bei diesen Spannungsverhältnissen bleibt der Uni­ junction-Transistor Q 4 im abgeschalteten Zustand, so daß kein nennens­ werter Strom kathodenseitig abfließen kann. Der Kondensator C 6 bewirkt ferner eine Vorspannung an der Basis des Transistors Q 2. Unter nor­ malen Betriebsbedingungen, d. h. wenn die Welligkeit der Gleichstrom­ spannung zwischen den Ausgangsklemmen 14 und 16 verhältnismäßig klein ist, ist das komplementär geschaltete Transistorpaar Q 2 und Q 3 im nicht leitenden Zustand. Der Widerstand R 12, der parallel zum Kon­ densator C 5 liegt, dient als Entladewiderstand für diesen Kondensator. Der Widerstand R 8 dient der Rauschentkopplung, um von der Ausgangs­ klemme für das Auslösesignal unerwünschte und gegebenenfalls eine Auslösung verursachende Störsignale fernzuhalten. Auch der Kondensator C 4 dient der Rauschunterdrückung, und zwar für das komplementäre Transistorpaar Q 2 und Q 3. In der Regel ist die sich an dem Kondensator C 3 während geringer Welligkeit aufbauende Spannung kleiner als die Spannung an der Basis des Transistors Q 2. Dies bedeutet, daß das komplementäre Transistorpaar Q 2 und Q 3 sich während verhältnismäßig geringer Welligkeit der Ausgangsspannung im nicht leitenden Zustand befindet. Wenn man annimmt, daß die an der positiven und negativen Eingangsklemme anliegene Gleichspannung eine Welligkeit von etwa 4% hat, dann wird sich der Kondensator C 1 über die Diode D 1 beispiels­ weise auf eine Spitzenspannung von etwa 10 V aufladen. Im allgemeinen wird der Kondensator auch bei nachfolgenden, durch die Welligkeit bedingten höheren und niederen Spannungswerten den Spitzenspannungs­ wert beibehalten. Bei einer Ausführungsform der Erfindung hat der Kondensator C 1 zusammen mit den Widerständen R 1 und R 3 eine Zeit­ konstante von etwa 60 Millisekunden. Die Widerstände R 1 und R 3, die als Spannungsteiler wirksam sind, lassen somit nur eine verhältnis­ mäßig langsame Entladung zu. So können z. B. die Widerstände in ihren Werten derart festgelegt sein, daß 20% der im Kondensator C 1 ge­ speicherten Spannung als positive Vorspannung an der Basisemitter­ strecke des Transistors Q 1 wirksam ist. Dabei wird natürlich der Ein­ fluß von Leckwiderständen im Transistor sowie der Einfluß eines Span­ nungsabfalls an Diodenstrecken vernachlässigt. Hierbei können bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung Spannungen in der Größen­ ordnung von 2 V in Frage kommen. Das Spannungsverhältnis bzw. das Teilungsverhältnis kann auch auf andere Größen, abweichend von 20%, eingestellt werden. Eine geeignete Vorspannung von der Basis zum Emitter des Transistors Q 1 hält diesen Transistor im leitenden Zustand. Damit wird die Zenerdiode D 3 überbrückt und unwirksam und der Kon­ densator C 2 über den Transistor Q 1 bzw. die Diode D 4 und den Wider­ stand R 5 entladen. Entsprechend fließt ein Strom von der positiven zur negativen Eingangsklemme über die Diode D 2, den Widerstand R 4 und den verhältnismäßig niedrig ohmigen Transistor Q 1. Entsprechend dem voraus erwähnten Beispiel, wenn das Wellental der welligen Spannung zwischen der positiven und negativen Eingangsklemme wirksam ist, steigt die Spannung am Emitter des Transistors Q 1 bezüglich seiner Basisspannung an. Da jedoch die Welligkeit ungefähr 4% des Spitzen­ wertes ausmacht und die Basisspannung etwa 20% des Spitzenwertes be­ trägt, ergibt sich nur eine sehr geringe Erhöhung der Emitterspannung bezüglich der Spitzenspannung, so daß der Leitfähigkeitszustand des Transistors Q 1 kaum bzw. nicht geändert wird.

