DE2530467B2 - Bandpassfilter-schaltung - Google Patents
Bandpassfilter-schaltungInfo
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/02—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a frequency discriminator comprising a passive frequency-determining element
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/10—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range
- H03L7/107—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range using a variable transfer function for the loop, e.g. low pass filter having a variable bandwidth
- H03L7/1075—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range using a variable transfer function for the loop, e.g. low pass filter having a variable bandwidth by changing characteristics of the loop filter, e.g. changing the gain, changing the bandwidth
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Description
Die Erfindung betrifft eine Bandpaßfilter-Schaltung, bestehend aus einem Bandpaßfilter, einem ersten
Phasendetektor zur Feststellung von Phasendifferenz™ zwischen einem Ein- und einem Ausgangssignal dieses
Bandpaßfilters, einem Tiefpaßfilter, welchem das Ausgangssignal des ersten Phasendetektors zugeführt
wird, einem spannungsgesteuerten Oszillator, dem das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters zugeführt wird, und
einem ersten und einem zweiten Mischer, deren einer Eingang mit der Ein- bzw. Ausgangsseite des Bandpaßfilters
verbunden ist, und deren anderem Eingang ein Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators
zugeführt wird, derart, daß die Frequenz des Eingangssignals des Bandpaßfilters »η die Mitte des Bandpaßfiilter-Durchlaßbereichs
gebracht wird.
In einem PCM( Pulse Code Modulation) - PSK (Phase Shift Keying, d. h. Phasenumtastung)-Nachrichten-Übertragungssystem,
wie einem PCM-TDMA (Time Division Multiple Access, d. h. Viefachzugriff im Zeitmultiplex), SPADE (Single Channel per Carrier
PCM Multiple Access Demand Assignment Equipment, d.h. Vielfachzugriff im PCM-Frequenzmultiplex mit
bedarfsweiser Kanalzuteilung) oder SCPC (Single Channel per Carrier, d.h. ein Kanal pro Träger),
erfordert eine Trägerwellen-Regenerierungsschalturig,
die auf der Empfängerseite der Anlage verwendet wird, auf jeden Fall ein rascheis Ansprechen und geringe
Rauscheigenschaften. Die Trägerwellen- Regeneri erungsschaltung
besteht generell aus einer Trägerentnahmeschaltung, welche eine Trägerwellenkomponenite
von einer phasenmodulierten Eingangssignalwelle entnimmt, welche keine Trägerwelle enthält, und einer
Bandpaßfilter-Schaltung, welche die entnommene Trägerwellenkomponente filtert. Wenn sich die Mittenfrequenz
eines Eingangssignals ändert, sollte sich auch
die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters entsprechend dieser Änderung der Mittenfrequenz des Eingangssignals
ändern. Deshalb wird für das Bandpaßfilter geeigneterwet&e eine phasensynchronisierte Schaltung
(PLL) verwendet. Eine Lösung hierfür ist aus der
eigenen US-PS 38 05 173 (die der deutschen Patentanmeldung P 23 30 357.3 entspricht) bekannt. Es handelt
sich dabei um ein Bandpaßfilter und eine Phasensteuerungsschaltung zur Ausschaltung von Phasendifferenzen
zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen. Gemäß
dieser Lösung der Anmelderin wird eine Phasendifferenz
zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des Bandpaßfilters durch einen Phasendetektor
festgestellt, und das Ausgangssignal des Phasendetektor steuert über einen Tiefpaßfilter einen spannungsgesteuerten
Oszillator. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators wird auf einen ersten und einen
zweiten Mischer gegeben, welche auf der Eingangsbzw. Ausgangsseite des Bandpaßfilters angeordnet sind.
Ist die Frequenz eines Eingangssignals am ersten
Mischer Fm und die Frequenz des Ausgangssignals des
spannungsgesteuerten Oszillators Fn so ist die Frequenz
des das Bandpaßfilter passierenden Signals (Fjn-Fy).
Nimmt man an, daß die Frequenz (Fm—Fv) gleich der
Mittenfrequenz to des Bandpaßfilters ist und die Frequenz F1n des Eingangssignals sich verschiebt, wird
zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangssignal des Bandpaßfilters eine Phasendifferenz verursacht. Das der
erwähnten Phasendifferenz entsprechende Signal erhält
man am Ausgang des Phasendetektors, und dieses wird über das Tiefpaßfilter auf den spannungsgesteuerten
Oszillator geführt. Dieser wird so gesteuert, daß sich seine Ausgangsfrequenz Fv ändert, und die Ausgangsfrequenz
(Fi,,'- Fy) des ersten Mischers wird immer auf der
Mittenfrequenz So des Bandpaßfilten gehalten. Wenn
sich die Eingangsfrequenz F1n ändert, wird die Frequenz
des zu filternden Signals deshalb zur Mittenfrequenz fo des Bandpaßfilters,
Wenn das empfangene Signal zeitlich unregelmäßig ι ο
auftritt, wie dies in einem PCM-TDMA-System der Fall
ist, kann die obenerwähnte Schaltung verwendet werden als eine automatische Mittelwertfrequenz-Steuerungsschalung,
und zwar durch Verwendung einer Schaltung mit großer Zeitkonstante im Tiefpaßfil- ι s
ter.
