DE2542605B2

DE2542605B2 - Elektronische Uhr

Info

Publication number: DE2542605B2
Application number: DE2542605A
Authority: DE
Inventors: Hiroyuki Suwa Nagano Chihara (Japan)
Original assignee: Suwa Seikosha KK
Current assignee: Suwa Seikosha KK
Priority date: 1974-09-24
Filing date: 1975-09-24
Publication date: 1978-08-03
Also published as: GB1514330A; US4037399A; MY8000208A; JPS5651590B2; DE2542605C3; CH624262B; CH624262GA3; DE2542605A1; HK82779A; JPS5136971A

Description

Die Erfindung betrifft eine elektronische Uhr gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1.

Da der Benutzer einer elektronischen Armbanduhr in der Regel nicht weiß, wann die Energiekapazität der seine Uhr mit Energie versorgenden Batterie zu Ende geht, wird es sehr häufig vorkommen, daß eine Batterie weggeworfen wird, bevor sie erschöpft ist, um nicht ein Stehenbleiben der Uhr zu riskieren, oder daß die Erschöpfung der Batterie erst festgestellt wird, wenn die Uhr stehengeblieben ist. Um dieser Unsicherheit abzuhelfen, werden elektronische Uhren mit einer Battenespannungsmeßschaltung versehen, die eine bevorstehende Erschöpfung der Batteriekapazität durch irgendein Signal anzeigt, bevor die Uhr stehenbleibt, und zwar so rechtzeitig (beispielsweise etwa zwei Wochen vor dem Stehenbleiben), daß noch bequem für eine Ersatzbatterie gesorgt werden kann.

Aufgrund des geringen Raums, der für die »Innereien« einer elektronischen Armbanduhr zur Verfügung steht, ist es unbedingt erforderlich, daß eine solche Batteriespannungsmeß- oder Batteriespannungsprüfschaltung einfach aufgebaut ist, auf dem Chip mit untergebracht werden kann, der die übrige elektronische Schaltung der Uhr in integrierter Weise enthält, und daß die Anzahl der von außen an die integrierte Schaltung anzuschließenden Bauelemente möglichst gering ist. Wenn nun die Batteriespannungsprüfschaltung gegenüber Temperaturschwankungen, die in einem sehr weiten Bereich auftreten können, stabil gemacht werden soll, müssen diese Beschränkungen und Anforderungen berücksichtigt werden.

Es ist bereits vorgeschlagen worden, unter Ausnutzung der Schwellenspannung eines Feldeffekttransistors das Absinken der Batteriespannung zu erfassen und damit das bevorstehende Ende der Lebensdauer der Batterie. Die vorgeschlagene Schaltung und ihre Eigenschaften werden anhand der F i g. 1 bis 3 dieser Anmeldung noch näher erläutert werden. Ein Problem besteht darin, daß die vorgeschlagene Schaltung noch eine starke Temperaturabhängigkeit aufweist, die zu einer Fehlanzeige führen kann.

Für elektronische Uhren mehrere in Kaskade geschaltete Feldeffekttransistoren zu verwenden, ist an sich aus der US-PS 37 89 599 bekannt.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, bei einer elektronischen Uhr der vorausgesetzten Art die Temperatureigenschaften der Batteriespannungsmeßschaltung zu verbessern.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Anspruch 1 gekennzeichnet und in den Unteransprüchen vorteilhaft weiter entwickelt.