Es sei nun angenommen, daß die Welligkeit wesentlich ansteigt, z. B. dadurch, daß über eine der Phasenleitungen L 1, L 2 oder L 3 gemäß Fig. 1 aufgrund eines Sicherungsausfalles oder eines anderen Defekts praktisch kein oder sehr viel weniger Strom fließt. Es soll an­ genommen werden, daß dadurch eine Welligkeit von etwa 30% erzeugt wird. Bei dieser Annahme kann ein Wellental aufgrund der Welligkeit 20% unter dem Spitzenspannungswert liegenden und den durch den Spannungsteiler festgelegten Spannungspunkt unterschreiten. Damit steigt die Spannung am Transistor Q 1 auf einen Wert unter dem Wert an der Basis an, so daß der Transistor Q 1 in den nicht leitenden Zustand geschaltet wird. Wenn dies der Fall ist, entsteht ein Spannungsimpuls an dem Kondensator C 2, der jedoch bezüglich seiner Impulsamplitude durch die Zenerdiode D 3 begrenzt wird, und zwar z. B. auf 24 V. Der an den Kondensator C 2 ange­ legte Spannungsimpuls bewirkt eine Aufladung des Kondensators über die Diode D 5 und den Kondensator C 3. Die sich am Kondensator C 2 ausbildende Spannung steuert die Diode D 4 in den Sperrzustand. Außerdem haben die Widerstände R 6 und R 7 einen wesentlich höheren Widerstandswert als der Kondensator C 3 bei beispielsweise 50 oder 60 Hz. Aus diesem Grund ent­ hält nunmehr die Entladungsstrecke von der positiven zur negativen Eingangs­ spannung die Diode D 2, den den Entladestrom über den Kondensator C 2 be­ stimmenden Widerstand R 4, die Diode D 5 und den Kondensator C 3. Auf­ grund der Abstimmung der Kapazitäten der beiden Kondensatoren C 2 und C 3 wird der Kondensator C 2 schneller als der Kondensator C 3 aufgeladen. Sobald die Welligkeit, bezogen auf die positive Eingangsklemme, in ihrem Wert ansteigt, wird also der Transistor Q 1 in Durchlaßrichtung vorge­ spannt und der zuvor angelegte Spannungsimpuls beseitigt. Sobald sich dieser Zustand einstellt, wird der Kondensator C 2 sehr rasch über den leitenden Transistor Q 1 und die Diode D 4 sowie den Widerstand R 5 ent­ laden. Damit nimmt die Spannung an der Anode der Diode D 5 rasch auf einen Wert ab, der unter dem am Kondensator C 3 wirksamen Wert liegt. Dies führt zu einer Sperrung der Diode D 5. Damit stellt sich die Entladung des Kondensators C 3 über den Widerstand R 6 sowie den Widerstand R 7 und die nicht leitenden komplementären Transistoren Q 2 und Q 3 ein. Aufgrund dieses Entladungsweges wird keine nennenswerte Entladung stattfinden, wenn der Widerstand R 6 ausreichend groß ist. Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird als Entladezeit für den Kondensator C 3 eine Zeit von etwa 500 Millisekunden vorgesehen. Wenn die durch die Welligkeit bedingte Einhüllende der Spannung ein Wellental erneut erreicht, wird der Transistor Q 1 erneut abgeschaltet und bewirkt eine Aufladung des Kon­ densators C 2 sowie gleichzeitig eine Erhöhung der Ladung im Kondensator C 3, was zu einer höheren Klemmenspannung führt. Dieser Vorgang wiederholt sich über eine Anzahl von Welligkeitsperioden, bis der Kon­ densator C 3 eine ausreichend große Ladung hat und die positive Seite des Kondensators C 3 einen Wert annimmt, der über dem Spannungswert an der Basis des Transistors Q 2 liegt. Damit wird der Transistor Q 2 leitend und bewirkt, daß der Transistor Q 3 ebenfalls sehr rasch in den leitenden Zustand übergeht. Durch die leitenden Transitoren Q 2 und Q 3 ergibt sich eine Entladungsstrecke für die Kondensatoren C 3 und C 6 über die Diode D 13 zur Ausgangsklemme für das Auslösesignal, das damit an die Leitungen 30 a′ bzw. 30 a′′ angelegt wird. Entsprechend kann dadurch der Trennschalter in der vorgesehenen Weise ausgelöst werden.

