DE2530467B2 - Bandpassfilter-schaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Bandpaßfilter-Schaltung, bestehend aus einem Bandpaßfilter, einem ersten Phasendetektor zur Feststellung von Phasendifferenz™ zwischen einem Ein- und einem Ausgangssignal dieses Bandpaßfilters, einem Tiefpaßfilter, welchem das Ausgangssignal des ersten Phasendetektors zugeführt wird, einem spannungsgesteuerten Oszillator, dem das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters zugeführt wird, und einem ersten und einem zweiten Mischer, deren einer Eingang mit der Ein- bzw. Ausgangsseite des Bandpaßfilters verbunden ist, und deren anderem Eingang ein Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators zugeführt wird, derart, daß die Frequenz des Eingangssignals des Bandpaßfilters »η die Mitte des Bandpaßfiilter-Durchlaßbereichs gebracht wird.

In einem PCM( Pulse Code Modulation) - PSK (Phase Shift Keying, d. h. Phasenumtastung)-Nachrichten-Übertragungssystem, wie einem PCM-TDMA (Time Division Multiple Access, d. h. Viefachzugriff im Zeitmultiplex), SPADE (Single Channel per Carrier PCM Multiple Access Demand Assignment Equipment, d.h. Vielfachzugriff im PCM-Frequenzmultiplex mit bedarfsweiser Kanalzuteilung) oder SCPC (Single Channel per Carrier, d.h. ein Kanal pro Träger), erfordert eine Trägerwellen-Regenerierungsschalturig, die auf der Empfängerseite der Anlage verwendet wird, auf jeden Fall ein rascheis Ansprechen und geringe Rauscheigenschaften. Die Trägerwellen- Regeneri erungsschaltung besteht generell aus einer Trägerentnahmeschaltung, welche eine Trägerwellenkomponenite von einer phasenmodulierten Eingangssignalwelle entnimmt, welche keine Trägerwelle enthält, und einer Bandpaßfilter-Schaltung, welche die entnommene Trägerwellenkomponente filtert. Wenn sich die Mittenfrequenz eines Eingangssignals ändert, sollte sich auch

die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters entsprechend dieser Änderung der Mittenfrequenz des Eingangssignals ändern. Deshalb wird für das Bandpaßfilter geeigneterwet&e eine phasensynchronisierte Schaltung (PLL) verwendet. Eine Lösung hierfür ist aus der

eigenen US-PS 38 05 173 (die der deutschen Patentanmeldung P 23 30 357.3 entspricht) bekannt. Es handelt sich dabei um ein Bandpaßfilter und eine Phasensteuerungsschaltung zur Ausschaltung von Phasendifferenzen zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen. Gemäß

dieser Lösung der Anmelderin wird eine Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des Bandpaßfilters durch einen Phasendetektor festgestellt, und das Ausgangssignal des Phasendetektor steuert über einen Tiefpaßfilter einen spannungsgesteuerten Oszillator. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators wird auf einen ersten und einen zweiten Mischer gegeben, welche auf der Eingangsbzw. Ausgangsseite des Bandpaßfilters angeordnet sind. Ist die Frequenz eines Eingangssignals am ersten

Mischer Fm und die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators F_n so ist die Frequenz des das Bandpaßfilter passierenden Signals (Fj_n-Fy). Nimmt man an, daß die Frequenz (Fm—F_v) gleich der Mittenfrequenz to des Bandpaßfilters ist und die Frequenz F_1n des Eingangssignals sich verschiebt, wird zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangssignal des Bandpaßfilters eine Phasendifferenz verursacht. Das der erwähnten Phasendifferenz entsprechende Signal erhält

man am Ausgang des Phasendetektors, und dieses wird über das Tiefpaßfilter auf den spannungsgesteuerten Oszillator geführt. Dieser wird so gesteuert, daß sich seine Ausgangsfrequenz Fv ändert, und die Ausgangsfrequenz (Fi,,'- Fy) des ersten Mischers wird immer auf der Mittenfrequenz So des Bandpaßfilten gehalten. Wenn sich die Eingangsfrequenz F_1n ändert, wird die Frequenz des zu filternden Signals deshalb zur Mittenfrequenz fo des Bandpaßfilters,

Wenn das empfangene Signal zeitlich unregelmäßig ι ο auftritt, wie dies in einem PCM-TDMA-System der Fall ist, kann die obenerwähnte Schaltung verwendet werden als eine automatische Mittelwertfrequenz-Steuerungsschalung, und zwar durch Verwendung einer Schaltung mit großer Zeitkonstante im Tiefpaßfil- ι s ter.

Hierfür eignet sich eine aus der US-PS 36 05 033 bekannte phasensynchronisierende Schaltung, deren Synchronisationsschleife eine Phasendetektorschaltung, ein Schleifenfilter und einen spannungsgesteuerten Oszillator aufweist und dazu dient, ein Eingangssignal rasch zu einem stabilen Punkt zu ziehen. Da bei solchen synchronisierenden Schaltungen zwei stabile Punkte auftreten können, tritt Mehrdeutigkeit auf, so daß das Einfangen des Eingangssignals auf die gewünschte Frequenz unmöglich ist oder mindestens lange dauern kann. Zur Abhilfe dieses Problems ist bei der bekannten Schaltung gemäß US-PS 36 05 033 ein erster Phasendelektor vorgesehen, der einen Eingangskreis mit dem spannungsgesteuerten Oszillator verbindet. Ein zweiter Phasendetektor weist eine Vergleichsphase auf, die sich von derjenigen des ersten Phasendetektors um n/2 unterscheidet Der zweite Phasendetektor ist ebenfalls dem Eingangskreis nachgeschaltet. Ein dem zweiten Phasendetektor nachgeschalteter Spannungskomparator stellt die Polarität des Ausgangssignals des zweiten Phasendetektors fest. Ein Inverter, der mit dem ersten Phasendetektor, dem Spannungskomparator und dem Eingangskreis verbunden ist, invertiert die Phase des Ausgangssignals des ersten Phasendetektors entsprechend dem Ausgangssignal des Spannungskomparators und verschiebt die Phase des Ausgangssignals des phasengesteuerten Oszillators um π entsprechend dem Ausgangssignal des Spannungskomparators. Auf diese Weise wird eine Eindeutigkeit der synchronisierenden Schaltung bezüglich des stabilen Punktes erreicht.