Die vorliegende Erfindung schafft nun nicht nur eine Temperaturkompensation für die Batteriespannungsprüfschaltung, sondern sie macht auch noch eine solche Schaltung verfügbar, die ohne jegliche nichtintegrierbare Bauelemente wie Thermistoren usw. auskommt. Da die starke Temperaturabhängigkeit der ersten Stufe durch die Dimensionierung der zweiten Stufe im gewünschten Spannungsbereich kompensiert wird, und

zwar mit Hilfe eines MOS-FET in der zweiten Stufe, der einen Temperaturgang aufweist, der von demjenigen des MOS-FET in der ersten Stufe verschieden ist, und da diese temperaturkompensierte Batteriespannungsprüfschaltung nur relativ wenige Bauelemente umfaßt, ist diese Prüfschaltung ohne weiteres auf dem Chip für die elektronische Schaltung der Uhr mit unterzubringen, so daß praktisch kein zusätzlicher Platzbedarf erforderlich ist Daher führt diese Batteriespannungsprüfschaltung praktisch auch zu keiner Kostenerhöhung für die Uhr.

Die Erfindung wird in einer Gegenüberstellung zur vorgeschlagenen Lösung anhand von 6 Figuren näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 den grundsätzlichen Aufbau einer Batteriespannungsmeß-Schaltung,

F i g. 2 die Beziehung zwischen der Versorgungsspannung E] und der Ausgangsspannung F₂ des in F i g. 1 dargestellten p-Kanal-MOS-FETs 2,

Fig.3 in Form einer Kennlinie die Beziehung zwischen der Spannungsdifferenz (Ve— Vth) und dem ID-Temperaturkoeffizienten des Drainstroms,

F i g. 4 eine Schaltung gemäß einer Ausführungsform dieser Erfindung,

F i g. 5 in Form einer Kennlinie die Temperaturabhängigkeit der Meß-Spannung, der Batteriespannungsmeß-Schaltung,

F i g. 6 die Schaltung einer weiteren Ausführungsform nach dieser Erfindung.

Es wird nun anhand der F i g. 1 die vorgeschlagene Batteriespannungsmeß-Schaltung erläutert, bei der die Schwellwertspannung eines Feldeffekttransistors nusgenutzt wird. In der Grundschaltung gemäß F i g. 1 bedeuten 1 eine Energieversorgungsbatterie, 2 einen p-Kanal-Feldeffekttransistor vom Anreicherungstyp, der im folgenden P-MOS-FET genannt wird und 3 einen Lastwiderstand. Mit 4 und 5 sind komplementäre Inverter und mit 6 ist ein Ausgangsanschluß bezeichnet. Zur Vereinfachung der Erläuterung wird angenommen, daß 1 eine Spannungsquelle mit variabler Spannung ist.

Die in Fig.2 dargestellte Kennlinie zeigt die Beziehung zwischen der Versorgungsspannung E\ und der Ausgangsspannung Ei des P-MOS-FETs 2 der Fig. 1. Falls der Lastwiderstand 3 ausreichend groß gewählt wird, sind aus dieser Figur die folgenden Tatsachen zu entnehmen. Wird die Spannung E\ größer als die Schwellwertspannung Vth des P-MOS-FETs 2, dann wird, da dieser leitend wird, die Spannung £2 gleich der Spannung £|.

Nähert sich die Spannung E\ von oben der Schwellwertspannung Vth, dann fällt die Spannung £2 rasch ab, da der P-MOS-FET 2 vom leitenden in den nichtleitenden Zustand übergeht. Wird die Spannung E\ kleiner oder gleich der Schwellwertspannung V_Th, dann wird die Spannung £2 zu Null. Andererseits wird der Ausgang 6 invertiert, wenn die Spannung E₂ gleich der Schwellwertspannung des Inverters 4 wird, und es wird das Abfallen bzw. Absinken der Batteriespannung erfaßt. Da der P-MOS-FET 2 auf demselben Substrat wie die komplementäre integrierte lvlOS-Schaltung gebildet ist, nähert sich die Schwellwertspannung VV;yin der Praxis etwa der Hälfte des Wertes der Batteriespannung. Dies bedeutet, daß der Lastwiderstand 3 klein und die Neigung der Ei-ii-Kurve der Fig.2 sanft gemacht werden muß, um die Meßspannung auf 90 bis 95% der normalen Batteriespannung einzustellen. Damit wird die Umschaltbedingung des P-MOS-FETs 2 unbestimmt. Die Meßspannung wird jedoch bestimmt, da E₂, wie oben erwähnt, durch die Schwellwertspannung der nächsten Inverterstufe 4 erfaßt wird.