Hierfür eignet sich eine aus der US-PS 36 05 033 bekannte phasensynchronisierende Schaltung, deren
Synchronisationsschleife eine Phasendetektorschaltung, ein Schleifenfilter und einen spannungsgesteuerten
Oszillator aufweist und dazu dient, ein Eingangssignal rasch zu einem stabilen Punkt zu ziehen. Da bei solchen
synchronisierenden Schaltungen zwei stabile Punkte auftreten können, tritt Mehrdeutigkeit auf, so daß das
Einfangen des Eingangssignals auf die gewünschte Frequenz unmöglich ist oder mindestens lange dauern
kann. Zur Abhilfe dieses Problems ist bei der bekannten Schaltung gemäß US-PS 36 05 033 ein erster Phasendelektor
vorgesehen, der einen Eingangskreis mit dem spannungsgesteuerten Oszillator verbindet. Ein zweiter
Phasendetektor weist eine Vergleichsphase auf, die sich von derjenigen des ersten Phasendetektors um n/2
unterscheidet Der zweite Phasendetektor ist ebenfalls dem Eingangskreis nachgeschaltet. Ein dem zweiten
Phasendetektor nachgeschalteter Spannungskomparator stellt die Polarität des Ausgangssignals des zweiten
Phasendetektors fest. Ein Inverter, der mit dem ersten Phasendetektor, dem Spannungskomparator und dem
Eingangskreis verbunden ist, invertiert die Phase des Ausgangssignals des ersten Phasendetektors entsprechend
dem Ausgangssignal des Spannungskomparators und verschiebt die Phase des Ausgangssignals des
phasengesteuerten Oszillators um π entsprechend dem Ausgangssignal des Spannungskomparators. Auf diese
Weise wird eine Eindeutigkeit der synchronisierenden Schaltung bezüglich des stabilen Punktes erreicht.
Wenn es sich jedoch bei dem empfangenen Signal um ein intermittierendes Signal handelt, beispielsweise ein
Signal, wie es in SPADE- oder SCPC-Systemen verwendet wird, wird eine schnelle automatische
Steuerschaltung benötigt, um das empfangene Signal augenblicklich einzufangen. Das Einfangen des empfangenen
Signals kann durch Vergrößern der Bandbreite des Bandpaßfilters erreicht werden. Diese Vergrößerung
der Bandbreite führt jedoch zu einer schlechten Qualität hinsichtlich des Rauschens.
Um die erwähnten Schwierigkeiten auszuräumen und die Rauschqualität zu verbessern, ist (in der eigenen,
nicht vorveröffentlichten Japanischen Patentanmeldung 49-21 695) ein Zwei-Moden-Wechselsystem vorgeschla- <«
gen worden, welches ein breites Durchlaßband aufweist, bevor das Signal in den synchronisierten Zustand
gebracht oder mitgenommen ist Nachdem dieses Eingangssignal in den synchronisierten Zustand gebracht
worden ist, wird das Durchlaßband des f>5
Bandpaßfilters gemäß diesem Vorschlag auf eine schmale Bandbreite geändert Wenn bei den zwei-Moden-Wechselsystemen
die Bandbreite des Bandpaßfilters jedoch auf die schmale Bandbreite umgewechselt
wird, nähert sich die Bandbreite des Bandpaßfilters der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters, und die Werte der
Zeitkonstanten des Bandpaßfilters und des Tiefpaßfilters werden fast gleich. Wenn das Bandpaßfilter bzw.
das Tiefpaßfilter eine Übertragungsfunktion erster Ordnung haben, wird deshalb die übertragungsfunktion
des gesamten äquivalenten Filters der automatischen Frequenzsteuerung zu einer Funktion zweiter Ordnung,
so daß die Schaltung unstabil wird.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Bandpaßfilter-Schaltung der eingangs angegebenen Art
verfügbar zu machen, die einerseits ein rasches Mitziehen bei großem Einfangbereich und andererseits
ein rauscharmes und stabiles Verhalten nach dem Mitziehen aufweist
Diese Aufgabe wird mit einer Bandpaßfilter-Schaltung
der eingangs angegebenen Art gelöst die erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet ist, daß mit
einem zweiten Phasendetektor die Phasendifferenz zwischen dem über einen Phasenschieber in der Phase
um einen festen Betrag verschobenen Eingangssignal und dem Ausgangssignal des Bandpaßfilters festgestellt
wird, und daß Ausgangssigna! des zweiten Phasendetektors einem Spannungskomparator zugeführt ist, der
feststellt, wenn das Ausgangssignal des zweiten Phasendetektors größer als eine vorbestimmte Bezugsspannung ist, und der ein Ausgangssignal erzeugt, das
eine Bandbreitenänderung des Bandpaßfilters von einer großen zu einer kleinen Bandbreite und gleichzeitig eine
Grenztrequenzänderung des Tiefpaßfilters von einer höheren zu einer niedrigeren Frequenz bewirkt, wenn
die Eingangssignalfrequenz in die Bandpaßfilter-Mittenfrequenz
gebracht ist.