Wenn es sich jedoch bei dem empfangenen Signal um ein intermittierendes Signal handelt, beispielsweise ein Signal, wie es in SPADE- oder SCPC-Systemen verwendet wird, wird eine schnelle automatische Steuerschaltung benötigt, um das empfangene Signal augenblicklich einzufangen. Das Einfangen des empfangenen Signals kann durch Vergrößern der Bandbreite des Bandpaßfilters erreicht werden. Diese Vergrößerung der Bandbreite führt jedoch zu einer schlechten Qualität hinsichtlich des Rauschens.

Um die erwähnten Schwierigkeiten auszuräumen und die Rauschqualität zu verbessern, ist (in der eigenen, nicht vorveröffentlichten Japanischen Patentanmeldung 49-21 695) ein Zwei-Moden-Wechselsystem vorgeschla- <« gen worden, welches ein breites Durchlaßband aufweist, bevor das Signal in den synchronisierten Zustand gebracht oder mitgenommen ist Nachdem dieses Eingangssignal in den synchronisierten Zustand gebracht worden ist, wird das Durchlaßband des ^f>5 Bandpaßfilters gemäß diesem Vorschlag auf eine schmale Bandbreite geändert Wenn bei den zwei-Moden-Wechselsystemen die Bandbreite des Bandpaßfilters jedoch auf die schmale Bandbreite umgewechselt wird, nähert sich die Bandbreite des Bandpaßfilters der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters, und die Werte der Zeitkonstanten des Bandpaßfilters und des Tiefpaßfilters werden fast gleich. Wenn das Bandpaßfilter bzw. das Tiefpaßfilter eine Übertragungsfunktion erster Ordnung haben, wird deshalb die übertragungsfunktion des gesamten äquivalenten Filters der automatischen Frequenzsteuerung zu einer Funktion zweiter Ordnung, so daß die Schaltung unstabil wird.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Bandpaßfilter-Schaltung der eingangs angegebenen Art verfügbar zu machen, die einerseits ein rasches Mitziehen bei großem Einfangbereich und andererseits ein rauscharmes und stabiles Verhalten nach dem Mitziehen aufweist

Diese Aufgabe wird mit einer Bandpaßfilter-Schaltung der eingangs angegebenen Art gelöst die erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet ist, daß mit einem zweiten Phasendetektor die Phasendifferenz zwischen dem über einen Phasenschieber in der Phase um einen festen Betrag verschobenen Eingangssignal und dem Ausgangssignal des Bandpaßfilters festgestellt wird, und daß Ausgangssigna! des zweiten Phasendetektors einem Spannungskomparator zugeführt ist, der feststellt, wenn das Ausgangssignal des zweiten Phasendetektors größer als eine vorbestimmte Bezugsspannung ist, und der ein Ausgangssignal erzeugt, das eine Bandbreitenänderung des Bandpaßfilters von einer großen zu einer kleinen Bandbreite und gleichzeitig eine Grenztrequenzänderung des Tiefpaßfilters von einer höheren zu einer niedrigeren Frequenz bewirkt, wenn die Eingangssignalfrequenz in die Bandpaßfilter-Mittenfrequenz gebracht ist.

Bei der erfindungsgemäßen Bandpaßfilter-Schaltung wird also die Bandbreite des Bandpaßfilters und die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters groß gemacht, solange die Eingangssignalfrequenz noch nicht auf die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters gezogen ist. Die große Bandbreite des Bandpaßfilters bietet einen großen Einfangbereich für das Eingangssignal, und die hohe Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters gewährleistet eine kurze Mitziehzeit, d.h. eine kurze Zeit, bis der Regelvorgang beendet ist, innerhalb welchem die Eingangssignalfrequenz auf die Bandpaßfilter-Mittenfrequenz gebracht ist. Wenn der Regelvorgang beendet und die Eingangsfrequenz auf die Bandpaßfilter-Mittenfrequenz gebracht ist, wird das Bandpaßfilter auf ein schmales Durchlaßband und das Tiefpaßfilter auf eine niedrige Grenzfrequenz umgeschaltet Durch die Verringerung der Durchlaßbandbreite des Bandpaßfilter wird das Rauschverhalten verbessert, und durch Erniedrigung der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters wird die Stabilität im Phasenregelkreis verbessert oder überhaupt erst gewährleistet. Damit ist also eine Schaltung verfügbar, die ein sehr schnelles Einfangen eines empfangenen Signals und einen rauscharmen und stabilen Betrieb nach Beendigung des Einfangvorgangs gewährleistet

Im folgenden werden die Erfindung sowie deren Merkmale und Vorteile anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert In der Zeichnung zeigt

F i g. 1 ein Blockdiagramm einer bekannten Bandpaßfilter-Schaltung;