Auf diese Weise kann das Abfallen der Batteriespannung, d. h. die Lebensdauer der Batterie durch einen Umschaltvorgang erfaßt bzw. gemessen werden, bei dem die Schwellwertspannung eines Feldeffekttransistors ausgenutzt wird. Es entsteht jedoch bei der Einführung dieser Schaltung in die Praxis insofern ein Problem, da die Batteriespannungsmeß-Schaltung eine verhältnismäßig starke Temperaturabhängigkeit aufweist.
Es ist notwendig, bei der Batteriespannungsmeß-Schaltung eine Temperaturkompensation vorzusehen, um zu verhindern, daß je nach den Temperaturbedingungen ein Absinken der Batteriespannung erfaßt wird, selbst wenn die Batteriespannung noch ihren Nennwert aufweist und andererseits ein Absinken der Spannung

J5 nicht erfaßt wird, selbst wenn der zulässige Wert schon unterschritten ist. Durch die vorliegende Erfindung wird das Temperaturverhalten der Batteriespannungsmeß-Schaltung verbessert.
Bei dem in F i g. 1 dargestellten grundsätzlichen Aufbau der Batteriespannungsmeß-Schaltung spricht der P-MOS-FET 2 in der ersten Stufe am stärksten auf Temperaturänderungen an. Hier wiederum kommt dem Temperaturverhalten des Drainstromes eine besondere Bedeutung zu, da die Ausgangsspannung des P-MOS-FETs 2 proportional zum Drainstrom ist. Das Temperaturverhalten der komplementären Inverter 4 und 5 ist aus den folgenden Gründen gut.

Im allgemeinen läßt sich der Temperaturkoeffizient des Drainstromes ID eines MOS-FETs durch die folgende Gleichung ausdrücken, falls Vd konstant ist

ID

dID_ dT

d/in
dT

dV

TII

dT

1)

Hierbei bedeuten:

Vc = Spannung zwischen Gate und Source, im folgenden »Gatespannung« genannt,

Vth = Schwellwertspannung,

μη — Elektronenbeweglichkeit in der Inversionsschicht.

Da sowohl^jy als auch-T^'negative Werte sind, kann durch geeignete Wahl von (Vc-Vth) und --.ψ-die Temperaturabhängigkeit des Drainstromes positiv, negativ oder null gemacht werden. Fig.3 zeigt die Beziehung zwischen der Spannungsdifferenz (Ve— Vth) und dem ID-Temperaturkoeffizienten in Form einer Kennlinie.
Obwohl es also theoretisch möglich ist, den

bo ID-Temperaturkoeffizienten zu Null zu machen, fällt dies in der Praxis sehr schwer. Die Schwellwertspannung Vth ist auf etwa 1,0 Volt anzuheben im Hinblick auf die Einstellung eines optimalen Wertes von Vth und um den ID-Temperaturkoeffizienten bei einer Gatespannung Va von etwa 1,5 Volt zu Null zu machen. Da jedoch die Batteriespannungsmeß-Schaltung auf dem gleichen IC-Plättchen wie die übrigen Schaltungen gebildet wird, werden die Schwellwertspannungen Vth

sämtlicher Schaltungen erhöht. Die Erhöhung der Schwellwertspannungen Vth verursacht eine Anzahl unerwünschter Effekte wie eine Verschlechterung des Spannungsverhaltens der Oszillatorschaltung und der Zeitgenauigkeit, einen Abfall des Drainstroms in der Treiberschaltung und ferner in der Teilerschaltung eine Verschlechterung der Cahrakteristik des Rauschwiderstandes. Es ist demzufolge nicht erwünscht, die Schwellwertspannung V_TH anzuheben.