Bei der erfindungsgemäßen Bandpaßfilter-Schaltung wird also die Bandbreite des Bandpaßfilters und die
Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters groß gemacht, solange die Eingangssignalfrequenz noch nicht auf die
Mittenfrequenz des Bandpaßfilters gezogen ist. Die große Bandbreite des Bandpaßfilters bietet einen
großen Einfangbereich für das Eingangssignal, und die hohe Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters gewährleistet
eine kurze Mitziehzeit, d.h. eine kurze Zeit, bis der Regelvorgang beendet ist, innerhalb welchem die
Eingangssignalfrequenz auf die Bandpaßfilter-Mittenfrequenz gebracht ist. Wenn der Regelvorgang beendet
und die Eingangsfrequenz auf die Bandpaßfilter-Mittenfrequenz gebracht ist, wird das Bandpaßfilter auf ein
schmales Durchlaßband und das Tiefpaßfilter auf eine niedrige Grenzfrequenz umgeschaltet Durch die
Verringerung der Durchlaßbandbreite des Bandpaßfilter wird das Rauschverhalten verbessert, und durch
Erniedrigung der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters wird die Stabilität im Phasenregelkreis verbessert oder
überhaupt erst gewährleistet. Damit ist also eine Schaltung verfügbar, die ein sehr schnelles Einfangen
eines empfangenen Signals und einen rauscharmen und stabilen Betrieb nach Beendigung des Einfangvorgangs
gewährleistet
Im folgenden werden die Erfindung sowie deren Merkmale und Vorteile anhand von Ausführungsbeispielen
näher erläutert In der Zeichnung zeigt
F i g. 1 ein Blockdiagramm einer bekannten Bandpaßfilter-Schaltung;
F i g. 2A und 2B Schaltungsdiagramme der in F i g. 1 dargestellten Ausfuhrungsform einer bekannten Bandpaßfiltcr-Schaltung;
einer erfindungsgemäßen Bandpaßfilter-Schaltung;
F i g. 4 ein Schaltungsdiagramm der Ausführungsform
des in F i g. 3 dargestellten Bandpaßfilters;
Fig.5 ein Blockdiagramm des in Fig.3 gezeigten
Tiefpaßfilters;
Fig.6 ein Schaltungsdiagramm einer Ausführungsform des in Fig.3 gezeigten Phasenschiebers, Verstärkers
und Spannungskomparators;
F i g. 7 ein Schaltungsdiagramm der Ausführungsform des Tiefpaßfilters in F i g. 5; ι ο
Fig.8 ein Blockdiagramm einer weiteren Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Bandpaßfilter-Schaltung, und
Fig.9 (a) bis 9 (d) Wellenformen an wesentlichen
Punkten der in F i g. 8 gezeigten Spannungssteuerschaltung.
Fig. 1 stellt ein Beispiel einer Trägerwellen-Regeneratorschaltung
dar, welche die obenerwähnte herkömmliche Bandpaßfilter-Schaltung der Anmelderin umfaßt.
Ein phasenumtastungsmoduliertes Signal, welches an einem Eingangsanschluß empfangen wird, wird über
eine Trägerentnahmeschaltung 1 auf einen ersten Mischer 3 der Bandpaßfilter-Schaltung 2 gegeben. Das
Ausgangssignal des ersten Mischers 3 wird über ein Bandpaßfilter 4 und einen zweiten Mischer 5 weitergegeben.
In der Bandpaßfilter-Schaltung 2 wird eine Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal und dem
Ausgangssignal des Bandpaßfilters 4 durch einen Phasendetektor 6 festgestellt, und das Ausgangssignal
dieses Phasendetektors steuert über ein Tiefpaßfilter 7 einen spannungsgesteuerten Oszillator 8. Das Ausgangssignal
des spannungsgesteuerten Oszillators 8 wird auf den ersten Mischer 3 und den zweiten Mischer
5 geführt. Wenn die Frequenz eines Eingangssignals am ersten Mischer 3F,„ und die Frequenz des Ausgangssignals
des spannungsgesteuerten Oszillators 8FV ist, ist
die Frequenz des das Bandfilter 4 passierenden Signals (Fm-Fv). Nimmt man an, daß die Frequenz (f/n-Fv)
gleich einer Mittenfrequenz fo des Bandpaßfilters 4 ist und daß die Frequenz F/„ des Eingangssignals sich
verschiebt, entsteht eine Phasendifferenz zwischen dem
Eingang und dem Ausgang des Bandpaßfilters 4. Das dieser Phasendifferenz entsprechende Signal erhält man
am Ausgang des Phasendetektors 6, und dieses Signal wird über das Tiefpaßfilter 7 auf den spannungsgesteuerten
Oszillator 8 gegeben. Der spannungsgesteuerte Oszillator 8 wird derart gesteuert, daß seine Ausgangsfrequenz
Fv sich ändert, und die Ausgangsfrequenz
(Fin-Fv) des ersten Mischers 3 wird immer auf der
Mittenfrequenz ίο des Bandpaßfilters 4 gehalten. Wenn
sich die Eingangsfrequenz Fin ändert, wird deshalb die
Frequenz des zu filternden Signals zur Mittenfrequenz /bdes Bandpaßfilters 4.
In F i g. 1 kann die Trägerentnahmeschaltung zwischen
dem ersten Mischer 3 und dem Bandpaßfllter 4 angeordnet werden. In diesem Fall wird die Trägerwelle
entnommen, nachdem das phasenumtastkodierte Eingangssignal
durch den ersten Mischer eine Frequenzumsetzung erfahren hat Somit sollte die Ausgangsfrequenz
der spannungsgesteuerten Schaltung geeignet gewählt werden, derart, daß sie an diese Schaltung
angepaßt ist. Detaillierte Schaltungen des in Fig. 1 dargestellten Blockdiagramms sind In den Flg.2A und
2B gezeigt. In Fig. 2A sind Transistoren 77?i, 7% und
TRi des ersten Mischers mit Kondensatoren Q bis Q
und Widerständen Äi bis Äia zu Verstärkern in
Emitterschaltung verbunden. Übertrager 71 und T1 und
Dioden A bis A sind als Doppelgegentaktmischer verbunden. Spulen L\ und La und ein Kondensator Q
sind zu einem Tiefpaßfilter verbunden.