Der Widerstand R 8 hat für den Emitterstrom des Transistors Q 3, ver­ glichen mit der Diode D 13, eine verhältnismäßig hohe Impedanz. Damit wird der wesentliche Strom über die Diode D 13, d. h. die Ausgangsklemme für das Auslösesignal geführt werden. Die Stromrückführung erfolgt über die angeschlossene Auslöseschaltung zur Bezugsleitung 50. Sobald der Kondensator C 6 durch das komplementäre Transistorpaar Q 2 und Q 3 ent­ laden ist, fällt seine auf den Thyristor wirkende Torspannung im Wert ab, jedoch wegen der Wirkung der Dioden D 7, D 8 und D 9 verändert sich die Spannung an der Kapazität C 5 nur unwesentlich. Schließlich wird die Span­ nung am Tor des Unÿunction-Transistors Q 4 kleiner als die dazugehörige Anodenspannung sein. Damit wird der Unÿunction-Transistor Q 4 leitend. Entsprechend fließt ein Strom von den Kondensatoren C 5 und C 6 über die Kathodenseite des Unÿunction-Transistors Q 4 zur lichtemittierenden Diode LED 2. Der Rückfluß des Stromes zu den Kondensatoren C 5 und C 6 erfolgt über verschiedene Wege. Die erregte lichtemittierende Diode LED 2 steuert optisch den lichtemittierenden Thyristor SCR 1 an, womit dieser leitend wird. Dadurch wird der Stromkreis von der Stromversorgung über den Widerstand R 12, die lichtemittierende Diode LED 1 und den licht­ empfindlichen Thyristor SCR 1 zurück zur Stromversorgung geschlossen. Die lichtemittierende Diode LED 1 liefert ein Lichtsignal, das anzeigt, daß ein Auslösesignal über die Diode D 13 an die Ausgangsklemme für das Auslösesignal angelegt ist.

Aus dem Vorstehenden kann man entnehmen, daß das Netzwerk für die Phasenungleichheit bzw. der Welligkeitsdetektor 30′ bzw. 30′′ eine Aus­ lösefunktion in Abhängigkeit von einem ausfallenden Phasenstrom, einer Verringerung des Phasenstromes oder auch eines Anstieges des Phasen­ stroms ausweisen kann, wobei dies für einen oder mehrere Phasen einer mehrphasig angeschlossenen Last der Fall ist. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 2 wird durch das Auslösesignal das Vorhandensein einer Welligkeit angezeigt.