Die Erfindung sieht nun eine Temperaturkompensation ohne Verschlechterung der Schaltungseigenschaften bzw. von dessen Wirkungsgrad vor.

Bei der Erfindung werden die in der ersten Stufe der Batteriespannungsmeß-Schaltung als Folge von Temperaturschwankungen auftretenden Schwankungen der Ausgangsspannung durch die Temperatureigenschaften des Feldeffekttransistors (FET) der nächsten Stufe oder weiter hinten liegender Stufen ausgelöscht.

Zur Erläuterung der Erfindung werden zunächst die Temperaturabhängigkeit der Ausgangsspannung und der Schaltspannung der komplementären Inverter nach Fig. 1 beschrieben. Die ID-Temperaturkoeffizienten sowohl von n-Kanal-MOS-FETs als auch die von p-Kanal-MOS-FETs lassen sich durch Gleichung 1 ausdrucken. Bei der Gatespannung, bei der sich das Ausgangssignal umkehrt, d. h. in der Nachbarschaft der Schaltspannung weist die Gatespannung sowohl des P-MOS-FETs als auch des N-MOS-FETs Werte auf, die in der Nähe der Schwellwertspannung liegen. Der ID-Temperaturkoeffizient der beiden FETs ist damit positiv. Aus diesem Grund ändert sich der Widerstand zwischen Drain und Source sowohl des P-MOS-FETs als auch des N-MOS-FETs in der gleichen Weise wie die Temperatur und hat zur Folge, daß sich Temperaturschwankungen kaum auf die Schaltspannung bzw. die Ausgangsspannung auswirken können. Andererseits weist bei einem Inverter mit einem einzigen MOS-FET, dessen Last ein Widerstand ist, daß er das Temperaturverhalten des MOS-FETs kompensieren könnte, so daß sich das Temperaturverhalten des MOS-FETs direkt auf die Schaltspannung bzw. die Ausgangsspannung auswirkt.

Gegenstand dieser Erfindung ist es, das Temperaturverhalten der Meß-Spannung durch Absorbieren der durch Temperaturschwankungen in der ersten Stufe verursachten Schwankungen der Ausgangsspannung zu verbessern. Dies geschieht durch einen geschickten Einsatz eines MOS-FET-Inverters, bei dem als Last der Eingangswiderstand der nächsten Stufe oder der dahinterliegenden Stufen der Batteriespannungsmeß-Schaltung dient. Hierbei wird das oben beschriebene Temperaturverhalten des MOS-FET-Inverters ausgenutzt, bei dem als Last ein Widerstand dient.

Es wird nun eine Ausführungsform der Erfindung beschrieben.

Bei der in Fig.4 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltung entspricht die erste Stufe der ersten Stufe der Schaltung nach Fig. 1. Als nächste Stufe schließt sich ein Inverter aus einem N-MOS-FET (n-Kanal-MOS-FET) 7 und ein Lastwiderstand 8 an. Der Rest entspricht wiederum der Batteriespannungsmeß-Schaltung nach Fig. 1. Bei der Schaltung nach Fig. 4 ist die Schweliwertspannung des P-MOS-FETs 2 0,7 Volt und die Gatespannung, bei der der ID-Temperaturkoeffizient zu Null wird, etwa 1,1 Volt und wenn die vorgegebene Meß-Spannung 1,5 Volt ist, wird der ID-Temperaturkoeffizicnt des P-MOS-FETs 2, wie aus Fie.3 zu entnehmen ist, innerhalb eines Bereiches der Versorgungsspannung von der normalen Batteriespannung 1,58 Volt bis zur vorgeschriebenen Meß-Spannung 1,50 Volt, die das Ende der Lebensdauer der Batterie anzeigen soll, negativ.