Das Signal von der Trägerentnahmeschaltung am Eingangsanschluß wird vom Transistorverstärker TR]
verstärkt und vom Doppelgegentaktmischer gemischt mit dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten
Oszillators 8, welches dem ersten Mischer zugeführt wird. Das Signal vom spannungsgesteuerten Oszillator 8
wird dem Transistorverstärker TR2 zugeführt. Das
Signal wird im Doppelgegentaktmischer einer Ausstattung unterzogen und wird über den Transistorverstärker
77?3 gegeben. Unnötiges, unbeabsichtigtes Rauschen
wird durch das Tiefpaßfilters ausgefiltert.
Transistoren TRn und TRs, Kondensatoren C9 bis Cn
und Widerstände Ru bis Ra des Bandpaßfilters 4 bilden
zwei Verstärkereinheiten in Emitterschaltung. Dioden L\ und Df, dienen als Amplitudenbegrenzer.
Ein Wendelfilter FiIi hat die Funktion des Bandpaßfilters. Das Wendelfilter hat eine Mittenfrequenz
fo=>fi-fvcn wobei //die Eingangsfrequenz und /vcodie
Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 8 ist. Das Wendelfilter ist ein verteiltes konstantes
Filter, was die Verwirklichung eines großen Q-Wertes
sicherstellt.
Das Signal vom ersten Mischer wird vom Transistor TRa des Bandpaßfilters 4 verstärkt und auf das
Bandpaß-Wendelfilter FiI \ gegeben. Nachdem das
Rauschen im Bandpaß-Wendelfeder eliminiert worden ist, wird das Signal auf einem Amplitudenbegrenzer Ds,
Db gegeben. Das Ausgangssignal des Amplitudenbegrenzers
Ds, L\ wird in zwei Signale aufgeteilt und auf den zweiten Mischer und den Phasendetektor 6
gegeben.
Transistoren TA6 und TR7, Kondensatoren Ci2 bis Ci 5
und Widerstände Rn bis Ä31 des Phasendetektors 6
dienen als zwei Verstärkereinheiten vom Emitterschaltungstyp. Übertrager Γ3 und 71 und Dioden Di bis Dw
haben die Funktion eines Phasendetektors, der als Doppelgegentaktmischer aufgebaut ist. Eine Verzögerungsleitung
erzeugt eine Phasenverschiebung von DLI r/2 Winkelgrad für die Mittenfrequenz fo. Der
Phasendetektor 6 bewirkt einen Phasenvergleich zwischen dem Eingangssignal des Wendelfilters, welches
über den Transistorverstärker TRa des Bandpaßfilters
4 erhalten wird, und dem Ausgangssignal des Amplitudenbegrenzers D5. D6. Die Signale werden
durch die Transistorverstärker TRt bzw. TRj verstärkt
und dann auf den nach Doppelgegentaktart gebildeten Phasendetektor Di bis Ao, Ty, Ta gegeben. Die
Verzögerungsleitung DLx ist vorgesehen zur Einstellung
einer Phasenvorgabe im Doppelgegentakt-Phasendetektor. Das Ausgangssignal des Doppelgegentakt-Phasendetektors
in der Phasendetektorschaltung 6 wird auf das Tiefpaßfilter 7 der F i g. 2B gegeben.
Widerstände Rn und R33 und ein Kondensator de
dienen als Tiefpaßfilter in der Tiefpaßfilterschaltung 7. Ein Differenzverstärker IQ, der Kondensator dt und
Widerstände Rm und Ru haben die Funktion eines
Oleichstromverstärkers. Das Ausgangssignal vom Phasendetektor 6 in F i g. 2A gelangt durch das Tiefpaßfilter
7, wird durch den den Differenzverstärker /Ci
enthaltenden Oleichstromverstärker verstärkt und auf den spannungsgesteuerten Oszillator 8 geführt
Ein Transistor TRt1 Kondensatoren Ci? bis Cu,
Widerstände Ru bis Rjt, eine Spule U und eine
kapazitätsvariable Diode Ai des spannungsgesteuerten
Oszillators 8 dienen als spannungsgesteuerter Hartley* Oszillator. Ein Transistor TR», Kondensatoren CSo und
JHJ^!^^?^fti^t£ÄM SS Sie Bandbreite des Bandpaßfilters 15 verbreitert
bilden vier Verstärkere.nhe.ten in Emitte«dMJjinfr J Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 21 in einen
stör 7R15, ein Widerstand Rundem Kondensator G |™gffition verwirklicht werden. Nachdem die
dienen,als Verstärker in Kf ^^ÜSFkU ' |n"ch Station erreicht ist wird die Bandbreite des
stör 7R15, ein Widersta R |gffition verwirklicht werden. Nachdem die
dienen,als Verstärker in Kf ^^ÜhSieFunkUon ' |n"ch Station erreicht ist, wird die Bandbreite des
toren C31 und C32 und eine Spule U nehmen iJhunHwn B y andpaßf ilters 15 verringert und die Grenzfrequenz des
eines Hochpaßfilters ein. Das Ausgangssign«vom BgJgJ , . ein*„ niedri Frequenzbereich
tuerten Ctedtaor£ ven^ ,
am Doppelgegentaktmischer Di2 bis Ms, /b una /? 20
zugeführt und schließlich einer Austastung "η|·™£". WI™T 4 zei t ein Beispiel für das erfindungsgemäße
wird durch den Transistorverstärker TR» verstärkt dana und%inem Kondensator C41 zwischen
Unnötiges und unbeabsichtigtes R™*he« «"£ d™ 'nen Eingangskopplungskondensator C43 und Erde
am Hochpaßfilter C32, C33 L, 8^Η.η'1^Γ3^5 25 Sähet Ein Anschluß einer Varicap-Diode DC1 (d. h.