In Fig. 3a ist eine weitere Ausführungsform eines Welligkeitsdetektors dargestellt, bei dem der Kondensator C 1′ über die Diode D 1′ von der positiven zur negativen Eingangsklemme aufgeladen wird. Die Entlade­ strecke für diesen Kondensator C 1 umfaßt die Widerstände R 1′ und R 3′, die als Spannungsteiler parallel zum Kondensator C 1′ geschaltet sind. Die Verhältniswerte der Widerstände R 1′ und R 3′ zueinander werden so gewählt, daß am Widerstand R 1′ ein Spanungsabfall auftritt, der den zu messenden und für das angeschlossene Gerät zu kompensierenden bzw. zu beachtenden Welligkeitswert bestimmt. Bei der Erläuterung im Zu­ sammenhang mit Fig. 3 wurden als Beispiel für eine 20%ige Welligkeit an der Basis des Transistors Q 1 eine Spannung von etwa 2 V des Spitzen­ wertes 10 V vorgesehen, die vom Verbindungspunkt der Widerstände R 1 und R 3 über den Widerstand R 2, bezogen auf die Spannung an der negativen Eingangsklemme, wirkt. Grundsätzlich ist der Transistor Q 1′ eingeschaltet, solange die Welligkeit diesen vorgesehenen Prozentsatz, z. B. von 20%, nicht übersteigt. Wenn jedoch die Welligkeit einen Wert annimmt, bei dem ein Wellental mehr als 20% vom Spitzenspannungswert abweicht, wird der Trasistor Q 1′ nicht leitend gemacht. Damit entlädt sich der Kondensator C 2 in derselben Weise, wie dies für die Ausführungsform gemäß Fig. 3 beschrieben wurde, d. h. der Entladestrom fließt vom Kondensator C 2 über den Widerstand R 4 a′, den Widerstand R 5 gemäß Fig. 3 sowie die Diode D 4 gemäß Fig. 3 zurück zur anderen Seite des Kondensators C 2. Sobald die Welligkeit abnimmt und sich der Spannungswert des Wellentals wieder mehr dem Spitzenspannungswert nähert, geht der Transistor Q 1′ in den leitenden Zustand zurück. Damit kann der Strom über den Transistor Q 1′, über den Kondensator C 2, die Diode D 5 gemäß Fig. 3 zum Konden­ sator C 3 fließen und diesen in der beschriebenen Form aufladen. Der Rest der Wirkungsweise der Schaltung entspricht der Wirkungsweise der Schal­ tung gemäß Fig. 3. Sowohl für die Ausführungsform gemäß Fig. 3 als auch für die Ausführungsform gemäß Fig. 3a wird der Prozentsatz der Welligkeit in Abhängigkeit vom Spitzenspannungswert gemessen, d. h. die Welligkeit wird durch das Ausmessen der Differenz des Spitzenspannungswertes der die Welligkeit beschreibenden einhüllenden Kurve und dem Spannungs­ wert im Tal dieser einhüllenden Kurve bestimmt.

In Fig. 4 ist eine weitere Ausführungsform der Erfindung dargestellt, bei der das Netzwerk 30′ zur Feststellung der Phasenungleichheit bzw. der Welligkeit einer Schaltung gemäß Fig. 3 bzw. Fig. 3a entsprechen kann. Die Darstellung zeigt ferner die Anzeigestufe A sowie die Ausgangsleitung 30 a′′′ für das Auslösesignal. Diese Leitung ist mit dem Trennschalter CB verbunden, der in die Phasenleitungen L 1, L 2 und L 3 eingeschaltet ist, über welche ein Strom von der auf der rechten Seiten nicht dargestellten Stromquelle zu der auf der linken Seite nicht dargestellten Last übertragen wird. Im vorliegenden Fall sind die positive Eingangsklemme und die ne­ gative Eingangsklemme gemäß Fig. 3 zur Abtastung der Spannung direkt mit den Phasenleitungen L 1, L 2 und L 3 ohne Zwischenschaltung eines Strom­ fühlers angeschlossen. Zu diesem Zweck sind drei separate Diodenkreise parallel zu der positiven und negativen Eingangsklemme geschaltet. Der erste Diodenkreis umfaßt die beiden Dioden Da 1 und Da 2 in Serienschaltung, wobei die Anode der Diode Da 2 mit der negativen Eingangsklemme und die Kathode der Diode Da 1 mit der positiven Eingangsklemme verbunden ist. Entsprechendes gilt für die Dioden Db 1 und Db 2 sowie Dc 1 und Dc 2, die je­ weils in Serie zwischen die positive und die negative Eingangsklemme ge­ schaltet sind. Der Verbindungspunkt der Dioden Da 1 und Da 2, die je­ weils in Serie zwischen die positive und die negative Eigangsklemme ge­ schaltet sind. Der Verbindungspunkt der Dioden Da 1 und Da 2 ist über einen Widerstand Ra im Punkt a an die Phasenleitung L 1 angeschlossen. Ent­ sprechend liegt der Verbindungspunkt der Dioden Db 1 und Db 2 über einen Widerstand Rb an dem Anschlußpunkt b der Phasenleitung L 2 und der Ver­ bindungspunkt der Dioden Dc 1 und Dc 2 über den Widerstand Rc am Ver­ bindungspunkt c der Phasenleitung L 3. Die Schaltungsweise dieses Netzwerkes bewirkt, daß die Augenblicksspannungen der drei Phasenleitungen einander überlagert werden im Sinne einer Gleichrichtung, so daß Eingangssignale an der positiven und der negativen Eingangsklemme des Netzwerkes für die Feststellung der Phasenungleichheit bzw. der Welligkeit in derselben Weise, wie vorausstehend anhand der Fig. 1 und Fig. 2 beschrieben, angelegt werden.