Liegt die Versorgungsspannung im Bereich von der normalen Batteriespannung 1,58 Volt bis zur vorgeschriebenen Meß-Spannung 1,50 Volt und darüber, dann sind bei normaler Temperatur der P-MOS-FET 2 und der N-MOS-FET 7 im eingeschalteten Zustand. Da, wie

κι beschrieben, in dem genannten Bereich der Versorgungsspannung der ID-Temperaturkoeffizient des P-MOS-FETs negativ ist, nimmt der Widerstand zwischen Source und Drain des P-MOS-FETs 2 zu, wenn die Temperatur ansteigt. Demgemäß nimmt die

ι j Ausgangsspannung £2 ab. Andererseits ist die Spannung zwischen Gate und Source des N-MOS-FETs 7 mit der Spannung £2 identisch, so daß die Ausgangsspannung £2 abnimmt, wenn die Temperatur ansteigt, was wiederum eine Zunahme des Widerstandes zwischen Drain und Source des N-MOS-FETs 7 zur Folge hat. Da die Spannung zwischen Gate und Source des N-MOS-FETs 7 einen in der Nähe der Schwellwertspannung liegenden Wert aufweist, ist jedoch die Spannungsdifferenz (V_c- Vth) nahezu Null. Demgemäß ist der ID-Temperaturkoeffizient des N-MOS-FETs 7 selbst positiv, so daß als Folge eines Temperaturanstiegs der Widerstand zwischen Drain und Source abnimmt.

Wie erwähnt, wird der durch eine Schwankung der Ausgangsspannung als Folge einer Temperaturschwankung des P-MOS-FETs 2 der ersten Stufe ausgeübte Einfluß auf den Widerstand zwischen Drain und Source des N-MOS-FETs 7 der nächsten Stufe durch dessen Temperaturcharakteristik ausgelöscht und als Folge hiervon die Temperaturabhängigkeit der Ausgangs-

ii spannung des N-MOS-FETs 7 der nächsten Stufe vermindert. Die Temperaturcharakteristik der Meß-Spannung der Batteriespannungsmeß-Schaltung wird damit verbessert.

Es wurde die Kompensation anhand einer Tempera-

4(i turzunahme erläutert. Die erfindungsgemäße Schaltung bewirkt jedoch auch eine Temperaturkompensation bei fallender Temperatur. Es wird nun der Betrag dei Temperaturkompensation erläutert.

Der Arbeitspunkt der Gatespannung des P-MOS-

4-, FETs der ersten Stufe liegt an der Stelle a (siehe F i g. 3] und der N-MOS-FETs der nächsten Stufe an der Stelle c Der absolute Wert des Temperaturkoeffizienten ist ar der Stelle c groß, da die Spannung Vq in der Nähe dei Schwellwertspannung Vth liegt. Er ist etwa zehn Mal se

■30 groß, wie der absolute Wert an der Stelle a. Nimmt mar an, daß sich der ID-Temperaturkoeffizient in dei Ausgangsspannung wiederspiegelt und eine Tempera turschwankung eine Schwankung £2 der Ausgangsspannung der ersten Stufe zur Folge hat, dann unterlieg'

τ> diese Spannungsschwankung im N-MOS-FET dei nächsten Stufe einer Verstärkung ß. Die Ausgangsspan nung dieser Stufe weist somit als Folge der Temperatur Schwankung der ersten Stufe eine Schwankung vor βΔΕ₂ auf.

ho Da die durch Temperaturschwankungen des N-MOS FETs in der zweiten Stufe verursachte Schwankung ΔΕ der Ausgangsspannung etwa zehn Mal größer als ΔΕ der Ausgangsspannung der ersten Stufe ist, kann si( vollständig beseitigt werden, falls die Spannungsverstär

h^r, kung β des N-MOS-FETs in der zweiten Stufe zehn ist Die Spannungsverstärkung β gleich zehn kann einfacl realisiert und durch den Wert des Lastwiderstande! gesteuert werden. Der Betrag der Temperaturkompen

sation kann also durch den Arbeitspunkt des Wertes des Lastwiderstandes der nächsten bzw. zweiten Stufe gesteuert werden.