F i g. 2A und 2B Schaltungsdiagramme der in F i g. 1 dargestellten Ausfuhrungsform einer bekannten Bandpaßfiltcr-Schaltung;

Fig.3 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform

einer erfindungsgemäßen Bandpaßfilter-Schaltung;

F i g. 4 ein Schaltungsdiagramm der Ausführungsform des in F i g. 3 dargestellten Bandpaßfilters;

Fig.5 ein Blockdiagramm des in Fig.3 gezeigten Tiefpaßfilters;

Fig.6 ein Schaltungsdiagramm einer Ausführungsform des in Fig.3 gezeigten Phasenschiebers, Verstärkers und Spannungskomparators;

F i g. 7 ein Schaltungsdiagramm der Ausführungsform des Tiefpaßfilters in F i g. 5; ι ο

Fig.8 ein Blockdiagramm einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Bandpaßfilter-Schaltung, und

Fig.9 (a) bis 9 (d) Wellenformen an wesentlichen Punkten der in F i g. 8 gezeigten Spannungssteuerschaltung.

Fig. 1 stellt ein Beispiel einer Trägerwellen-Regeneratorschaltung dar, welche die obenerwähnte herkömmliche Bandpaßfilter-Schaltung der Anmelderin umfaßt. Ein phasenumtastungsmoduliertes Signal, welches an einem Eingangsanschluß empfangen wird, wird über eine Trägerentnahmeschaltung 1 auf einen ersten Mischer 3 der Bandpaßfilter-Schaltung 2 gegeben. Das Ausgangssignal des ersten Mischers 3 wird über ein Bandpaßfilter 4 und einen zweiten Mischer 5 weitergegeben. In der Bandpaßfilter-Schaltung 2 wird eine Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des Bandpaßfilters 4 durch einen Phasendetektor 6 festgestellt, und das Ausgangssignal dieses Phasendetektors steuert über ein Tiefpaßfilter 7 einen spannungsgesteuerten Oszillator 8. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 8 wird auf den ersten Mischer 3 und den zweiten Mischer 5 geführt. Wenn die Frequenz eines Eingangssignals am ersten Mischer 3F,„ und die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 8F_V ist, ist die Frequenz des das Bandfilter 4 passierenden Signals (Fm-Fv). Nimmt man an, daß die Frequenz (f/n-Fv) gleich einer Mittenfrequenz fo des Bandpaßfilters 4 ist und daß die Frequenz F/„ des Eingangssignals sich verschiebt, entsteht eine Phasendifferenz zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Bandpaßfilters 4. Das dieser Phasendifferenz entsprechende Signal erhält man am Ausgang des Phasendetektors 6, und dieses Signal wird über das Tiefpaßfilter 7 auf den spannungsgesteuerten Oszillator 8 gegeben. Der spannungsgesteuerte Oszillator 8 wird derart gesteuert, daß seine Ausgangsfrequenz Fv sich ändert, und die Ausgangsfrequenz (Fin-Fv) des ersten Mischers 3 wird immer auf der Mittenfrequenz ίο des Bandpaßfilters 4 gehalten. Wenn sich die Eingangsfrequenz Fi_n ändert, wird deshalb die Frequenz des zu filternden Signals zur Mittenfrequenz /bdes Bandpaßfilters 4.

In F i g. 1 kann die Trägerentnahmeschaltung zwischen dem ersten Mischer 3 und dem Bandpaßfllter 4 angeordnet werden. In diesem Fall wird die Trägerwelle entnommen, nachdem das phasenumtastkodierte Eingangssignal durch den ersten Mischer eine Frequenzumsetzung erfahren hat Somit sollte die Ausgangsfrequenz der spannungsgesteuerten Schaltung geeignet gewählt werden, derart, daß sie an diese Schaltung angepaßt ist. Detaillierte Schaltungen des in Fig. 1 dargestellten Blockdiagramms sind In den Flg.2A und 2B gezeigt. In Fig. 2A sind Transistoren 77?i, 7% und TRi des ersten Mischers mit Kondensatoren Q bis Q und Widerständen Äi bis Äia zu Verstärkern in Emitterschaltung verbunden. Übertrager 71 und T₁ und Dioden A bis A sind als Doppelgegentaktmischer verbunden. Spulen L\ und La und ein Kondensator Q sind zu einem Tiefpaßfilter verbunden.

Das Signal von der Trägerentnahmeschaltung am Eingangsanschluß wird vom Transistorverstärker TR] verstärkt und vom Doppelgegentaktmischer gemischt mit dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 8, welches dem ersten Mischer zugeführt wird. Das Signal vom spannungsgesteuerten Oszillator 8 wird dem Transistorverstärker TR2 zugeführt. Das Signal wird im Doppelgegentaktmischer einer Ausstattung unterzogen und wird über den Transistorverstärker 77?3 gegeben. Unnötiges, unbeabsichtigtes Rauschen wird durch das Tiefpaßfilters ausgefiltert.

Transistoren TRn und TRs, Kondensatoren C₉ bis Cn und Widerstände Ru bis Ra des Bandpaßfilters 4 bilden zwei Verstärkereinheiten in Emitterschaltung. Dioden L\ und Df, dienen als Amplitudenbegrenzer.

Ein Wendelfilter FiIi hat die Funktion des Bandpaßfilters. Das Wendelfilter hat eine Mittenfrequenz f_o=>fi-fvcn wobei //die Eingangsfrequenz und /vcodie Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 8 ist. Das Wendelfilter ist ein verteiltes konstantes Filter, was die Verwirklichung eines großen Q-Wertes sicherstellt.