storverstärker TRu und TO15 zum Ausgang über ragen. c d kt zwischen dem Kondensator und dem
mäßen Bandpaßfilters. Die Frequen ze ηes Engaijgs« κ« » ^ .gt über einen Koppiungskon.
gnals. welches phasenumtastungsmoduhert ist und am 30 ^ 4^mjt einem Anschluß eines Lastwiderstandes
umtastungsphasen des Eingangssignals mutyiziert ^11, sy(mit negativer Polarität) vom Span-
welchem die Phasen des B^^ijE^w " Zd des Resonanzkreises durch Änderung von dessen
men. und das Ausgangssignal der Abtastschaltung; wira o*n ftndert wird. Es sei bemerkt, daß die in
auf einen ersten Mischer 13gegeben,,,r-w^he^ ΡΙ^Γ gexdgt· Schaltung anstatt des in Fig.2A
auf einen ersten Mischer 1gg^^ ΡΙ^Γ gexdgt· Schaltung anstatt des in Fig.2A
Frequenz des Eingangssignals mit H.U des Ausgangs gezeigten Wendelfilters FiIi verwendet wird. Der
signals eines spannungsgesteuerten Oszillators w 1 β ^e Bandpaßfilters ist derselbe wie derjenige
eine Zwischenfrequenz umgesetzt wird. Das Ausgangs 40 mimaι f 2A ^^ ^ Wendelfil.
al des ersten Mischers 13 wird auf ein Bandfilter des BamipaD J ^ | F 5 J
eine iwiscnentrequenz ums««:«.! »*..-· --- --«„...- d nandpaßf hers 14 m l· ι g. üa, woDei aas wcmicmi-
signal des ersten Mischers 13 wird auf ein BandpaWilter des BamipaD J ^ in F i J. 4- dargestellte Schaltung
15 gegeben, welches die Bandbreite des Signa* iei _
begrenzt, und dann wird das Signal auf einen Begrenzer dje ^, des erfindungsgemäßen
16 geführt, welcher die Amplitude des Signals begrenzt Tief *ßfilters 6 21. Wenn ein durch das Wechsels!Snal SY
Dann wird das Ausgangssignal des BegrenzerMwaui 4. £uerter Schalter SWi geschlossen ist ist ein
einen Frequenzteiler 17 geführt *f >*«r *« MeJ^ widerstand Rn parallel geschaltet zu einem Widerstand
des Signals durch dieselbe Zahl teilt, mi' weKner s Zeitkonstante ist
Frequenzvervielfacher multipliziert worden ist uas
zwehen Mischer 18 geführt, welcher eine Trä3erwelle 50 R- .
mit einer Frequenz erzeugt, die gleich der E.ngangsfre-
quenzdes Frequenzvervielfachers Il ist. .„ so daß die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 2i höher
Bin Phasendetektor 20 stellt die ra«wffi™£ wird Wenn der Schalter SW geöffnet Ist, wird die
zwischen dem Eingangs- und dem/««fiJJHHLJJJ Zeltkonstante G4Ä72, so daß die Orenzfrequenz des
Bandpaßfilters 15 fest, und die der ^aseiriirferenz 53 «» dr, wlrd D $ hal^r ^w kann
entsprechende Spannung wird übereln/TJe JP^JttjrM ^e p r\ewendung Slnes Halbleiterbauelementes ver-
auf den spannungsgesteuerten Oszillator «Begeben, un β Verwendet man die in den Fig.4 und
um desuen Auegangsfrequenz zu steuern, s 0 djjae w™, Schftltung, 80 wird, bevor der Synchronlsle-
Zwlschenfrequenz zur Mittenfrequenz/0 des Bandpaß age β ^ β1ηβ Sper,8pannUng auf die
filters l!l wird. Des weiteren wird erflndungsgemäD der 60 «Jg»,^ qq gegeben<
so daä die Bandbreite des
synchronisierte Zustand des auf jgJSJgK ßindpißniters 15 breit wird, und der Schalter mjn
gegebenen Signals durch ^en Wef hasenecWeber a JJ^ go d|ß dl(j öi;en2frequenf des Tlefpaßfll.
einen Phasendetektor 23, einen Verstärker W^und einen jjjn dem hoch wN| wodurch elne Synchronise-
Spannuwgskomparator 25 festgestellt. Wennι die Pha· « automatischen Frequenzsteuerungssystems
sendlfferenz zwischen dem Eingang«· und dem Au· <* ™ efre|cht wefdfln ^ foWft der Synohronlele-
gangssljinal des Bandpaßfiltere Mi»J;" ™ rungszustand Im automatischen Frequenzsteuerungssy·
maximales Aulgangssignal vom Pnasendetektor ο rung· , wlrd d,e KnpM|tat der Varlcap-Dlode
erhalten werden. Der Spannungskomparator 25 stellt stem err
DCi durch die dieser Diode DCi zugeführte Spannung
reduziert, so daß die Bandbreite des Bandfilters 15 schmäl wird, und der Schalter SW\ wird geöffnet, no daß
die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters niedrig wird. Der Wechsel der Frequenzbandbreite des Bandpaßfilters 15
und der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters wird solchermaßen gesteuert, daß das Verhältnis der Frequenzbandbreite
und der Grenzfrequenz etwa gleich ist.