F i g. 5 zeigt die Temperaturkennlinie der Meß-Spannung der Ausführungsform nach F i g. 4 im Vergleich zu der eines komplementären Inverters in der nächsten Stufe. Hierbei bedeutet A den Temperaturgang der Schaltung unter Verwendung eines N-MOS-FETs in der nächsten Stufe und B den Temperaturgang der Schaltung unter Verwendung eines komplementären Inverters in der nächsten Stufe.

Die Erfindung wurde anhand eines Ausführungsbeispieles beschrieben, bei dem in der ersten Stufe ein P-MOS-FET und in der darauffolgenden Stufe ein N-MOS-FET verwendet wurde. Falls ein N-MOS-FET, dessen I D-Temperaturkoeffizient innerhalb des Bereichs der Versorgungsspannung von der normalen Batteriespannung bis zur vorgegebenen Meß-Spannung negativ ist, in der ersten Stufe benutzt wird, wird zur Temperaturkompensation entsprechend F i g. 6 in der 2» nächsten Stufe ein P-MOS-FET benutzt. In Fig.6 bedeuten 9 einen N-MOS-FET und 11 einen P-MOS-Fet, jeweils vom Anreicherungstyp, Il und 12 Lastwiderstände.

Falls andererseits in der ersten Stufe ein MOS-FET verwendet wird, dessen Temperaturcharakteristik innerhalb des Bereichs von der normalen Batteriespannung bis zur vorgegebenen Meß-Spannung positiv ist, erfolgt bei einem P-MOS-FET in der ersten Stufe die Temperaturkompensation durch Verwendung eines jo P-MOS-FETs in der nächsten Stufe und bei einem N-MOS-FET in der ersten Stufe durch Verwendung eines N-MOS-FETs in der zweiten Stufe. Selbst wenn für die praktische Verwirklichung der Erfindung der Lastwiderstand in der nächsten bzw. zweiten Stufe aus J5 einem MOS-Widerstand besteht, kann der gleiche Effekt erreicht werden.

Wie erwähnt, ist Gegenstand dieser Erfindung dii Kompensation der durch Temperaturschwankungei des FETs in der ersten Stufe verursachten Schwankun gen mittels der Temperaturcharakteristik der FETs ii der nächsten Stufe oder danach, weiche zur ersten Stufi in Kaskade geschaltet sind. Neben den beschriebener Methoden lassen sich verschiedene andere Methodei für die Temperaturcharakteristik entwerfen. Zun Beispiel kann die nächste Stufe bzw. die zweite Stufe au; einem komplementären Inverter gebildet sein, dessen ρ und η-Bereich voneinander verschieden ausgebilde werden, wodurch dem komplementären Inverter eii solcher Temperaturkoeffizient verliehen wird, daß eini Temperaturkompensation erfolgt. Die beschriebener Methoden sind außerdem nicht nur bei MOS-FET: sondern auch bei Sperrschicht-Feldeffekt-Transistoret (conjunction type FETs) anwendbar.

Außerdem ist die Erfindung nicht nur bei einei Batteriespannungsmeß-Schaltung für eine elektronisch« Uhr sondern auch bei einer Batteriespannungsmeß Schaltung für einen elektronischen Taschenrechner einen Analog-Digital-Umwandler unter Verwendung von FETs und einer Spannungsvergleichsschaltung, di( die Spannung eines Thermometers vergleicht etc. anwendbar.