Das Signal vom ersten Mischer wird vom Transistor TRa des Bandpaßfilters 4 verstärkt und auf das Bandpaß-Wendelfilter FiI \ gegeben. Nachdem das Rauschen im Bandpaß-Wendelfeder eliminiert worden ist, wird das Signal auf einem Amplitudenbegrenzer Ds, Db gegeben. Das Ausgangssignal des Amplitudenbegrenzers Ds, L\ wird in zwei Signale aufgeteilt und auf den zweiten Mischer und den Phasendetektor 6 gegeben.

Transistoren TA₆ und TR₇, Kondensatoren Ci₂ bis Ci 5 und Widerstände Rn bis Ä31 des Phasendetektors 6 dienen als zwei Verstärkereinheiten vom Emitterschaltungstyp. Übertrager Γ3 und 71 und Dioden Di bis Dw haben die Funktion eines Phasendetektors, der als Doppelgegentaktmischer aufgebaut ist. Eine Verzögerungsleitung erzeugt eine Phasenverschiebung von DLI r/2 Winkelgrad für die Mittenfrequenz fo. Der Phasendetektor 6 bewirkt einen Phasenvergleich zwischen dem Eingangssignal des Wendelfilters, welches über den Transistorverstärker TRa des Bandpaßfilters 4 erhalten wird, und dem Ausgangssignal des Amplitudenbegrenzers D₅. D₆. Die Signale werden durch die Transistorverstärker TRt bzw. TRj verstärkt und dann auf den nach Doppelgegentaktart gebildeten Phasendetektor Di bis Ao, Ty, Ta gegeben. Die Verzögerungsleitung DL_x ist vorgesehen zur Einstellung einer Phasenvorgabe im Doppelgegentakt-Phasendetektor. Das Ausgangssignal des Doppelgegentakt-Phasendetektors in der Phasendetektorschaltung 6 wird auf das Tiefpaßfilter 7 der F i g. 2B gegeben.

Widerstände Rn und R33 und ein Kondensator de dienen als Tiefpaßfilter in der Tiefpaßfilterschaltung 7. Ein Differenzverstärker IQ, der Kondensator dt und Widerstände Rm und Ru haben die Funktion eines Oleichstromverstärkers. Das Ausgangssignal vom Phasendetektor 6 in F i g. 2A gelangt durch das Tiefpaßfilter 7, wird durch den den Differenzverstärker /Ci enthaltenden Oleichstromverstärker verstärkt und auf den spannungsgesteuerten Oszillator 8 geführt

Ein Transistor TRt₁ Kondensatoren Ci? bis Cu, Widerstände Ru bis Rjt, eine Spule U und eine kapazitätsvariable Diode Ai des spannungsgesteuerten Oszillators 8 dienen als spannungsgesteuerter Hartley* Oszillator. Ein Transistor TR», Kondensatoren CSo und

JHJ^!^^?^fti^_t£ÄM SS Sie Bandbreite des Bandpaßfilters 15 verbreitert

bilden vier Verstärkere.nhe.ten in Emitte«dMJjinfr J _Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 21 in einen

Übertrager T₆ und T₁ und Dioden D₁₂ bisD,, habenje una _nz ^M _bereich verschoben. Wenn stoßartig Funktion eines Doppelgegentaktm.schers. EnTTransi noneren q ^^ ^ _schnelle

stör 7R₁₅, ein Widerstand Rundem Kondensator G |™gffi_tion verwirklicht werden. Nachdem die

dienen,als Verstärker in ^Kf ^^ÜSFkU ' |n"ch Station erreicht ist wird die Bandbreite des

stör 7R₁₅, ein Widersta R |gffi_tion verwirklicht werden. Nachdem die

dienen,als Verstärker in ^Kf ^^ÜhSieFunkUon ' |n"ch Station erreicht ist, wird die Bandbreite des

toren C₃₁ und C₃₂ und eine Spule U nehmen iJhunHwn _B ^y _{andpaßf ilter}s 15 verringert und die Grenzfrequenz des

eines Hochpaßfilters ein. Das Ausgangssign«vom BgJgJ , . _ein*„ _niedri Frequenzbereich

Bandpaßfilter 4 in F i g. 2A w.rd der Mischungm t dem ™g™ ^ ^ _Wechse,_signa, _{sy das}

tuerten Ctedtaor£ ven^ ,

Bandpaßfilter 4 in F i g. 2A w.rd der Mischungm t de g ^ ^ _Wechse,_signa, _{sy das} Ausgangssignal vom,spannungsgesteuerten Ctedtaor£ ven^ , ^ _{s gskomparators Μ erhalten}

am Doppelgegentaktmischer Di₂ bis Ms, /b una /? 20

zugeführt und schließlich einer Austastung "^η|·™£". ^WI™T _{4 zei t ein} Beispiel für das erfindungsgemäße

Das Ausgangssignal des ^f^^S^ Bandfilter 15 In Fig.4 ist ein Parallelresonanzkreis aus

wird durch den Transistorverstärker TR» verstärkt dana _und%_inem Kondensator C₄₁ zwischen

Unnötiges und unbeabsichtigtes R™*^he« «"£ ^d™ 'nen Eingangskopplungskondensator C₄₃ und Erde

am Hochpaßfilter C₃₂, C₃₃ L, ⁸^^Η.^η'1^_Γ3^^{5 25} Sähet Ein Anschluß einer Varicap-Diode DC₁ (d. h.