Es ist auch als weitere Modifikation möglich, die Primärwicklung eines Transformators entweder in Dreieck- oder Y-Schaltung an die Phasen­ leitungen L 1, L 2 und L 3 anzuschließen, um entsprechend geschaltete sekundäre Wicklungen an die Mittelabgriffe der vorausgehend beschriebenen Diodenbrücke anzulegen.

Die zu schützende Last kann z. B. aus einem Motor bestehen oder einem beliebigen anderen Gerät, das über ein dreiphasiges Netzwerk angesteuert wird, wobei der Ausfall einer Phase oder einer Verringerung des Phasen­ stroms bzw. eine Vergrößerung des Phasenstroms möglich ist. Das Kon­ zept der Erfindung kann jedoch auch dazu benutzt werden, um Phasenun­ gleichheiten bzw. Welligkeiten festzustellen und auszugleichen. So kann bei­ spielsweise der Welligkeitsdetektor gemäß Fig. 3 auch für einen anderen als den beschriebenen Zweck eingesetzt werden. Weder die in der vorausgehenden Beschreibung angegebenen Zeitkonstanten noch die Kapazitätswerte bzw. Prozentwerte haben verbindliche Form bezüglich ihrer Größe und können beliebig geändert werden. Auch der Kondensator C 7 gemäß Fig. 3 ist vor­ teilhaft, um für den Fall eines kompletten Netzzusammenbruches zur Auf­ ladung der Kondensatoren C 2 und 3 elektrische Energie zu liefern, d. h. wenn die Welligkeit unter bestimmten Bedingungen einen Wert von 100% er­ reicht. In der beschriebenen Ausführungsform ist die Schaltung für eine Wechselstromfrequenz von 60 Hz vorgesehen, jedoch läßt sich die Erfindung auch bei beliebig anderen Frequenzen verwirklichen.

Die Erfindung bietet in vorteilhafter Weise die Möglichkeit, einen Netz- oder Phasenausfall bzw. eine Vergrößerung oder Verkleinerung eines Phasenstromes in einem mehrphasigen Netz durch die Welligkeit des gleich­ gerichteten Stromes zu ermitteln. Da die Feststellung der Welligkeit in be­ zug auf den Spitzenspannungswert erfolgt, ergibt sich eine sehr gute Empfindlichkeit, so daß z. B. ein Phasenausfall bereits festgestellt werden kann, bevor der Phasenstrom auf den Wert Null zurückgegangen ist.