Wie im einzelnen beschrieben, kann die Temperatur kompensationsschaltung innerhalb eines monolitischer IC-Plättchens ohne Verwendung eines temperaturemp findlichen Elementes wie eines Termistors ausgeführ werden, wobei ein ausreichender Kompensationseffek erzielt wird. Damit trägt die Erfindung wesentlich dazi bei, daß für eine elektronische Uhr die Batteriespan nungsmeß-Schaltung in Verbindung mit einer Anzeige vorrichtung für die Lebensdauer der Batterie praktsichf Bedeutung gewinnt.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Elektronische Uhr mit einer Zeitnormalquelle, einer eine Teilerschaltung enthaltenden elektronisehen Schaltung, einer Anzeigevorrichtung, einer Energieversorgungsbatterie und einer Batteriemeßschaltung, die mindestens in der ersten Stufe einen Widerstand und einen Anreicherungs-MOS-FET, dem zwischen Gate- und Source-Anschluß die Batteriespannung oder eine Batterieteilspannung in Durchlaßrichtung zugeführt wird, und einen an den Drain-Anschluß angeschlossenen Lastwiderstand aufweist, und die in einer zweiten oder nächsten Stufe einen Anreicherungs-MOS-FET-Inverter umfaßt, dessen Eingang mit dem Drain-Anschluß oder dem Lastwiderstand der ersten Stufe verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß temperaturbedingte Schwankungen der Ausgangsspannung (E₂) der ersten Stufe (2,3; 9,10) durch das Temperaturverhalten des MOS-FETs (7; 11) der zweiten Stufe (7, 8; 11, 12) in ihrer Auswirkung auf die Ausgangsspannung (E₃) der zweiten Stufe kompensiert sind.

2. Elektronische Uhr nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Temperaturkoeffizient des Drainstromes des Feldeffekttransistors (2, 9) der ersten Stufe innerhalb oder in der Nähe des Bereiches von der normalen Batteriespannung (E\) bis zur vorgegebenen Meßspannung negativ ist und jo bei einem p-Kanal-Feldeffekttransistor (2) in der ersten Stufe ein n-Kanal-Feldeffekttransistor (7) in der nächsten Stufe, an der die Ausgangsspannung (E₂) der ersten Stufe anliegt, vorgesehen ist bzw. bei einem n-Kanal-Feldeffekttransistor (9) in der ersten J5 Stufe ein p-Kanal-Feldeffekttransistor (11) in der nächsten Stufe vorgesehen ist.

3. Elektronische Uhr nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Temperaturkoeffizient des Drainstromes des Feldeffekttransistors der ersten Stufe innerhalb oder in der Nähe des Bereiches von der normalen Batteriespannung (E\) bis zur vorgegebenen Meßspannung positiv ist und bei einem p-Kanal-Feldeffekttransistor in der ersten Stufe ein p-Kanal-Feldeffekttransistor in der nächsten Stufe, an der die Ausgangsspannung (E₂) der ersten Stufe anliegt, vorgesehen ist bzw. bei einem n-Kanal-Feldeffekttransistor in der ersten Stufe ein n-Kanal-Feldeffekttransistor in der nächsten Stufe vorgesehen ist.

4. Elektronische Uhr nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Lastwiderstand (8, 12) des Feldeffekttransistors (7, 11) der nächsten Stufe ein MOS-Widerstand aus einem MOS-Transistor ist.

5. Elektronische Uhr nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite bzw. nächste Stufe aus einem komplementären MOS-Inverter gebildet ist und die durch Temperatureinflüsse verursachten Schwankungen der Ausgangsspannung (Ei) der ersten Stufe durch den Temperaturkoeffizienten des bo komplementären MOS-Inverters der nächsten Stufe kompensiert sind.

6. Elektronische Uhr nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens die beiden in Kaskade geschalteten Stufen der Batteriespannungsmeßschaltung Feldeffekttransistoren (2, 7, 9, 11) mit jeweils einem Widerstand (3, 8, 10, 12) enthalten, daß die Batteriespannung (E]) durch die erste Stufe verstärkt und die Ausgangsspannung (E₂) der ersten Stufe sowie die Lebensdauer der Batterie durch eine logische Schaltung am Ausgang der Battenespannungsmeßschaltung erfaßt werden.