Ausgangssignal des Hochpaßf.lters wirdI üb«Trar*. gö-n^ veränderbarer Kapazität) ist an einen

storverstärker TRu und TO₁₅ zum Ausgang über ragen. c _{d kt zwischen} dem Kondensator und dem

F i g. 3 zeigt ein Ausführungsform ^ rfinjnjje- ™S3ii angeschlossen, und ein anderer Anschluß

mäßen Bandpaßfilters. Die Frequen ze ηes Engaijgs« κ« » ^ ._{gt über einen Kop}pi_ungskon.

gnals. welches phasenumtastungsmoduhert ist und am 30 ^ ₄^_{mjt einem Anschluß} eines Lastwiderstandes

Eingang empfangen worden ist, w.rd von einem ° _{bund dessen anderer} Anschluß geerdet ist. Die Frequenzvervielfacher 11 mit der Anzahl der PJ.een «;,ve Varicap-Diode DC₁ wird durch das

umtastungsphasen des Eingangssignals mutyiziert ^₁₁, _{sy(mit ne}gativer Polarität) vom Span-

Eine Abtastschaltung 12 tastet einen M'ttenteil ab. in jecn^ g ν _{so daß das Durchlaß}.

welchem die Phasen des B^^ijE^w " Zd des Resonanzkreises durch Änderung von dessen

men. und das Ausgangssignal der Abtastschaltung; wira o*n _{ftndert wird}. _Es sei bemerkt, daß die in

auf einen ersten Mischer 13gegeben,,,r-w^^he^ ΡΙ^Γ gexdgt· Schaltung anstatt des in Fig.2A

Frequenz des Eingangssignals mit H.U des Ausgangs i Wdlfilters FiIi verwendet wird Der

auf einen ersten Mischer 1gg^^ ΡΙ^Γ gexdgt· Schaltung anstatt des in Fig.2A Frequenz des Eingangssignals mit H.U des Ausgangs gezeigten Wendelfilters FiIi verwendet wird. Der signals eines spannungsgesteuerten Oszillators w 1 β ^e Bandpaßfilters ist derselbe wie derjenige eine Zwischenfrequenz umgesetzt wird. Das Ausgangs 40 mimaι f _2A ^^ ^ _Wendelfil.

al des ersten Mischers 13 wird auf ein Bandfilter des BamipaD J ^ _{| F} 5 J

eine iwiscnentrequenz ums««:«.! »*..-· --- --«„...- _d nandpaßf hers 14 m l· ι g. üa, woDei aas wcmicmi-

signal des ersten Mischers 13 wird auf ein BandpaWilter des BamipaD J ^ _{in F} i J. 4- dargestellte Schaltung

15 gegeben, welches die Bandbreite des Signa* iei _

begrenzt, und dann wird das Signal auf einen Begrenzer _dje ^, _{des er}fi_ndungsgemäßen

16 geführt, welcher die Amplitude des Signals begrenzt _Tief *_ßfilters ⁶ ₂1. Wenn ein durch das Wechsels!_Snal SY Dann wird das Ausgangssignal des BegrenzerMwaui ₄. £_{uerter Schalter SWi} geschlossen ist ist ein einen Frequenzteiler 17 geführt *f >*«^r *« M^eJ^ widerstand R_n parallel geschaltet zu einem Widerstand des Signals durch dieselbe Zahl teilt, mi' weKner s Zeitkonstante ist Frequenzvervielfacher multipliziert worden ist uas

Ausgangssignal des Frequenzteilers w.rdI auf^ einen T₄₄R₇₂K₇.,

zwehen Mischer 18 geführt, welcher eine Trä₃erwelle 50 _R- . mit einer Frequenz erzeugt, die gleich der E.ngangsfre-

quenzdes Frequenzvervielfachers Il ist. .„ _{so daß d}i_e Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 2i höher

Bin Phasendetektor 20 stellt die ra«wffi™£ wird Wenn der Schalter SW geöffnet Ist, wird die

zwischen dem Eingangs- und dem/««fiJJHHLJJJ Zeltkonstante G4Ä72, so daß die Orenzfrequenz des

Bandpaßfilters 15 fest, und die der ^aseiriirferenz 53 «» _dr, _{wlrd D $ hal}^_r ^_{w kann}

entsprechende Spannung wird übereln/TJe JP^JttjrM ^_e ^p _r\_ewendung Slnes Halbleiterbauelementes ver-

auf den spannungsgesteuerten Oszillator «Begeben, un β Verwendet man die in den Fig.4 und

um desuen Auegangsfrequenz zu steuern, s 0 djjae ^w™, _Schftltung, ₈₀ wird, bevor der Synchronlsle-

Zwlschenfrequenz zur Mittenfrequenz/0 des Bandpaß age β ^ _{β1ηβ Sper},₈p_ann_Ung auf die

filters l!l wird. Des weiteren wird erflndungsgemäD der 60 «Jg»,^ qq _{gegeben< so da}ä die Bandbreite des

synchronisierte Zustand des auf jgJSJgK ßindpißniters 15 breit wird, und der Schalter mjn

gegebenen Signals durch ^en W^ef hasenecWeber a JJ^ _{go d|ß dl(j öi;en2}f_requenf des Tlefpaßfll.

einen Phasendetektor 23, einen Verstärker W^und einen jjjn _{dem hoch wN| wodurch elne} Synchronise-