Claims (6)

1. Elektrische Schutzschaltung mit Einrichtungen zur Erzeugung eines Auslöse­ signals auf Grund der Welligkeit einer gleichgerichteten Spannung zur Betätigung eines Trennschalters, wobei die gleichgerichtete Spannung aus den bei Phasenungleichheit veränderten Phasenspannungen eines Drehstrom­ systems beziehungsweise aus der Phasenspannung eines Einphasensystems abgeleitet ist, mit einem von der gleichgerichteten Spannung über eine Trenndiode (D 1) beaufschlagten Spannungsteiler (R 1 bis R 3) zur Einstellung der Ansprechschwelle der Schutzschaltung, mit einem dazu parallel geschal­ teten Spitzenspannungsspeicher (Kondensator C 1) und einer parallel zum Spitzenspannungsspeicher geschalteten Auslöseschaltung (Q 2, Q 3, Q 4, C 6), welche über ein Zeitglied (R 6, R 7, C 3) und über eine weitere Trenndiode (D 5) von einem Abgriff des Spannungsteilers aus ansteuerbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Abgriff des Spannungsteilers (R 1 bis R 3) und die weitere Trenndiode (D 5) ein von der gleichgerichteten Spannung beaufschlagter Transistor (Q 1) geschaltet ist, der beim Unterschreiten des durch den Abgriff des Spannungsteilers bestimmten Schwellwertes in einen über die weitere Trenndiode (D 5) einen Spannungsimpuls an das Zeitglied (C 3, R 6, R 7) anlegenden Zustand übergeht und die Auslöseschaltung (Q 2, Q 3, Q 4, C 6) betätigt.

2. Elektrische Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor als NPN-Transistor (Q 1) mit seinem Emitter an der negativen Spannung liegt, und daß die Trenndiode (D 1) mit ihrer Anode am Spannungsteiler (R 1 bis R 3) und an dem Spitzenspannungsspeicher (C 1) und mit ihrer Kathode an der negativen Spannung liegt (Fig. 3).

3. Elektrische Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor ein PNP-Transistor (Q 1′) ist, dessen Emitter an die positive Spannung angeschlossen ist, und daß die Trenndiode (D 1′) mit der Anodenseite am Emitter des Transistors und der positiven Spannung und mit der Kathodenseite am Spannungsteiler sowie am Spitzenspannungsspeicher liegt (Fig. 3A).

4. Elektrische Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitude der Spannungsimpulse zur Ansteuerung des Zeitgliedes durch eine Zenerdiode (D 3) parallel zum Transistor (Q 1) festgelegt ist.

5. Elektrische Schutzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Zeitglied (C 3, R 6, R 7) einen mit den Spannungsimpulsen beauf­ schlagten und als Speicher für die Signalenergie dienenden Kondensator (C 3) umfaßt, daß eine weitere Transistoren (Q 2, Q 3) umfassende Entladeschal­ tung mit diesem Kondensator (C 3) verbunden ist, daß die weiteren Transistoren (Q 2, Q 3) im normalen Betriebszustand nichtleitend sind, daß das Zeitglied (C 3, R 6, R 7) mit den weiteren Transistoren (Q 2, Q 3) in der Weise verbunden ist, daß diese Transistoren in den leitenden Zustand geschaltet werden und ein Ausgangssignal liefern, wenn eine bestimmte Anzahl von Spannungsimpulsen gespeichert ist.

6. Elektrische Schutzschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine Erregungsschaltung (Q 4, C 5, C 6, D 7, D 8, D 9) für eine Anzeigestufe (A) vorhanden ist, die in Abhängigkeit von der Entladung des Kondensators (C 3) ein Schalterelement (Q 4) schließt, daß die Erregungsschaltung für die Anzeigestufe parallel zu den Transistoren (Q 2, Q 3) derart angeschlossen ist, daß die für die Anzeigestufe (A) erforderliche Energie einerseits ableitbar und andererseits zur Entladeschaltung zurückführbar ist, wenn das Schalter­ element (Q 4) geschlossen ist.