Die Fig.6 und 7 zeigen die wirklichen Schaltungen
der wesentlichen Teile der in Fig.3 dargestellten
Bandpaßfilterschaltungen. Die in den F i g. 6 und 7 nicht gezeigten Teile der Bandpaßfilter-Schaltung sind .gleich
der entsprechenden Schaltung, die in F i g. 2A, 2B und in F i g. 4 gezeigt ist
Gemäß F i g. 6 ist eine integrierte Schaltung ICi mit
Widerständen Rn und Rn verbunden, um eine Phaseninverterschalter
zu bilden. Der Ausgang der integrierten Schaltung IC2 ist mit einer Phasenschieberschiiltung
verbunden, welche einen Widerstand R16 und einen
Kondensator Qs aufweist, und das Eingangssignal um 90° verschiebt. Der Ausgang der Phasenschiebers chaining
ist über eine Kopplungsschaltung aus einem Kondensator Ge und einem Widerstand Rn mit der
Basis eines Transistors TÄ21 verbunden. Dieser Transistor
ΓΑ21 ist mit Widerständen A77 und A78 zu einem
Emitterfolger zusammengeschaltet, um eine Eingangsimpedanz an eine Ausgangsimpedanz anzupassen. Der
Ausgang des Transistors TR2\ ist über einen Kondensator
Q1 mit einem Eingangsanschluß eines Mischers 23 verbunden, welcher einen Phasendetektor bildet. Das
Ausgangssignal des in F i g. 3 gezeigten Begrenzers 16 ist auf einen weiteren Eingangsanschluß des Mischers 23
geführt Die Ausgangsimpedanz des Mischers 23 ist angepaßt mittels einer Schaltung, welche Widerstände
R79 (etwa 50 Ohm) und Rw und einen Überbrückungskondensator
C48 umfaßt, und das Ausgangssignal des Mischers 23 wird über einen Integrator aus einem
Widerstand Rs\ und einem Kondensator Q<>
auf eine integrierte Schaltung /C3 geführt, welche mit Widerständen
#84 und Ras einen Gleichstromverstärker bildet.
Das Ausgangssignal der integrierten Schaltung ICi wird auf die Spannungskomparator-Schaltung 25 geführt,
welche eine integrierte Schaltung IQ und Widerstände Rw und Ris aufweisen. Ein durch die Widerstände /?m
und Rts gebildeter Spannungsteiler ist zur Bestimmung
des Schwellenwertpegels der Schaltung 25 vorgesehen. Das Ausgangssignal der Schaltung 25 ist auf einen
Treiber 26 geführt, der sich aus einer integrierten Schaltung ICs und einem Widerstand Rm zusammensetzt,
so daß null Volt oder EVoIt am Ausgang des Treibers 26 erhalten werden. Das heißt das Wechselsignal
SK wird am Ausgang des Treibers 26 erhallen. Es ist jedoch möglich, den Treiber 26 wegzulassen.
Fig. 7 zeigt eine detaillierte Schaltung des in Fig. 5
dargestellten Tiefpaßfilters. Die Ausgangsimpedanz des Phasendutektors 2Ö ist durch eine Schaltung angepaßt,
welche sich aus Widerständen Λ,? (etwa 50 Ohm) und
Ru und einem Kondensator Qo zusammensetzt. Das
Ausgangesignal dieser Schaltung wird auf eine integrierte
Schaltung geführt, weiche sich wieammensetzt aus
Widerstanden fä, Rw1 einem Kondensator Cu und
einem Schalter Sm, welcher Schatter durch das
Wechselslgnal SK gesteuert wird. Diese Widerstände,
dieser Kondensator und dieser Schalter entsprechen den Widerständen ΛΗ ArJ1 dorn Kondensator Cm und
dem Schalter SW{, Das Ausgangjjlgnal dieser Integrierten
Schaltung wird fiber efnenl31elchst rom verstärker,
der aus einer Integrierten Schaltung /Q und Wldorständen
/?9i, /?92 gebildet ist, auf den spannungsgesteuerten
Oszillator 41 geführt.