Spannuwgskomparator 25 festgestellt. Wennι die Pha· « automatischen Frequenzsteuerungssystems

sendlfferenz zwischen dem Eingang«· und dem Au· <* ™ _{efre|cht wefdfln} ^ fo_{Wft der} Synohronlele-

gangssljinal des Bandpaßfiltere Mi»J;" ™ rungszustand Im automatischen Frequenzsteuerungssy·

maximales Aulgangssignal vom Pnasendetektor ο rung· , _{wlrd d},_{e KnpM}|_tat der Varlcap-Dlode erhalten werden. Der Spannungskomparator 25 stellt stem err

DCi durch die dieser Diode DCi zugeführte Spannung reduziert, so daß die Bandbreite des Bandfilters 15 schmäl wird, und der Schalter SW\ wird geöffnet, no daß die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters niedrig wird. Der Wechsel der Frequenzbandbreite des Bandpaßfilters 15 und der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters wird solchermaßen gesteuert, daß das Verhältnis der Frequenzbandbreite und der Grenzfrequenz etwa gleich ist.

Die Fig.6 und 7 zeigen die wirklichen Schaltungen der wesentlichen Teile der in Fig.3 dargestellten Bandpaßfilterschaltungen. Die in den F i g. 6 und 7 nicht gezeigten Teile der Bandpaßfilter-Schaltung sind .gleich der entsprechenden Schaltung, die in F i g. 2A, 2B und in F i g. 4 gezeigt ist

Gemäß F i g. 6 ist eine integrierte Schaltung ICi mit Widerständen Rn und Rn verbunden, um eine Phaseninverterschalter zu bilden. Der Ausgang der integrierten Schaltung IC₂ ist mit einer Phasenschieberschiiltung verbunden, welche einen Widerstand R₁₆ und einen Kondensator Qs aufweist, und das Eingangssignal um 90° verschiebt. Der Ausgang der Phasenschiebers chaining ist über eine Kopplungsschaltung aus einem Kondensator Ge und einem Widerstand Rn mit der Basis eines Transistors TÄ21 verbunden. Dieser Transistor ΓΑ21 ist mit Widerständen A₇₇ und A₇₈ zu einem Emitterfolger zusammengeschaltet, um eine Eingangsimpedanz an eine Ausgangsimpedanz anzupassen. Der Ausgang des Transistors TR₂\ ist über einen Kondensator Q₁ mit einem Eingangsanschluß eines Mischers 23 verbunden, welcher einen Phasendetektor bildet. Das Ausgangssignal des in F i g. 3 gezeigten Begrenzers 16 ist auf einen weiteren Eingangsanschluß des Mischers 23 geführt Die Ausgangsimpedanz des Mischers 23 ist angepaßt mittels einer Schaltung, welche Widerstände R₇₉ (etwa 50 Ohm) und Rw und einen Überbrückungskondensator C₄₈ umfaßt, und das Ausgangssignal des Mischers 23 wird über einen Integrator aus einem Widerstand Rs\ und einem Kondensator Q<> auf eine integrierte Schaltung /C₃ geführt, welche mit Widerständen #84 und Ras einen Gleichstromverstärker bildet. Das Ausgangssignal der integrierten Schaltung ICi wird auf die Spannungskomparator-Schaltung 25 geführt, welche eine integrierte Schaltung IQ und Widerstände Rw und Ris aufweisen. Ein durch die Widerstände /?m und Rts gebildeter Spannungsteiler ist zur Bestimmung des Schwellenwertpegels der Schaltung 25 vorgesehen. Das Ausgangssignal der Schaltung 25 ist auf einen Treiber 26 geführt, der sich aus einer integrierten Schaltung ICs und einem Widerstand Rm zusammensetzt, so daß null Volt oder EVoIt am Ausgang des Treibers 26 erhalten werden. Das heißt das Wechselsignal SK wird am Ausgang des Treibers 26 erhallen. Es ist jedoch möglich, den Treiber 26 wegzulassen.

Fig. 7 zeigt eine detaillierte Schaltung des in Fig. 5 dargestellten Tiefpaßfilters. Die Ausgangsimpedanz des Phasendutektors 2Ö ist durch eine Schaltung angepaßt, welche sich aus Widerständen Λ,? (etwa 50 Ohm) und Ru und einem Kondensator Qo zusammensetzt. Das Ausgangesignal dieser Schaltung wird auf eine integrierte Schaltung geführt, weiche sich wieammensetzt aus Widerstanden fä, Rw₁ einem Kondensator Cu und einem Schalter Sm, welcher Schatter durch das Wechselslgnal SK gesteuert wird. Diese Widerstände, dieser Kondensator und dieser Schalter entsprechen den Widerständen ΛΗ ArJ₁ dorn Kondensator Cm und dem Schalter SW_{, Das Ausgangjjlgnal dieser Integrierten Schaltung wird fiber efnenl31elchst rom verstärker, der aus einer Integrierten Schaltung /Q und Wldorständen /?9i, /?92 gebildet ist, auf den spannungsgesteuerten Oszillator 41 geführt.

Wie oben erwähnt, werden erfindungsgemäß die Bandbreite des Bandpaßfilters und die Grenzfrequenz s des Tiefpaßfilters, welche die Steuerspannung auf den spannungsgesteuerten Oszillator führt, geändert, so daß eine Synchronisation des automatischen Frequenzsteuerungssystems errichtet werden kann, und nach Erhalt dieser Synchronisation kann die Rauschqualität des

to Systems verbessert werden. Da die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters hinsichtlich der Bandbreite des Bandpaßfilters geändert wird, kann das System stabilisiert werden. In der in F i g. 3 gezeigten Schaltung wird die Bandbreite des Bandpaßfilters jedoch dadurch geän-

den, daß der Wert des Kondensators, der Spule oder des Lastwiderstandes durch Steuerung des Schalters geändert wird. Wenn die Bandbreite gewechselt wird, befindet sich das System deshalb in einem nichtsynchronisierten Zustand, d. h„ die Mittenfrequenz des Band-

paßfilters wird verschoben. Eine Schaltung zur Beseitigung dieser Probleme ist in F i g. 8 gezeigt. In der in F i g. 8 dargestellten Schaltung setzt sich ein Bandpaßfilter zusammen aus einem Parallelresonanzkreis PRC, der aus einer Spule L₁₂, einem Kondensator Ch und

einer Serienschaltung aus einem Kondensator C53 und einer Varicap-Diode DC₃ besteht, einer Varicap-Diode DC2, welcher die Bandbreite ändert, einem Kopplungskondensator C54 und einem Lastwiderstand Λ». Die in F i g. 8 gezeigte Schaltung zeigt lediglich den derjenigen

Schaltung entsprechenden Teil, welcher derselbe wie der des Bandpaßfilters 4 der Fig.2A ist, mit der Ausnahme, daß das Wendelfilter F//1 für die in F i g. 8 dargestellte Schaltung ersetzt ist. Ein Phasendetektor <0 und ein Tiefpaßfilter 21 sind gleich jenen in F i g. 3, und ein Gleichstromverstärker 24 und ein Spannungskomparator 25 sind jenen der F i g. 3 gleich.

Wie Fig.8 zeigt, stellt ein Phasendetektor 20 die Phasendifferenz zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Parallelresonanzschaltung PRC fest, und

die der Phasendifferenz entsprechende Spannung wird über ein Tiefpaßfilter 21 auf den spannungsgesteuerten Oszillator 14 geführt, um die Ausgangsfrequenz dieses Oszillators zu steuern. Wenn die Phasendifferenz zwischen dem Eingang und dem Ausgang der

Parallelresonanzschaltung PRC null ist, kann ein maximales Ausgangssignal »τι Ausgang des Phasendetektors 23 erhalten werden. Ein solches Ausgangssignal des Phasendetektors 23 wird über einen Gleichstromverstärker 24 auf einen Spannungskomparator 25

gegeben, welcher feststellt, ob das Ausgangssignal des Phasendetektors 23 den Maximalwert erreicht oder nicht. Das Ausgangssignal des Spannungskomparators 25 wird auf eine Spannungssteuerungsschaltung 26a

ss Die Spannungssteuerungsschaltung 26a erzeugt zwei Ausgangssignale A und & Die Spannungswerte dieser beiden Ausgangaslgnale sind so gewählt, daß eins dieser, Ausgangssignale auf hohem Potential liegt, während sich da«1 andereauf niedrigem Potential befindet, Das

so neiBt, die beiden werte haben entgegengesetzte Polaritäten. Das Ausgwiggjignal A wird auf die erste VarIcap-Dlode DC₁ und das Auiflangsslgnal B auf die zweite Vsncap-Dlode Dd gegeben. Die Spannung«· Steuerungsschaltung Xa kann beispielsweise so aufge-

es baut sein, daß der Ausgang des Spannungskomparators 25 in zwei Ausgänge aufgeteilt wird, von denen einer über einen Inverter auf den In P Ig, 6 gezeigten treiber 28 gegeben wird.

35

C K07 Λ

Wenn von der in F i g. 8 gezeigten Schaltung stoßartig luftretende Signale empfangen werden, die sich aus :inem Synchronisierungssignal und einem kombinierten Datensignal zusammensetzen, wie dies in (a) der F i g. 9 gezeigt ist, ändert sich das Ausgangssignal des .s Phasendetektors 23 in der aus (b)'m F i g. 9 ersichtlichen Weise. Das Symbol TH bezeichnet den Schwellenwertpegel des Spannungskomparators 25. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 23 wird auf den Spannungskomparator 25 geführt, welcher den Maximalwert ι ο feststellt, der größer als der Schwellenwertpegel TW ist, und das festgestellte Signal wird auf die Spannungssteuerungsschaltung 26a gefuhrt. In dieser Spannungssteuerungsschaltung 26a wird das Ausgangssignal A und — V₄ nach — Vi geändert, wie es in (c)der F i g. 9 gezeigt ist, und das Ausgangssigna) B wird von - V₄ nach - V< geändert, wie es in (d)der F i g. 9 dargestellt ist.

Wenn das Ausgangssignal A gleich — Vi ist, weist die Varicap-Diode DC% eine große Kapazität auf, und der Q-Wert der Parallelresonanzschaltung PRC ist klein, so daß die Bandbreite dieser Schaltung vergrößert und diese Schaltung in einen solchen Zustand versetzt ist, daß die Synchronisation rasch herbeigeführt werden kann. Wenn das stoßartig auftretende oder Burst-Signal empfangen und die Synchronisation erreicht ist, wird /5 der Wert des Ausgangssignals gleich — Vj gemacht, so daß die Kapazität der Varicap-Diode DC₇ klein und die Bandbreite der Parallelresonanzschaltung schmal wird, so daß nach Erreichen der Synchronisation die Rauschqualität verbessert werden kann. w

Wenn des weiteren entsprechend der in Fig.8 gezeigten Ausführungsform der Wert des Ausgangssignals B gleich — V₄ISt, weist die Varicap-Diode DC₃ eine Kapazität niedrigen Wertes auf. Wenn die Kapazität der Varicap-Diode DCi klein wird, so daß die Bandbreite des Bandpaßfüters schmal wird, wird die Kapazität der Varicap-Diode DC₃ groß gemacht, so daß die Kapazität bezüglich der Spule L₂1 nicht geändert wird, und die Mittenfrequenz des Filters wird immer auf einem konstanten Wert gehalten.