Wie oben erwähnt, werden erfindungsgemäß die Bandbreite des Bandpaßfilters und die Grenzfrequenz
s des Tiefpaßfilters, welche die Steuerspannung auf den spannungsgesteuerten Oszillator führt, geändert, so daß
eine Synchronisation des automatischen Frequenzsteuerungssystems errichtet werden kann, und nach Erhalt
dieser Synchronisation kann die Rauschqualität des
to Systems verbessert werden. Da die Grenzfrequenz des
Tiefpaßfilters hinsichtlich der Bandbreite des Bandpaßfilters geändert wird, kann das System stabilisiert
werden. In der in F i g. 3 gezeigten Schaltung wird die Bandbreite des Bandpaßfilters jedoch dadurch geän-
den, daß der Wert des Kondensators, der Spule oder des Lastwiderstandes durch Steuerung des Schalters
geändert wird. Wenn die Bandbreite gewechselt wird, befindet sich das System deshalb in einem nichtsynchronisierten
Zustand, d. h„ die Mittenfrequenz des Band-
paßfilters wird verschoben. Eine Schaltung zur Beseitigung dieser Probleme ist in F i g. 8 gezeigt. In der in
F i g. 8 dargestellten Schaltung setzt sich ein Bandpaßfilter zusammen aus einem Parallelresonanzkreis PRC,
der aus einer Spule L12, einem Kondensator Ch und
einer Serienschaltung aus einem Kondensator C53 und einer Varicap-Diode DC3 besteht, einer Varicap-Diode
DC2, welcher die Bandbreite ändert, einem Kopplungskondensator C54 und einem Lastwiderstand Λ». Die in
F i g. 8 gezeigte Schaltung zeigt lediglich den derjenigen
Schaltung entsprechenden Teil, welcher derselbe wie der des Bandpaßfilters 4 der Fig.2A ist, mit der
Ausnahme, daß das Wendelfilter F//1 für die in F i g. 8
dargestellte Schaltung ersetzt ist. Ein Phasendetektor <0
und ein Tiefpaßfilter 21 sind gleich jenen in F i g. 3, und ein Gleichstromverstärker 24 und ein Spannungskomparator
25 sind jenen der F i g. 3 gleich.
Wie Fig.8 zeigt, stellt ein Phasendetektor 20 die
Phasendifferenz zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Parallelresonanzschaltung PRC fest, und
die der Phasendifferenz entsprechende Spannung wird über ein Tiefpaßfilter 21 auf den spannungsgesteuerten
Oszillator 14 geführt, um die Ausgangsfrequenz dieses Oszillators zu steuern. Wenn die Phasendifferenz
zwischen dem Eingang und dem Ausgang der
Parallelresonanzschaltung PRC null ist, kann ein maximales Ausgangssignal »τι Ausgang des Phasendetektors
23 erhalten werden. Ein solches Ausgangssignal des Phasendetektors 23 wird über einen Gleichstromverstärker
24 auf einen Spannungskomparator 25
gegeben, welcher feststellt, ob das Ausgangssignal des Phasendetektors 23 den Maximalwert erreicht oder
nicht. Das Ausgangssignal des Spannungskomparators 25 wird auf eine Spannungssteuerungsschaltung 26a
ss Die Spannungssteuerungsschaltung 26a erzeugt zwei
Ausgangssignale A und & Die Spannungswerte dieser
beiden Ausgangaslgnale sind so gewählt, daß eins dieser,
Ausgangssignale auf hohem Potential liegt, während
sich da«1 andereauf niedrigem Potential befindet, Das
so neiBt, die beiden werte haben entgegengesetzte
Polaritäten. Das Ausgwiggjignal A wird auf die erste
VarIcap-Dlode DC1 und das Auiflangsslgnal B auf die
zweite Vsncap-Dlode Dd gegeben. Die Spannung«·
Steuerungsschaltung Xa kann beispielsweise so aufge-
es baut sein, daß der Ausgang des Spannungskomparators
25 in zwei Ausgänge aufgeteilt wird, von denen einer über einen Inverter auf den In P Ig, 6 gezeigten treiber
28 gegeben wird.
35
C K07 Λ
Wenn von der in F i g. 8 gezeigten Schaltung stoßartig luftretende Signale empfangen werden, die sich aus
:inem Synchronisierungssignal und einem kombinierten Datensignal zusammensetzen, wie dies in (a) der F i g. 9
gezeigt ist, ändert sich das Ausgangssignal des .s Phasendetektors 23 in der aus (b)'m F i g. 9 ersichtlichen
Weise. Das Symbol TH bezeichnet den Schwellenwertpegel des Spannungskomparators 25. Das Ausgangssignal
des Phasendetektors 23 wird auf den Spannungskomparator
25 geführt, welcher den Maximalwert ι ο feststellt, der größer als der Schwellenwertpegel TW ist,
und das festgestellte Signal wird auf die Spannungssteuerungsschaltung
26a gefuhrt. In dieser Spannungssteuerungsschaltung 26a wird das Ausgangssignal A und
— V4 nach — Vi geändert, wie es in (c)der F i g. 9 gezeigt
ist, und das Ausgangssigna) B wird von - V4 nach - V<
geändert, wie es in (d)der F i g. 9 dargestellt ist.
Wenn das Ausgangssignal A gleich — Vi ist, weist die
Varicap-Diode DC% eine große Kapazität auf, und der Q-Wert der Parallelresonanzschaltung PRC ist klein, so
daß die Bandbreite dieser Schaltung vergrößert und diese Schaltung in einen solchen Zustand versetzt ist,
daß die Synchronisation rasch herbeigeführt werden kann. Wenn das stoßartig auftretende oder Burst-Signal
empfangen und die Synchronisation erreicht ist, wird /5
der Wert des Ausgangssignals gleich — Vj gemacht, so daß die Kapazität der Varicap-Diode DC7 klein und die
Bandbreite der Parallelresonanzschaltung schmal wird, so daß nach Erreichen der Synchronisation die
Rauschqualität verbessert werden kann. w
Wenn des weiteren entsprechend der in Fig.8 gezeigten Ausführungsform der Wert des Ausgangssignals
B gleich — V4ISt, weist die Varicap-Diode DC3 eine
Kapazität niedrigen Wertes auf. Wenn die Kapazität der Varicap-Diode DCi klein wird, so daß die
Bandbreite des Bandpaßfüters schmal wird, wird die Kapazität der Varicap-Diode DC3 groß gemacht, so daß
die Kapazität bezüglich der Spule L21 nicht geändert
wird, und die Mittenfrequenz des Filters wird immer auf einem konstanten Wert gehalten.