In der in Fig.8 gezeigten Schaltung hat das Bandpaßfilter vor Erreichen des synchronisierten Zustandes eines große Bandbreite, so daß der synchronisierte Zustand rasch erreicht werden kann, wonach dieses Filter ein schmales Band aufweist, so daß die Rauschqualität verbessert werden kann. Dieser Wechsel des Bandes von einem weiten zu einem schmalen Band wird nicht durch Verwendung des in den Fig.5 und 7 gezeigten Schalters ausgeführt, sondern durch Andern der Ausgangsspannung A, die kontinuierlich auf die Varicap-Diode DCi gegeben wird. Deshalb kann der Wechsel weich durchgeführt werden, ohne daß die Synchronisation verlorengeht.

Ferner kann die Änderung der Niittenfrequenz des Bandpaßfüters aufgrund der Änderung der Kapazität der Varicap-Diode DCi kompensiert werden durch eine Variationsänderung der Kapazität der Varicap-Diode DC₃, die dadurch bewirkt wird, daß an diese die Spannung B angelegt wird, welche umgekehrt wie die Spannung A wechselt.

In der in F i g. 8 gezeigten Schallung wird die Bandbreite des Bandpaßfüters durch die erste Varicap-Diode DCi geändert, und die Verschiebung der Mittenfrequenz dieses Filters wird durch die Kapazitätsänderung der zweiten Varicap-Diode DC₃ kompensiert, so daß das erhaltene Bandpaßfilter zur Anwendung für eine Trägerwellen-Regenerierungsschaltung geeignet ist. Und da der Bandbreitenwechsel weich ausgeführt wird, kann die Bandbreite klein gemacht werden, ohne daß die Synchronisation verlorengeht.

Hierzu H BIaU Zeichnungen

F 5

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Bandpaßfilter-Schalturig, bestehend aus einem Bandpaßfilter, einem ersten Phasendetektor zur -Feststellung von Phasendifferenzen zwischen einem Ein- und einem Ausgangssignal dieses Bandpaßfilter, einem Tiefpaßfilter, welchem das Ausgangssignal des ersten Phasendetektors zugeführt wird, einem spannungsgesteuerten Oszillator, dem das Aus- ι ο gangssignal des Tiefpaßfilters zugeführt wird, und einem ersten und einem zweiten Mischer, deren einer Eingang mit der Ein- bzw. Ausgangsseite des Bandpaßfilters verbunden ist und deren anderem Eingang ein Ausgangssignal des spannungsgesteuer- ι $ ten Oszillators zugeführt wird, derart, daß die Frequenz des Eingangssignals des Bandfilters in der Mitte des Bandpaßfilter-Durchlaßbereiches gebracht wird, dadurch gekennzeichnet, daß mit einem zweiten Phasendetektor (23) die Phasendifferenz zwischen dem über einen Phasenschieber (22) in der Phase um einen festen Betrag verschobenen Eingangssignal und dem Ausgangssignal des Bandpaßfilters (15) festgestellt wird und das Ausgangssignal des zweiten Phasendetektors (23) einem Spannungskomparator (25) zugeführt ist, der feststellt, wenn das Ausgangssignal des zweiten Phasendetektors (23) größer als eine vorbestimmte Bezugsspannung ist, und der ein Ausgangssignal erzeugt, das eine Bandbreitenänderung des Bandfilters (15) von einer großen zu einer kleinen Bandbreite und gleichzeitig eine Grenzfrequenzänderung des Tiefpaßfilters (21) von einer höheren /.u einer niedrigeren Frequenz bewirkt, wenn die Eingangssignalfrequenz in die Bandpaßfilter-Mittenfrequenz gebracht ist.

2 Bandpaßfilter-Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine zum Bandpaßfilter (IS) gehörende Filterschaltung eine Parallelresonanzschaltung umfaßt, die einen Para lelresonanzkreis aus einer Spule (Z-22) und einem ersten Kondensator (C52) aufweist, sowie einen La«· widerstand (R 93), der Über eine erste Varicap-Diode (DC2) parallel zum Parallelresonanzkreis geschaltet ist, und daß das Tiefpaßfilter (21) eine Schaltung mit variabler Zeitkonstante aufweist.

3 Bandpaßfilter-Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Spannungskomparators (25) der ersten Varicap-Diode (DC2) zugeführt ist und deren Kapazität verringert, und daß ein zweites Ausgangssignal des Spannungskomparators (25) auf das Tiefpaßfilter (21) geführt ist und die Zeitkonstante der Schaltung variabler Zeitkonstante erhöht

4. Bandpaßfilter-Schaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Parallelresonanzschaltung eine eine zweite Varicap-Diode (DCl) und einen zweiten Kondensator (C54) umfassende Serienschaltung aufweist, die zum Parallelresonanzkreis parallel geschaltet ist, und daß die Kapazität der zweiten Varicap-Diode (DCi) durch ein Ausgangssignal des Spannungskompara tors (25) derart gesteuert ist, daß sie klein ist, wenn das Eingangssignal des Bandpaßfilters (15) von der Mittenfrequenz seines Durchlaßbereiches abweicht und daß sie größer wird, wenn das Eingangssignal des Bandpaßfilters (15) mit der Mittenfrequenz seines Durchlaßbereiches übereinstimmt.