In der in Fig.8 gezeigten Schaltung hat das
Bandpaßfilter vor Erreichen des synchronisierten Zustandes eines große Bandbreite, so daß der
synchronisierte Zustand rasch erreicht werden kann, wonach dieses Filter ein schmales Band aufweist, so daß
die Rauschqualität verbessert werden kann. Dieser Wechsel des Bandes von einem weiten zu einem
schmalen Band wird nicht durch Verwendung des in den Fig.5 und 7 gezeigten Schalters ausgeführt, sondern
durch Andern der Ausgangsspannung A, die kontinuierlich auf die Varicap-Diode DCi gegeben wird. Deshalb
kann der Wechsel weich durchgeführt werden, ohne daß die Synchronisation verlorengeht.
Ferner kann die Änderung der Niittenfrequenz des
Bandpaßfüters aufgrund der Änderung der Kapazität der Varicap-Diode DCi kompensiert werden durch eine
Variationsänderung der Kapazität der Varicap-Diode DC3, die dadurch bewirkt wird, daß an diese die
Spannung B angelegt wird, welche umgekehrt wie die Spannung A wechselt.
In der in F i g. 8 gezeigten Schallung wird die Bandbreite des Bandpaßfüters durch die erste Varicap-Diode
DCi geändert, und die Verschiebung der Mittenfrequenz dieses Filters wird durch die Kapazitätsänderung
der zweiten Varicap-Diode DC3 kompensiert,
so daß das erhaltene Bandpaßfilter zur Anwendung für eine Trägerwellen-Regenerierungsschaltung
geeignet ist. Und da der Bandbreitenwechsel weich ausgeführt wird, kann die Bandbreite klein gemacht
werden, ohne daß die Synchronisation verlorengeht.
F 5
Claims (4)
1. Bandpaßfilter-Schalturig, bestehend aus einem
Bandpaßfilter, einem ersten Phasendetektor zur -Feststellung von Phasendifferenzen zwischen einem
Ein- und einem Ausgangssignal dieses Bandpaßfilter, einem Tiefpaßfilter, welchem das Ausgangssignal
des ersten Phasendetektors zugeführt wird, einem spannungsgesteuerten Oszillator, dem das Aus- ι ο
gangssignal des Tiefpaßfilters zugeführt wird, und einem ersten und einem zweiten Mischer, deren
einer Eingang mit der Ein- bzw. Ausgangsseite des Bandpaßfilters verbunden ist und deren anderem
Eingang ein Ausgangssignal des spannungsgesteuer- ι $
ten Oszillators zugeführt wird, derart, daß die Frequenz des Eingangssignals des Bandfilters in der
Mitte des Bandpaßfilter-Durchlaßbereiches gebracht wird, dadurch gekennzeichnet, daß
mit einem zweiten Phasendetektor (23) die Phasendifferenz
zwischen dem über einen Phasenschieber (22) in der Phase um einen festen Betrag verschobenen Eingangssignal und dem Ausgangssignal
des Bandpaßfilters (15) festgestellt wird und das Ausgangssignal des zweiten Phasendetektors (23)
einem Spannungskomparator (25) zugeführt ist, der feststellt, wenn das Ausgangssignal des zweiten
Phasendetektors (23) größer als eine vorbestimmte Bezugsspannung ist, und der ein Ausgangssignal
erzeugt, das eine Bandbreitenänderung des Bandfilters (15) von einer großen zu einer kleinen
Bandbreite und gleichzeitig eine Grenzfrequenzänderung des Tiefpaßfilters (21) von einer höheren /.u
einer niedrigeren Frequenz bewirkt, wenn die Eingangssignalfrequenz in die Bandpaßfilter-Mittenfrequenz
gebracht ist.
2 Bandpaßfilter-Schaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß eine zum Bandpaßfilter (IS) gehörende Filterschaltung eine Parallelresonanzschaltung
umfaßt, die einen Para lelresonanzkreis aus einer Spule (Z-22) und einem ersten
Kondensator (C52) aufweist, sowie einen La«·
widerstand (R 93), der Über eine erste Varicap-Diode
(DC2) parallel zum Parallelresonanzkreis geschaltet
ist, und daß das Tiefpaßfilter (21) eine Schaltung mit variabler Zeitkonstante aufweist.
3 Bandpaßfilter-Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal
des Spannungskomparators (25) der ersten Varicap-Diode (DC2) zugeführt ist und deren Kapazität
verringert, und daß ein zweites Ausgangssignal des Spannungskomparators (25) auf das Tiefpaßfilter
(21) geführt ist und die Zeitkonstante der Schaltung variabler Zeitkonstante erhöht
4. Bandpaßfilter-Schaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Parallelresonanzschaltung
eine eine zweite Varicap-Diode (DCl) und einen zweiten Kondensator (C54)
umfassende Serienschaltung aufweist, die zum Parallelresonanzkreis parallel geschaltet ist, und daß
die Kapazität der zweiten Varicap-Diode (DCi) durch ein Ausgangssignal des Spannungskompara
tors (25) derart gesteuert ist, daß sie klein ist, wenn das Eingangssignal des Bandpaßfilters (15) von der
Mittenfrequenz seines Durchlaßbereiches abweicht und daß sie größer wird, wenn das Eingangssignal
des Bandpaßfilters (15) mit der Mittenfrequenz seines Durchlaßbereiches übereinstimmt.
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